JPH03270418A - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置Info
- Publication number
- JPH03270418A JPH03270418A JP7052090A JP7052090A JPH03270418A JP H03270418 A JPH03270418 A JP H03270418A JP 7052090 A JP7052090 A JP 7052090A JP 7052090 A JP7052090 A JP 7052090A JP H03270418 A JPH03270418 A JP H03270418A
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- JP
- Japan
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- noise
- signal
- filter
- output
- pulse
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- Noise Elimination (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＦＭ受信装置に係り、特に高感度ＦＭ受信装置
におけるノイズキャンセラの検出感度を向上させるため
の改良に関する。
におけるノイズキャンセラの検出感度を向上させるため
の改良に関する。
［発明の概要］
パルスノイズキャンセラを備えた高感度ＦＭ受信装置に
おいて、広帯域ＩＦフィルタの出力を復調するＦＭｔＩ
調器を設け、そのＦＭ復調器出力をパルスノイズキャン
セラの高域ノイズ抽出手段に与えることによりノイズ検
出感度の改善を図ったものである。
おいて、広帯域ＩＦフィルタの出力を復調するＦＭｔＩ
調器を設け、そのＦＭ復調器出力をパルスノイズキャン
セラの高域ノイズ抽出手段に与えることによりノイズ検
出感度の改善を図ったものである。
［従来の技術］
ＦＭ受信方式のＳ／Ｎ改善技術において、従来、入力Ｆ
Ｍ波の瞬時周波数に狭帯域フィルタの中心周波数を追従
させるトラッキングフィルタを用いた方式が行われてき
た。第３図に従来の高感度ＦＭ受信方式の一例を示す。
Ｍ波の瞬時周波数に狭帯域フィルタの中心周波数を追従
させるトラッキングフィルタを用いた方式が行われてき
た。第３図に従来の高感度ＦＭ受信方式の一例を示す。
同図で、１はアンテナ、２はフロントエンド、３は広帯
域ＩＦフィルタ、４は狭帯域トラッキングフィルタ、５
はＦＭ復調器、６はパルスノイズキャンセラ、７はステ
レオマルチプレックス、８及び９はオーディオ（ＡＦ）
アンプ、１０は左（Ｌ）チャンネルスピーカ、１１は右
（Ｒ）チャンネルスピーカ、１２は制御回路である。
域ＩＦフィルタ、４は狭帯域トラッキングフィルタ、５
はＦＭ復調器、６はパルスノイズキャンセラ、７はステ
レオマルチプレックス、８及び９はオーディオ（ＡＦ）
アンプ、１０は左（Ｌ）チャンネルスピーカ、１１は右
（Ｒ）チャンネルスピーカ、１２は制御回路である。
第３図において、アンテナ１に入力されたＦＭ信号はフ
ロントエンド２において中間周波数に変換される。その
出力信号は、広帯域ＩＦフィルタ３を介して、入力ＦＭ
信号の瞬時周波数に狭帯域フィルタの中心周波数が追従
する狭帯域トラッキングフィルタ４に入力され、帯域外
のノイズを除去しＦＭｔｌ調器５に入力される。その出
力信号はパルスノイズキャンセラ６、ステレオマルチプ
レックス７を介し、Ｌ、Ｒチャンネルに分離されそれぞ
れＡＦアンプ８，９を介して、音声信号としてスピーカ
１０．１１より出力される。又、ＦＭ復調器５の出力信
号は狭帯域トラッキングフィルタ４の制御信号として、
制御回路１２を介して狭帯域トラッキングフィルタ４に
フィードバックされる。この時のＦＭ復調器出力ノイズ
スペクトラムを第４図に、又、第５図にパルスノイズ入
力時のＦＭ復調器出力波形を示す。
ロントエンド２において中間周波数に変換される。その
出力信号は、広帯域ＩＦフィルタ３を介して、入力ＦＭ
信号の瞬時周波数に狭帯域フィルタの中心周波数が追従
する狭帯域トラッキングフィルタ４に入力され、帯域外
のノイズを除去しＦＭｔｌ調器５に入力される。その出
力信号はパルスノイズキャンセラ６、ステレオマルチプ
レックス７を介し、Ｌ、Ｒチャンネルに分離されそれぞ
れＡＦアンプ８，９を介して、音声信号としてスピーカ
１０．１１より出力される。又、ＦＭ復調器５の出力信
号は狭帯域トラッキングフィルタ４の制御信号として、
制御回路１２を介して狭帯域トラッキングフィルタ４に
フィードバックされる。この時のＦＭ復調器出力ノイズ
スペクトラムを第４図に、又、第５図にパルスノイズ入
力時のＦＭ復調器出力波形を示す。
第４図において（ａ）は従来のＦＭ受信装置、（ｂ）は
上述した高感度ＦＭ受信装置のそれぞれ特性を示してお
り、同図（ｂ）から高感度方式のものでは高域ノイズ成
分が減衰していること明らかである。又、第５図におい
て従来のＦＭ受信装置のＦＭ復調出力（ａ）にに対し上
述した高感度方式のものにおける復調出力（ｂ）の波形
は変化がゆるやかで振幅が小さいことがわかる。これは
高域ノイズ成分が減衰しているためである。
上述した高感度ＦＭ受信装置のそれぞれ特性を示してお
り、同図（ｂ）から高感度方式のものでは高域ノイズ成
分が減衰していること明らかである。又、第５図におい
て従来のＦＭ受信装置のＦＭ復調出力（ａ）にに対し上
述した高感度方式のものにおける復調出力（ｂ）の波形
は変化がゆるやかで振幅が小さいことがわかる。これは
高域ノイズ成分が減衰しているためである。
次に第３図におけるパルスノイズキャンセラ６はＦＭ復
調器５の出力信号からパルスノイズ成分を除去するもの
であるが、第６図に従来のパルスノイズキャンセラの一
例を、又、第７図にそのパルスノイズキャンセラの検出
出力波形の状態を示す。第６図において、１３はローパ
スフィルタ、１４はローパスアンプ、１５は低域アクテ
ィブフィルタ、１６はゲート回路、１７は引算回路、１
８はバイパスフィルタ、１９はバイパスアンプ、２０は
高域アクティブフィルタ、２１はノイズ検出器、２２は
単安定マルチ、２３はゲート回路、２４は反転アンプで
ある。
調器５の出力信号からパルスノイズ成分を除去するもの
であるが、第６図に従来のパルスノイズキャンセラの一
例を、又、第７図にそのパルスノイズキャンセラの検出
出力波形の状態を示す。第６図において、１３はローパ
スフィルタ、１４はローパスアンプ、１５は低域アクテ
ィブフィルタ、１６はゲート回路、１７は引算回路、１
８はバイパスフィルタ、１９はバイパスアンプ、２０は
高域アクティブフィルタ、２１はノイズ検出器、２２は
単安定マルチ、２３はゲート回路、２４は反転アンプで
ある。
第６図のパルスノイズキャンセラにおいて、パルスノイ
ズを含んだＦＭ復調器５の出力信号はローパスフィルタ
１３とローパスアンプ１４により構成される低域アクテ
ィブフィルタ１５と、バイパスフィルタ１８とバイパス
アンプ１９により樋底される高域アクティブフィルタ２
０によりコンポジット信号（Ｌ＋Ｒ，Ｌ−Ｒ，パイロッ
ト信号）と高域ノイズ成分に分離される。コンポジット
信号はゲート回路１６に入力される。一方、高域ノイズ
成分はノイズ検出回路２１に入力される（第７図（ａ）
参照）。ノイズ検出回路２１ではノイズＡＧＣレベルに
対するパルスノイズレベルを比較し、パルスノイズレベ
ルがスレッショルドレベルを越える場合１次段の単安定
マルチ２２に第７図（ｂ）に示すような制御信号を出力
する。単安定マルチ２２では入力された制御信号により
第７図（ｃ）に示すようなゲート駆動パルスを発生する
。ゲート駆動パルスは、ゲート回路１６を駆動し、単安
定マルチ動作時間だけゲート回路１６をオープンし、コ
ンポジット信号を遮断する（第７図（ｄ）参照）。又、
ゲート駆動パルスはパイロット信号キャンセル用ゲート
回路２３にも同時に入力され、コンポジット信号遮断時
のパイロットキャンセル信号（三角波）の印加を停止し
、引算回路１７におけるコンポジット信号からのパイロ
ットキャンセル信号の引算を停止する。このようにして
パルスノイズ成分及びパイロット信号を除去したコンポ
ジット信号が出力され１次段のステレオマルチプレック
ス７に入力される。
ズを含んだＦＭ復調器５の出力信号はローパスフィルタ
１３とローパスアンプ１４により構成される低域アクテ
ィブフィルタ１５と、バイパスフィルタ１８とバイパス
アンプ１９により樋底される高域アクティブフィルタ２
０によりコンポジット信号（Ｌ＋Ｒ，Ｌ−Ｒ，パイロッ
ト信号）と高域ノイズ成分に分離される。コンポジット
信号はゲート回路１６に入力される。一方、高域ノイズ
成分はノイズ検出回路２１に入力される（第７図（ａ）
参照）。ノイズ検出回路２１ではノイズＡＧＣレベルに
対するパルスノイズレベルを比較し、パルスノイズレベ
ルがスレッショルドレベルを越える場合１次段の単安定
マルチ２２に第７図（ｂ）に示すような制御信号を出力
する。単安定マルチ２２では入力された制御信号により
第７図（ｃ）に示すようなゲート駆動パルスを発生する
。ゲート駆動パルスは、ゲート回路１６を駆動し、単安
定マルチ動作時間だけゲート回路１６をオープンし、コ
ンポジット信号を遮断する（第７図（ｄ）参照）。又、
ゲート駆動パルスはパイロット信号キャンセル用ゲート
回路２３にも同時に入力され、コンポジット信号遮断時
のパイロットキャンセル信号（三角波）の印加を停止し
、引算回路１７におけるコンポジット信号からのパイロ
ットキャンセル信号の引算を停止する。このようにして
パルスノイズ成分及びパイロット信号を除去したコンポ
ジット信号が出力され１次段のステレオマルチプレック
ス７に入力される。
［発明が解決しようとするＷ題］
さて、上述した従来の高感度ＦＭ受信装置においては、
前記第４図に示すように高域ノイズ成分が減衰するため
、パルスノイズキャンセラのノイズ検出帯域（１００ｋ
ｌ（ｚ〜３００ｋＨｚ程度）内のノイズ成分が減衰して
いる。このためノイズ検出感度が低下するので、パルス
ノイズキャンセラの動作が不充分になる欠点があった。
前記第４図に示すように高域ノイズ成分が減衰するため
、パルスノイズキャンセラのノイズ検出帯域（１００ｋ
ｌ（ｚ〜３００ｋＨｚ程度）内のノイズ成分が減衰して
いる。このためノイズ検出感度が低下するので、パルス
ノイズキャンセラの動作が不充分になる欠点があった。
［発明の目的］
従って本発明の目的は高感度ＦＭ受信装置におけるパル
スノイズキャンセラのパルスノイズ検出における検出感
度の低下を防止し、パルスノイズキャンセラの充分な動
作を可能にするにある。
スノイズキャンセラのパルスノイズ検出における検出感
度の低下を防止し、パルスノイズキャンセラの充分な動
作を可能にするにある。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するため、本発明によるＦＭ受信装置は
、広帯域ＩＦフィルタ出力側にＦＭ復調器を設け、その
出力を高域ノイズ抽出手段に加えるように構成したこと
を要旨とする。
、広帯域ＩＦフィルタ出力側にＦＭ復調器を設け、その
出力を高域ノイズ抽出手段に加えるように構成したこと
を要旨とする。
［作用］
上記Ｆ ＭｆＪｉＷＩＡ器の出力から高域ノイズ成分を
抽出し、この成分に基づいてコンポジット信号から高域
ノイズを除去する。従ってノイズ検出感度の低下が防止
され、ノイズキャンセラの充分な動作が可能になる。
抽出し、この成分に基づいてコンポジット信号から高域
ノイズを除去する。従ってノイズ検出感度の低下が防止
され、ノイズキャンセラの充分な動作が可能になる。
［実施例］
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明する。第
１図は本発明によるパルスノイズキャンセラを備えた高
感度ＦＭ受信装置の一実施例で、第２図は該実施例にお
ける狭帯域トラッキングフィルタの振幅位相特性を示す
、第１図において第３図及び第６図と同一符号は同−又
は類似の回路をあられし、特に前記従来装置と相異する
構成は広帯域ＩＦフィルタ３の出力側にＦＭｔｌ調器２
５が設けられ、その出力がノイズキャンセラ６の高域ア
クティブフィルタ２０に加えられるようにした点にある
。
１図は本発明によるパルスノイズキャンセラを備えた高
感度ＦＭ受信装置の一実施例で、第２図は該実施例にお
ける狭帯域トラッキングフィルタの振幅位相特性を示す
、第１図において第３図及び第６図と同一符号は同−又
は類似の回路をあられし、特に前記従来装置と相異する
構成は広帯域ＩＦフィルタ３の出力側にＦＭｔｌ調器２
５が設けられ、その出力がノイズキャンセラ６の高域ア
クティブフィルタ２０に加えられるようにした点にある
。
第１図の実施例において、アンテナ１で受信されたパル
スノイズを含んだＦＭ信号はフロントエンド２において
中間周波数に変換される。その出力信号は、広帯域ＩＦ
フィルタ３を介して、入力ＦＭ信号の瞬時周波数に狭帯
域フィルタの中心周波数が追従する狭帯域トラッキング
フィルタ４に入力され、帯域外のノイズを除去し、Ｆ
Ｍ［＠器５に入力される。その出力信号はパルスノイズ
キャンセラ２６に入力される。パルスノイズを含んだＦ
ＭｔＩ調器出力信号はローパスフィルタ１３とローパス
アンプ１４により構成される低域アクティブフィルタ１
５に加えることにより、コンポジット信号（Ｌ＋Ｒ，Ｌ
−Ｒ，パイロット信号）を抽出する。コンポジット信号
はゲート回路１６に入力される。一方、広帯域ＩＦフィ
ルタ３の出力信号はＦＭＳ＠器２５に入力される。ここ
で、それぞれの復調器の出力信号の同期について述べる
と、使用する狭帯域トラッキングフィルタ４は狭帯域特
性のため、フィルタ自体は遅延時間が大きくなる。しか
し、トラッキングフィルタの制御の動作から、そのフィ
ルタ４の入力周波数に応じて中心周波数が追従するため
第２図に示すように常に位相特性の′Ｏ″点の位置でフ
ィルタ４が使用されることとなる。従って、フィルタ４
の制御が遅れないかぎり遅延時間は１１０ Ｉ＋となる
。つまりＦＭ復調器５と２５の特性をそろえることによ
り、ＦＭ復調器５と２５の出力信号の同期をとることが
可能となる０次にＦＭ復調器２５の出力信号はバイパス
フィルタ１８とバイパスアンプ１９により構成される高
域アクティブフィルタ２０に加えることにより高域ノイ
ズ成分を抽出する。その高域ノイズ成分はノイズ検出回
路２１に入力される。
スノイズを含んだＦＭ信号はフロントエンド２において
中間周波数に変換される。その出力信号は、広帯域ＩＦ
フィルタ３を介して、入力ＦＭ信号の瞬時周波数に狭帯
域フィルタの中心周波数が追従する狭帯域トラッキング
フィルタ４に入力され、帯域外のノイズを除去し、Ｆ
Ｍ［＠器５に入力される。その出力信号はパルスノイズ
キャンセラ２６に入力される。パルスノイズを含んだＦ
ＭｔＩ調器出力信号はローパスフィルタ１３とローパス
アンプ１４により構成される低域アクティブフィルタ１
５に加えることにより、コンポジット信号（Ｌ＋Ｒ，Ｌ
−Ｒ，パイロット信号）を抽出する。コンポジット信号
はゲート回路１６に入力される。一方、広帯域ＩＦフィ
ルタ３の出力信号はＦＭＳ＠器２５に入力される。ここ
で、それぞれの復調器の出力信号の同期について述べる
と、使用する狭帯域トラッキングフィルタ４は狭帯域特
性のため、フィルタ自体は遅延時間が大きくなる。しか
し、トラッキングフィルタの制御の動作から、そのフィ
ルタ４の入力周波数に応じて中心周波数が追従するため
第２図に示すように常に位相特性の′Ｏ″点の位置でフ
ィルタ４が使用されることとなる。従って、フィルタ４
の制御が遅れないかぎり遅延時間は１１０ Ｉ＋となる
。つまりＦＭ復調器５と２５の特性をそろえることによ
り、ＦＭ復調器５と２５の出力信号の同期をとることが
可能となる０次にＦＭ復調器２５の出力信号はバイパス
フィルタ１８とバイパスアンプ１９により構成される高
域アクティブフィルタ２０に加えることにより高域ノイ
ズ成分を抽出する。その高域ノイズ成分はノイズ検出回
路２１に入力される。
ノイズ検出回路２１ではノイズＡＧＣレベルに対してパ
ルスノイズレベルを比較し、パルスノイズレベルがスレ
ッショルドレベルを越える場合１次段の単安定マルチ２
２に制御信号を出力する。単安定マルチ２２では入力さ
れた制御信号によりゲート駆動パルスを発生する。ゲー
ト駆動パルスはゲート回路１６を駆動し、単安定マルチ
動作時間だけゲートをオープンし信号を遮断する。又、
ゲート駆動パルスはパイロット信号キャンセル用ゲート
回路２３にも同時に入力され、信号遮断時のパイロット
キャンセル信号の印加を停止する１以上のようにして、
パルスノイズ成分が除去されたコンポジット信号（パイ
ロット信号除去）が出力され、次段のステレオマルチプ
レックスに入力される。その出力信号はステレオマルチ
プレックス７を介し、Ｌ、Ｒチャンネルに分離され、そ
れぞれオーディオアンプ、８，９を介して、音声信号と
してスピーカ１０．１１より出力される。又、ＦＭ復調
器５の出力信号は狭帯域トラッキングフィルタ４の制御
信号として、制御回路１２を介して狭帯域トラッキング
フィルタ４にフイードバッりされる。
ルスノイズレベルを比較し、パルスノイズレベルがスレ
ッショルドレベルを越える場合１次段の単安定マルチ２
２に制御信号を出力する。単安定マルチ２２では入力さ
れた制御信号によりゲート駆動パルスを発生する。ゲー
ト駆動パルスはゲート回路１６を駆動し、単安定マルチ
動作時間だけゲートをオープンし信号を遮断する。又、
ゲート駆動パルスはパイロット信号キャンセル用ゲート
回路２３にも同時に入力され、信号遮断時のパイロット
キャンセル信号の印加を停止する１以上のようにして、
パルスノイズ成分が除去されたコンポジット信号（パイ
ロット信号除去）が出力され、次段のステレオマルチプ
レックスに入力される。その出力信号はステレオマルチ
プレックス７を介し、Ｌ、Ｒチャンネルに分離され、そ
れぞれオーディオアンプ、８，９を介して、音声信号と
してスピーカ１０．１１より出力される。又、ＦＭ復調
器５の出力信号は狭帯域トラッキングフィルタ４の制御
信号として、制御回路１２を介して狭帯域トラッキング
フィルタ４にフイードバッりされる。
以上説明したように、パルスノイズキャンセラの検出帯
域のノイズ成分が忠実に再現されるのでパルスノイズキ
ャンセラの動作条件を十分満たすことが可能である。こ
の場合、パルスノイズキャンセラ内のフィルタの構成を
変更する必要がない。
域のノイズ成分が忠実に再現されるのでパルスノイズキ
ャンセラの動作条件を十分満たすことが可能である。こ
の場合、パルスノイズキャンセラ内のフィルタの構成を
変更する必要がない。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、狭帯域トラッキン
グフィルタを使用してもノイズ検出感度が低下せず、し
かもＦＭ復調器−個を追加するだけのため、コスト的に
安いし、ノイズの状態変化に伴う検出系の誤動作もない
。
グフィルタを使用してもノイズ検出感度が低下せず、し
かもＦＭ復調器−個を追加するだけのため、コスト的に
安いし、ノイズの状態変化に伴う検出系の誤動作もない
。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は狭帯
域トラッキングフィルタの振幅位相特性図、第３図は従
来の高感度ＦＭ受信装置のブロック図、第４図はＦＭ復
調器出力のノイズスペトクラムの特性図、第５図はパル
スノイズ入力時におけるＦＭ復調器出力の波形図、第６
図はパルスノイズキャンセラの構成を示すブロック図、
第７図はパルスノイズキャンセラの検出出力の波形図で
ある。 ２・・・・・・・・・フロントエンド、３・・・・・・
・・・広帯域ＩＦフィルタ、４・・・・・・・・・狭帯
域トラッキングフィルタ。 ５・・・・・・・・・ＦＭｕｌ調器、６・・・・・・・
・・パルスノイズキャンセラ、１６・・・・・・・・・
ゲート回路、２０・・・・・・・・・高域アクティブフ
ィルタ、２１・・・・・・・・・ノイズ検出器、２５・
・・・・・・・・ＦＭ復調器。
域トラッキングフィルタの振幅位相特性図、第３図は従
来の高感度ＦＭ受信装置のブロック図、第４図はＦＭ復
調器出力のノイズスペトクラムの特性図、第５図はパル
スノイズ入力時におけるＦＭ復調器出力の波形図、第６
図はパルスノイズキャンセラの構成を示すブロック図、
第７図はパルスノイズキャンセラの検出出力の波形図で
ある。 ２・・・・・・・・・フロントエンド、３・・・・・・
・・・広帯域ＩＦフィルタ、４・・・・・・・・・狭帯
域トラッキングフィルタ。 ５・・・・・・・・・ＦＭｕｌ調器、６・・・・・・・
・・パルスノイズキャンセラ、１６・・・・・・・・・
ゲート回路、２０・・・・・・・・・高域アクティブフ
ィルタ、２１・・・・・・・・・ノイズ検出器、２５・
・・・・・・・・ＦＭ復調器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 フロントエンドにて中間周波数信号に変換された信号が
入力される広帯域ＩＦフィルタと、該ＩＦフィルタ出力
に含まれる帯域外のノイズを除去する狭帯域トラッキン
グフィルタと、上記ＩＦフィルタ出力を復調するＦＭ復
調器と、上記トラッキングフィルタ出力からコンポジッ
ト信号を抽出するコンポジット信号抽出手段と、上記Ｆ
Ｍ復調器出力から高域ノイズ成分を抽出する高域ノイズ
抽出手段と、 上記コンポジット信号抽出手段の出力をゲートするゲー
ト回路と、 上記高域ノイズ抽出手段からのノイズレベルを検出し、
上記ゲートの開閉を制御するゲート制御手段と、を備え
たことを特徴とするＦＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7052090A JPH03270418A (ja) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7052090A JPH03270418A (ja) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03270418A true JPH03270418A (ja) | 1991-12-02 |
Family
ID=13433886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7052090A Pending JPH03270418A (ja) | 1990-03-20 | 1990-03-20 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03270418A (ja) |
-
1990
- 1990-03-20 JP JP7052090A patent/JPH03270418A/ja active Pending
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