JPH03276912A

JPH03276912A - 線形送信装置

Info

Publication number: JPH03276912A
Application number: JP2175665A
Authority: JP
Inventors: Koji Chiba; 千葉　耕司; Toshio Nojima; 俊雄野島; Yasushi Yamao; 泰山尾; Tadao Takami; 忠雄鷹見; Shigeru Tomisato; 繁冨里
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1990-02-13
Filing date: 1990-07-02
Publication date: 1991-12-09
Anticipated expiration: 2012-12-10
Also published as: JP2689011B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は高周波帯の電力増幅に利用する。特に、包絡線
の信号レベルが大きく変化する変調波を高い電力効率で
増幅する線形増幅器に関する。本発明は、高周波電力増
幅器の電源電圧を入力変調波の包絡線により制御する線
形増幅器において、人力変調波の包絡線と出力側の包絡
線との差信号により高周波電力増幅器の入力変調波を変
調することにより、電源電圧の制御だけでは調整できな
い程度に高速の入力変調波に対する線形性を実現するも
のである。

〔従来の技術〕

従来から、線形送信装置には動作クラスがＡ級ないしＡ
Ｂ級の高周波電力増幅器が用いられている。このような
電力増幅器は、入力信号の包絡線が小さい場合には電力
効率が低下する欠点があった。このため、例えば電池を
電力源とする携帯形の無線機では、電池の消耗が大きく
、無線機の使用時間が短くなるなどの問題があった。

この問題を解決した従来の線形増幅器の構成例を第２９
図に示す。

この従来例は、本願出願人が先に出願したドレイン制御
形高効率線形増幅器を用いた線形送信装置の構成例であ
る。この増幅器の詳細は、特開昭６２−２７４９０６号
公報に開示されている。

入力端子１にはアナログ信号またはディジタル信号が人
力され、この信号が変調部２により変調される。この変
調波は、飽和形の電力増幅器４により増幅され、出力端
子９から出力される。

電力増幅器４は増幅素子として電界効果トランジスタを
含み、この電界効果トランジスタのドレイン電圧を入力
信号の包絡線にほぼ比例して制御し、電力増幅器４の飽
和出力レベルを入力信号の包絡線に追従させる。

このような制御により、電力増幅器４を高効率の飽和状
態に保ったまま、これを線形増幅器として動作させる。

このため、通常の飽和形増幅器では極めて高いレベルで
発生する出力歪を、大きく低減させることができる。し
かも、電力増幅器４の入力電力が小さいときでも、入力
電力の変化に応じてドレイン電圧を変化させることによ
り、電力増幅器４を実質的に飽和状態で動作させること
ができ、電力効率の大きな劣化を防ぐことができる。

ドレイン電圧は、直流電源端子８から、直流直流変換器
またはシリーズ制御トランジスタにより構成された直流
電圧変換回路７を介して供給される。ドレイン電圧を制
御するには、入力変調波を方向性結合器３で分岐し、そ
の包絡線信号を包絡線検波回路５により検出し、この包
絡線検波回路５の出力を補正回路６でレベルシフトその
他のレベル補正を行って直流電圧変換回路７を制御する
。

この従来例装置は、高効率の飽和形高周波電力増幅器を
用いた線形増幅器を実現できる。例えば、電力増幅器４
として電力効率が７０％のものを用い、直流電圧変換回
路７として電力効率が７０％の直流直流変換器を使用す
れば、理想的には総合効率４９％の線形送信装置を実現
できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

電力増幅器の線形性を高精度に実現するためには、電力
増幅器４への入力信号に対して電力利得が一定に保たれ
るように、電源端子電圧を変化させる必要がある。しか
し、電力増幅器の製造上のバラツキ、温度変化等の原因
により、その特性は変化するのが一般的である。このた
め、上述した構成でも、高周波増幅器の線形性は十分と
はいえなかった。

本発明は、以上の課題を解決し、高速の変調波を高い電
力効率で線形に増幅する線形送信装置を提供することを
目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の線形送信装置は、電力増幅器に供給される直流
バイアス電圧を入力変調波の包絡線信号レベルにより制
御する電圧制御手段と、電力増幅器の入力信号を人力変
調波の包絡線信号レベルと電力増幅器の出力信号の包絡
線信号レベルとの差により制御する入力制御手段を備え
たことを特徴とする。

電圧制御手段は、変調波から求めた包絡線の振幅および
位相を等化してバイアス手段に供給する周波数等化回路
を含むことができる。また、これとは別に、またはこの
構成に組み合わせて、変調波から求めた包絡線の信号レ
ベルがあらかじめ定められた値より小さいときにはバイ
アス手段の出力電圧を一定値以上に保持する手段を含む
ことができる。

入力制御手段は、電力増幅器が多段増幅器の場合には、
その最終段の増幅器に人力される信号を制御すればよい
。したがって、途中の段の増幅器で信号レベルを制御し
てもよい。

線形送信装置の送信出力の制御が必要な場合には、電圧
制御手段の制御量と入力制御手段の制御量とを互いに関
連させて調整する手段をさらに備えることが望ましい。

〔作　用〕

電力増幅器の電源電圧を入力変調波の包絡線にしたがっ
て変化させることにより、電源効率を改善し、飽和形高
周波電力増幅器の線形性を向上させることができる。と
ころで、電圧制御や送信系の特性変動などにより、制御
系には不完全性が生じる。これは残留歪の原因となる。

この残留歪を除去するため、入出力包絡線の差信号によ
り電力増幅器への人力変調波信号を振幅変調する。これ
により、高精度に振幅歪補償を行うことができ、歪低減
効果がさらに増大する。

この構成では包絡線を負帰還しているが、この負帰還の
構成は通常の帰還系と異なる。すなわち、あらかじめ基
準の包絡線により電源電圧を制御しているので、歪はか
なり低減し、電源電圧を制御しないときと比較して人出
力の包絡線による帰還系の閉ループ利得を小さくするこ
とができる。このた約、負帰還系が安定に動作する。さ
らに、負帰還系では残留歪を除去するだけなので、比較
的簡単な回路でも、広帯域の周波数特性をもたせ、十分
な振幅歪補償を行うことができる。

また、変調速度の速い信号を増幅する場合には、直流電
圧変換回路の入力端に周波数等化回路を設ける。直流電
圧変換回路として直流直流変換器を用いるとすると、そ
のスイッチング周波数は高々Ｉ　ＭＨｚ程度であり、周
波数帯域は３０ｋＨｚ程度である。このた約、線形増幅
できる変調速度が制限される。直流電圧変換回路に周波
数等化回路を前置するれば、直流電圧変換回路の周波数
特性を等価的に広げることができ、より高速の変調波を
増幅できる。

電力増幅器の能動素子を動作させるには、ある値以上の
バイアス電圧を印加する必要がある。しかし、電源電圧
を制御するための包絡線の信号レベルがある値より小さ
くなると、能動素子が動作しない電圧を印加する場合が
生じる。このような場合には、増幅された信号に歪が生
じる。これを防止するため、能動素子の特性を考慮して
、直流電圧変換回路の出力電圧があらかじめ定められた
電圧以下にならないように制御し、増幅器を線形に動作
させる。

〔実施例〕

第１図は本発明第一実施例の線形送信装置を示すブロッ
ク構成図である。

この実施例の線形送信装置は、変調波を入力信号とする
電力増幅器４を備え、この電力増幅器４に直流バイアス
電圧を供給するバイアス手段として直流電圧変換回路７
を備え、この直流電圧変換回路７の出力電圧を電力増幅
器４に入力される変調波の包絡線信号レベルにより制御
する電圧制御手段として方向性結合器３および包絡線検
波回路５を備える。

電力増幅器４の入力信号はアナログ信号またはディジタ
ル信号を変調した信号であり、変調波入力端子１′から
供給される。電力増幅器４の増幅出力は出力端子９から
出力される。直流電圧変換回路７には、直流電源端子８
から直流電圧が供給される。

ここで本実施例の特徴とするところは、電力増幅器４の
入力信号を変調波入力端子１′から入力される変調波の
包絡線信号レベルと電力増幅器４の出力信号の包絡線信
号レベルとの差により制御する入力制御手段として、方
向性結合器１３、包絡線検波回路１４、差信号生成回路
１５、直流増幅器１６および電力制御回路１９を備えた
ことにある。

方向性結合器３は変調波入力端子１′に人力された変調
波を分岐し、包絡線検波回路５は分岐された信号の包絡
線を検出する。また、電力増幅器４の出力側では、方向
性結合器１３が出力信号を分岐し、包絡線検波回路１４
がその信号の包絡線を検出する。

包絡線検波回路５の出力する入力側の包絡線信号は、直
流電圧変換回路７に供給される。直流電圧変換回路７は
、包絡線検波回路５からの信号により、それにほぼ追随
した電圧を出力する。この電圧は電力増幅器４の電源端
子に供給され、包絡線に比例した高周波出力を得る。

これらの動作により、電力増幅器４の動作が線形動作と
なり、歪の少ない増幅を行うことができる。しかも、線
形増幅器としての電源効率が直流電圧変換回路７により
改善される。

ところで、一般に高周波電力増幅器は、製造上のバラツ
キや周囲温度によりその特性が変化する。

これを改善するため、出力側の包絡線と入力側の包絡線
とを比較し、電力増幅器４の入力電力を補正する。すな
わち、差信号生成回路１５により入力と出力の誤差を求
め、誤差信号を直流増幅器１６を介して電力制御回路１
９に供給する。電力制御回路１９は、電力増幅器４の振
幅特性が線形になるように、この電力増幅器４への入力
電力を補正する。

具体的には、電力増幅器４に入力される信号を変調する
。

このような構成において、例えば歪を５０ｄＢ抑圧する
場合には、入力側の包絡線検波回路５の出力により電源
電圧を制御することで２０〜３０ｄＢ程度の歪抑圧が可
能であるため、帰還系の歪抑圧量は２０〜３０ｄＢ程度
で十分である。このため、直流増幅器１６に要求される
利得は、高々２０〜３０ｄＢ程度である。

これに対して通常の包絡線帰還だけの構成では、ループ
利得として５０（ＩＢが必要になる。このように本実施
例は、ループ利得が小さい非常に安定な負帰還系を利用
できる。

第２図、第３図は、それぞれ差信号生成回路１５、直流
増幅器１６の構成例を示す。

差信号生成回路１５は入力端子１５Ｆ　、　１５２およ
び出力端子１５８を備え、演算増幅器１５６と抵抗１５
３．１５４．１５５および１５７とにより構成される。

入力端子１５１．１５２には包絡線検波回路５．１４の
出力が供給される。入力端子１５１．１５２の信号は、
それぞれ抵抗１５３．１５４を介して演算増幅器１５６
に供給される。演算増幅器１５６の非反転入力は抵抗１
５５を介して接地され、出力は抵抗１５７を介して反転
入力に帰還接続される。

直流増幅器１６は入力端子１６２および出力端子１６８
を備え、演算増幅器１６６と抵抗１６３．１６４．１６
５および１６７とにより構成される。入力端子１６２に
は差信号生成回路１５の出力が供給され、抵抗１６４を
介して演算増幅器１６６の非反転入力に供給される。演
算増幅器１６６の非反転入力はさらに、抵抗１６５を介
して接地される。演算増幅器１６６の反転入力は抵抗１
６３を介して接地され、出力は抵抗１６７を介して反転
入力に帰還接続される。

第４図は電力制御回路の一例を示す回路図である。この
例は、ＰＩＮダイオードを用いた構成を示す。

変調波入力端子１９０２には変調波入力端子１′の信号
が供給され、制御端子１９０８には直流増幅器１６を介
して誤差信号が入力される。出力端子１９１１は電力増
幅器４に接続される。

電源端子１９０１は抵抗１９０３を介してＰＩＮダイオ
ード１９１２に接続される。変調波入力端子１９０２は
バイパス用のコンデンサ１９０４．１９０５を介してＰ
ＩＮダイオード１９０９のアノード端子に接続され、コ
ンデンサ１９０４と１９０５との接続点に抵抗１９０３
とＰＩＮダイオード１９１２との接続点が接続される。

ＰＩＮダイオード１９０９のアノード端子はまた、チョ
ークコイル１９０６を介して制御端子１９０８に接続さ
れ、この制御端子１９０８はバイパス用のコンデンサ１
９０７を介して接地される。ＰＩＮダイオード１９０９
のカソード端子は、バイパス用のコンデンサ１９１０を
介して出力端子１９１１に接続され、抵抗１９１５を介
して接地される。ＰＩＮダイオード１９１２のカソード
端子は、ＰＩＮダイオード１９１３のアノード端子に接
続され、コンデンサ１９１４を介して接地される。

この回路では、制御端子１９０８の制御電圧により、Ｐ
ＩＮダイオード１９０９．１９１２および１９１３の高
周波抵抗が変化する。このため等価的にπ形抵抗減衰器
となり、高周波電力が減衰する。

第５図は電力制御回路の別の例を示す回路図であり、デ
ュアルゲー）ＦＥＴを用いた構成を示す。

制御端子１９２１には直流増幅器１６を介して誤差信号
が入力される。変調波入力端子１９２４には変調波入力
端子１′の信号が入力される。出力端子１９３９は電力
増幅器４に接続される。電源端子１９３３には電源電圧
が供給される。

制御端子１９２１は抵抗１９２２を介してデュアルゲー
）　Ｆ　Ｅ　７１９２８の一方のゲート端子に接続され
、抵抗１９２２とゲート端子との接続点がバイパス用の
コンデンサ１９２３を介して接地される。

変調波入力端チエ９２４は、バイパス用のコンデンサ１
９２５および整合用のインダクタ１９２７を経由して、
デュアルゲートＦ　Ｅ　Ｔ１９２８の他方のゲート端子
に接続される。コンデンサ１９２５とインダクタ１９２
７との接続点は、整合用のキャパシタ１９２６を介して
接地される。

インダクタ１９２７とデュアルゲートＦ　Ｅ　Ｔ１９２
８との接続点には、電源端子１９３３の電圧が、抵抗１
９３１および１９３２により分圧され、チョークコイル
１９２９を介して供給される。チョークコイル１９２９
、抵抗１９３１および抵抗１９３２の接続点はバイパス
用のコンデンサ１９３０を介して接地される。

デ二アルゲー）　Ｆ　Ｅ　Ｔ１９２８のソース端子は接
地され、ドレイン端子には電源端子１９３３の電圧がチ
ョークコイル１９３４を介して供給される。電源端子１
９３３とチョークコイル１９３４との接続点はバイパス
用のコンデンサ１９３５を介して接地される。デ二アル
ゲー）　Ｆ　Ｅ　Ｔ１９２８のドレイン端子はまた、整
合用のインダクタ１９３６と、バイパス用のコンデンサ
１９３８とを介して出力端子１９３９に接続される。イ
ンダクタ１９３６とコンデンサ１９３８との接続点は、
整合用のキャパシタ１９３７を介して接地される。

変調波入力端子１９２４から人力された変調波は、デュ
アルゲートＦ　Ｅ　Ｔ１９２８により増幅される。この
とき、電力利得が制御端子１９２１に印加される電圧に
より変化する。これは、第二ゲートの電圧によりデュア
ルゲートＦ　Ｅ　Ｔ１９２８の相互コンダクタンスが変
化するからである。これにより、高精度の振幅制御が可
能である。

第６図は本発明第二実施例の線形送信装置を示すブロッ
ク構成図である。

この実施例は、電力増幅器４に人力される変調波の包絡
線を求めるために、ベースバンド帯域におけるディジタ
ル演算処理を用いることが第一実施例と異なる。

すなわち、変調部２０に複素包絡線生成回路２１、ディ
ジタル・アナログ変換器２２．２３、直交変調器２４お
よび搬送波発振器２５を備え、変調波の包絡線を求める
ために、包絡線生成回路１００およびディジタル・アナ
ログ変換器１０２を備える。

入力端子１にはベースバンド信号が入力され、この信号
が、複素包絡線生成回路２１、ディジタル・アナログ変
換器２２．２３および直交変調器２４を経由して変調波
となり、これが電力増幅器４に入力される。直交変調器
２４には、搬送波発振器２５から搬送波が供給される。

まず、複素包絡線生成回路２１、ディジタル・アナログ
変換器２２．２３、直交変調器２４および搬送波発振器
２５の動作について説明する。これらの回路は包絡線お
よび位相が変化する変調信号を発生する公知の回路であ
り、例えば、御代時博、小野光性、青野達也共著、「ボ
ーレート可変ＱＰＳＫ変調器の開発」、昭和６３年電子
情報通信学会春期全国大会講演論文集、分冊Ｂ−１、論
文番号３Ｂ−３−２にその使用例が示されている。

ここで、変調波の搬送波角周波数をω。、包絡線信号を
Ｒ（ｔ）、変調位相をφ（１）とすると、変調波ｅ　（
ｔ）は一般的に、ｅ　（ｔ）＝　Ｒ（ｔ）　・Ｒｅ　（ｅｘｐ［ｊφ（ｔ
）］−ｅｘｐ［ｊ　ａ）ｅｔ　］］＝Ｒｅ　ＣＥ（ｔ）
　・ｅｘｐ［ｊωｃｔ］　）−（１）と表される。ただし、Ｒｅｅｆ）は関数ｆの実数部を表
す。Ｅ　（ｔ）は複素包絡線であり、Ｅ（ｔ）＝工（ｔ
）−ｊＱ（ｔ）　　　　　　　　　　（２）と表される
。Ｉ　（ｔ）、Ｑ　（ｔ）をそれぞれ同相包絡線成分、
直交包絡線成分という。

複素包絡線生成回路２１では、入力端子１からの変調入
力に応じた同相包絡線成分１　（ｔ）および直交包絡線
成分Ｑ　（ｔ）の値を、ディジタル処理により算出する
。この計算値をそれぞれディジタル・アナログ変換器２
２．２３でアナログ電圧に変換することにより、Ｉ　（
ｔ）、Ｑ　（ｔ）の波形が得られる。これらの波形を直
交変調器２４に入力する。この直交変調器２４は、Ｉ　
（ｔ）、Ｑ　（ｔ）にそれぞれ同相搬送波、直交搬送波
を乗算し、これらを加え合わせることによりｅ　（ｔ）
を求める。

包絡線生成回路１００は、複素包絡線生成回路２１が生
成した複素包絡線、すなわちＩ　（ｔ）、Ｑ　（ｔ）の
値を用いて、電力増幅器４に人力される変調波の包絡線
Ｒ（ｔ）、Ｒ（ｔ）＝　Ｃｒ　（ｔ）’　＋　Ｑ（ｔ）２Ｅ　””
　　　　・−・−（４）を求める。この包絡線Ｒ（ｔ）
はディジタル信号処理により得られ、そのまま、あるい
は何らかの補正を施した後に、ディジタル・アナログ変
換器１０２に出力される。ディジタル・アナログ変換器
１０２は、この信号をアナログ信号に変換し、これを直
流電圧変換回路７に供給する。

このように、電圧制御用の包絡線信号をディジタル信号
処理により生成するため、非常に精度が高く、しかも安
定な信号を生成できる。

ディジタル・アナログ変換器１０２の出力はまた、信号
変換回路１８を介して差信号生成回路１５に供給される
。

電力増幅器４の出力信号については、方向性結合器１３
により分岐し、包絡線検波回路器１４により出力の包絡
線を生成して差信号生成回路１５に入力する。

第一実施例では、入出力の包絡線を双方ともに同一構成
の包絡線検波回路５．１４で検出しているので、その包
絡線検波回路５．１４に用いる半導体素子に非線形特性
があった場合でも、差信号を生成するときにその特性を
相殺できた。これに対して第二実施例では、出力側の包
絡線には包絡線検波回路１４の非線形特性による影響が
残り、入力端の包絡線は線形信号となる。このため、二
つの包絡線をそのまま比較することはできない。二つの
包絡線を正確に比較するには、包絡線検波回路１４の非
線形特性を相殺する必要がある。

そこで第二実施例では、ディジタル・アナログ変換器１
０２　と差信号生成回路１５との間に、包絡線検波回路
１４と同一の回路または同一特性を実現する回路により
構成された信号変換回路１８を挿入する。この信号変換
回路１８により、差信号生成回路１５の出力から包絡線
検波回路１４の検波特性の影響が相殺され、入力の包絡
線信号と出力の包絡線信号との差分が出力される。

差信号生成回路１５の出力は、直流増幅器１６により増
幅され、電力制御回路１９に入力される。電力制御回路
１９は、電力増幅器４に入力される変調波信号を振幅変
調することにより、その電力を補正する。これらの動作
は第一実施例と同等である。

このようにして、電源電圧を制御するとともに電力増幅
器４の入力を制御することにより、高速な包絡線変動を
伴う変調波に対して、電源効率に優れ、高精度でかつ安
定に動作する線形送信装置を実現できる。

第７図と第８図に包絡線検波回路の一例の回路図を示す
。

包絡線検波回路としては、従来から、ダイオードを用い
たものや、トランジスタを用いたものが知られている。

第７図にダイオードを用いた回路を示し、第８図はトラ
ンジスタを用いた回路を示す。

第７図に示した回路では、変調波入力端子１４０１がコ
ンデンサ１４０２を介してダイオード１４０５のアノー
ド端子に接続され、ダイオード１４０５のカソード端子
は、出力端子１４０８に接続される。ダイオード１４０
５にはさらに、電源１４０４からのバイアス電圧が、抵
抗１４０３．１４０７を介して供給される。ダイオード
１４０５の出力側はコンデンサ１４０６を介して接地さ
れる。

変調波入力端子１４０１に入力された変調波は、コンデ
ンサ１４０２により直流分がカットされ、ダイオード１
４０５に人力する。このとき、ダイオード１４０５のア
ノード電圧より高い成分のみがコンデンサ１４０６に通
電し、搬送波が半波整流される。コンデンサ１４０６は
、搬送波をバイパスし、包絡線のみを出力端子１４０８
に出力する。

出力端子１４０８に得られる検波電圧は、ダイオード１
４０５の非線形特性によって生じる成分を含む。

上述した第一実施例の場合には、入出力で共にこのよう
な検波回路を用い、ダイオード特性も揃ったものを用い
ることにより、差信号生成回路１５の出力からダイオー
ド特性を相殺することができる。

第８図に示した回路では、−変調波入力端子１４１１が
直流カット用のコンデンサ１４１２を介してトランジス
タ１４１３のベース端子に接続される。電源端子１４１
４は、ベース電圧バイアス用の抵抗１４１５．１４１６
を経由して接地され、二つの抵抗１４１５．１４１６の
接読点がトランジスタ１４１３のベース端子に接続され
る。電源端子１４１４と接地点との間にはまた、コレク
タ・エミッタ間バイアス用の抵抗１４１７．１４１８を
介してトランジスタ１４１３が挿入される。バイアス安
定化用の抵抗１４１８には、直流成分のみが印加される
ように、交流バイパス用のデンサ１４１９が並列に接続
される。トランジスタ１４１３のコレクタ端子は、コン
デンサ１４２０を介して接地されると共に、出力端子１
４２１に接続される。

変調波入力端子１４１１に入力された変調波は、トラン
ジスタ１４１３におけるベース・エミッタ間のダイオー
ド特性により半波整流され、コレクタ端子に出力される
。この出力の搬送波は、コンデンサ１４２０により除去
され、出力端子１４２１には包絡線のみが出力される。

この出力信号にも、ダイオードによる包絡線検波の場合
と同様に、ベース・エミッタ間のダイオード特性が重畳
される。このダイオード特性は、第一実施例で用いる場
合には、ダイオードを用いた場合と同様に、入出力に同
等の回路を用いることにより相殺できる。

これに対して第二実施例の場合には、入力側の包絡線に
ついて、複素包絡線信号を演算することにより求めてい
る。この場合の包絡線波形は、演算のビット数を大きく
することにより高精度となる。この一方で、出力側につ
いては、ダイオードを用いた包絡線検波回路１４を使用
している。このため、検出波形にはダイオードの非線形
特性による成分が含まれ、そのまま入力側の包絡線との
差信号を生成することはできない。そこで、ディジタル
・アナログ変換器１０２と差信号生成回路１５との間に
、出力側の包絡線検波回路１４と実質的に同一の直流特
性を有する信号変換回路１８を挿入する。

第９図にダイオード特性の一例を示し、第１０図に信号
変換回路１８の特性の一例を示す。

包絡線検波回路１４内のダイオードが第９図に示す特性
を示すとき、信号変換回路１８内にも同じ特性のダイオ
ードを設け、このダイオードに、ディジタル・アナログ
変換器１０２の出力した包絡線信号にバイアス電圧を加
えて入力する。このとき信号変換回路１８の出力には、
ダイオードの非線形特性を有する包絡線信号が出力され
る。この信号を用い、出力側の包絡線信号との差信号を
生成することにより、差信号からダイオード特性を相殺
される。

第１１図と第１２図に信号変換回路１８の一例を示す。

第１１図に示した回路は包絡線検波回路１４として第７
図に示した回路を用いた場合のものであり、その回路の
直流カット用コンデンサ１４０２を除去した回路そのも
のである。また第１２図に示した回路は、包絡線検波回
路１４として第８図に示した回路を用いた場合のもので
あり、その回路の直流カット用コンデンサ１４１２を除
去した回路そのものである。

信号変換回路１８に用いる半導体素子を包絡線検波回路
１４のものとほぼ同一のものとすることにより、誤差な
く差信号を生成できる。搬送波除去用のコンデンサ１４
０６．１４２０の有無は特性に依存しない。

このように、包絡線検波回路１４と信号変換回路１８を
用いる構成により、より精度の高い包絡線帰還系を構成
できる。

第１３図は本発明第三実施例線形送信装置の要部のブロ
ック構成図である。

本実施例は、二段構成の電力増幅器４′を用い、電力制
御回路１９′　により途中の段（この場合は初段）の増
幅器で信号レベルを制御するものである。

直流電圧変換回路７には、制御信号として、第一実施例
における包絡線検波回路５の出力、または第二実施例に
おけるディジタル・アナログ変換器１０２の出力が供給
される。電力制御回路１９′　には、制御信号として、
直流増幅器１６の出力が供給される。電力増幅器４′の
高周波入力端子４０１には、第一実施例における変調波
入力端子１′の変調波、または第二実施例における直交
変調器２４の出力が供給される。

直流電圧変換回路７および電力制御回路１９′にはまた
、直流電源端子８から直流電圧が供給される。直流電圧
変換回路７の出力は電力増幅器４′の最終段のドレイン
バイアス端子４０３に接続される。電力制御回路１９′
の出力は電力増幅器４′の初段のドレインバイアス端子
４０２に接続される。

高周波入力端子４０１は、入力整合回路４０４を介して
ＦＥＴ４０５のゲート端子に接続される。ＦＥＴ４０５
のドレイン端子はチョークコイル４０６を介してドレイ
ンバイアス端子４０２に接続され、ソース端子は接地さ
れる。Ｆ　Ｅ　Ｔ４０５のドレイン端子はまた、股間整
合回路４０７を介してＦ　Ｅ　Ｔ４０８のゲート端子に
接続される。Ｆ　Ｅ　Ｔ４０ｇのドレイン端子はチョー
クコイル４０９を介してドレインバイアス端子４０３に
接続され、ソース端子は接地される。Ｆ　Ｅ　Ｔ４０８
のドレイン端子はまた、出力整合回路４１０を介して高
周波出力端子４１１に接続される。

電力制御回路１９′　は、Ｆ　Ｅ　Ｔ４０５のドレイン
バイアスを制御する。これによりＦ　Ｅ　Ｔ４０５の電
力利得が変化し、Ｆ　Ｅ　Ｔ４０５には差信号により変
調された信号が供給される。このようにして、電力増幅
器４′全体として、より精度の高い振幅補償を行うこと
ができる。

第１４図は第三実施例で用いられる電力制御回路１９′
の一例を示す回路図である。

電源端子１９４１には直流電源端子８から直流電圧が供
給される。電源端子１９４１はトランジスタ１９４２の
コレクタ・エミッタを介して出力端子１９４３に接続さ
れる。トランジスタ１９４２のエミッタ端子は電圧分割
用の抵抗１９４４．１９４５を介して接地され、抵抗１
９４４．１９４５の接続点が演算増幅器１９４７の反転
入力に接続される。演算増幅器１９４６の非反転入力に
は、制御端子１９４７からの制御信号が供給される。

演算増幅器１９４６の出力はトランジスタ１９４２のベ
ース端子に接続される。

トランジスタ１９４２は、電源端子１９４１に印加され
た直流電圧を制御し、これを出力端子１９４３に供給す
る。演算増幅器１９４６は、出力端子１９４３の電圧の
分圧電圧と、制御端子１９４７から人力された制御電圧
とを比較し、その差をトランジスタ１９４２のベース端
子に供給する。これにより出力端子１９４３には、精度
の高い電圧が出力される。この出力電圧は、ドレインバ
イアス端子４０２に供給され、Ｆ　Ｅ　Ｔ４０５に変調
を加える。

このように、送信・系の増幅器の電力利得を電圧制御す
ることにより、送信系全体として振幅をより高精度に制
御する。

第１５図は本発明第四実施例線形送信装置のブロック構
成図である。

この実施例装置は、送信出力制御端子１９５１が設けら
れたことと、包絡線検波回路５と直流電圧変換回路７と
の間および差信号生成回路１５と電力制御回路１９との
間に、それぞれレベル制御回路１９５２．１９５３を備
えたことが第一実施例と異なる。

送信出力制御端子１９５１には送信出力制御信号が入力
される。レベル制御回路１９５２は、この送信出力制御
信号により、直流電圧変換回路７に人力される信号レベ
ルを調整する。レベル制御回路１９５３は、送信出力制
御信号に基づいて差信号生成回路１５の出力を調整し、
電力制御回路１９による制御量を調整する。これにより
、送信出力が制御される。

第１６図は本発明第五実施例線形送信装置のブロック構
成図である。

この実施例袋、置は、ＲＦスイッチ１９５４を備え、送
信出力制御端子１９５１０制御信号がこのＲＦスイッチ
１９５４に供給されるとともに、直流電圧変換回路７に
も供給される。直流電圧変換回路７は、送信出力制御端
子１９５１の制御信号により、電力増幅器４へのバイア
ス供給を停止する。これと同時にＲＦスイッチ１９５４
は、電力増幅器４　（および電力制御回路１９）の入力
レベルをカットする。これにより送信出力が停止する。

第１７図は本発明の第六実施例を示すブロック構成図で
あり、第１８図は本発明の第七実施例を示すブロック構
成図である。

上述した第一実施例および第二実施例では、直流電圧変
換回路７の構成が、入力電圧に対し一定の出力を得るた
め、極めて低い周波数をようになっている。このため、
入出力の遮断周波数は非常に小さく　、１０ＫＨｚ程度
である。よって、この遮断周波数より高い周波数で変動
する変調波信号の増幅器においては、直流電圧変換回路
７は変調波信号の変化に追随できない。その結果出力に
は歪みが発生する。例えば、スイッチングレギュレータ
の周波数特性はレギニレータ内の制御用スイッチ周波数
やフィルタなどに依存する。この周波数特性を改善する
ためには制御用スイッチ周波数を高くすればよいが、ス
イッチであるトランジスタやダイオードのスイッチング
特性により高々５００ｋＨｚ程度である。このた約十分
な周波数特性を得ることが困難であり、その結果、変調
周波数の高い変調波信号に対しては十分な線形送信装置
を実現できない。

第六実施例および第七実施例は、これらの欠点を除去し
て簡易な構成で等価的に入出力の周波数特性を広帯域化
するものであり、包絡線検波回路５から直流電圧変換回
路７に供給される制御信号の振幅および位相を等化する
周波数等化回路１１を備えたことが第一実施例および第
二実施例と異なる。

第１９図は周波数等化回路１１の詳細を示すブロック構
成図である。

この周波数等化回路１１は、抵抗Ｒ１〜Ｒ６と、コンデ
ンサＣ１およびＣ２と、演算増幅器１１２および１１３
とを含んで構成される。そして、抵抗Ｒ１およびＲ６の
一端は入力端子１１１に接続され、抵抗Ｒ１の他端は抵
抗Ｒ２、コンデンサＣ１およびＣ２の一端に共通接続さ
れ、抵抗Ｒ２の他端は接地され、コンデンサＣ１の他端
は抵抗Ｒ３の他端および抵抗Ｒ４の一端とともに演算増
幅器１１２の出力に接続され、コンデンサＣ２の他端は
抵抗Ｒ３の一端とともに演算増幅器１１２の反転入力端
子に接続され、演算増幅器１１２の非反転入力端子は接
地され、抵抗Ｒ４の他端は抵抗Ｒ５の一端および抵抗Ｒ
６の他端とともに演算増幅器１１３の反転入力端子に接
続され、演算増幅器１１３の非反転入力端子は接地され
、演算増幅器１１３の出力は抵抗Ｒ５の他端および出力
端子１１４に接続される。

第２０図は、ＱＰＳＫ変調方式における包絡線信号のス
ペクトラムの一例、すなわち式（４）の包絡線信号Ｒ（
ｔ）の周波数分布を示す特性図である。ただし、ロール
・オフ＝０．５、伝送速度は３２Ｋｂ／ｓである。電力
増幅器４の振幅歪を５０ｄＢ以下に抑えるためには、直
流電圧制御回路７０周波数特性は、直流成分より５０ｄ
Ｂ低いスペクトラム成分まで含む必要がある。したがっ
てこの場合には、約４０〜５０ＫＨｚまでの帯域が必要
である。

第２１図はこの帯域を得るための周波数等化特性の例を
示す。曲線Ａは周波数等化前の直流電圧変換回路７０周
波数特性を示し、その遮断周波数は１０ＫＨｚ以下であ
る。これに対し周波数等化回路１１は、曲線Ｂのように
、高周波域で振幅が大となる周波数特性をもつ。したが
って、この等化信号が直流電圧変換回路７を通過すると
、その特性が曲線Ｃに示すようになる。すなわち、遮断
周波数が５０ＫＨｚ以上となる。この改善された直流電
圧変換回路７の出力電圧により電力増幅器４のドレイン
電圧Ｖ、が制御され、高速の変調波信号を増幅すること
が可能である。

このような周波数特性を有する周波数等化回路１１は、
第１９図にその一例を示したように、演算増幅器、抵抗
およびコンデンサを用いて簡単に実現できる（ウィリア
ム著、加藤監訳「電子フィルタ」マグロウヒル社、参照
）。

第２２図は本発明の第八実施例を示すブロック構成図で
あり、第２３図は本発明の第九実施例を示すブロック構
成図である。

これらの実施例は、包絡線の信号レベルがあらかじめ定
められた値により小さいときに直流電圧変換回路７の出
力電圧を一定値以上に保持する手段として、レベル変換
回路１２を備えたことが第一実施例および第二実施例と
異なる。

第２４図は高周波入力端子に対して電力増幅器４の利得
が一定となるドレイン電圧特性の例を示す。

第２４図において、−点鎖線は、ドレイン電圧がある値
（第２４図の例では約２Ｖ）以上のときに電力増幅器４
が動作し、しかも高周波入力電圧とドレイン電圧との関
係がほぼ線形の場合を示す。この場合には、包絡線検波
回路１４の出力を適切な増幅率で増幅するとともに、そ
の電圧レベルをシフトさせれば、電力増幅器４の線形性
を保つことができる。

これに対して、第２４図において実線で示したように、
ドレイン電圧特性が高周波入力電圧に対して非線形であ
り、入力電圧が小さい領域ではほぼ一定のドレイン電圧
を必要とする場合がある。このような場合には、第２４
図に破線で示した折線で近似する。すなわち、高周波入
力電圧がＶ、以下のときには一定値Ｖｏのドレイン電圧
が必要になり、入力電圧がＶ、を越えたときには高周波
入力電圧に対して線形に増加するドレイン電圧が必要に
なると近似する。このような特性を得るためのレベル変
換回路の一例を第２５図に示す。

入力端子１２０１には包絡線検波回路５の出力した包絡
線信号が供給される。この入力端子１２０１は抵抗器１
２０２を介して演算増幅器１２０３の反転入力に接続さ
れる。演算増幅器１２０３の非反転入力は接地される。

演算増幅器１２０３の出力は、ダイオード１２０４のア
ノードと、ダイオード１２０５のカソードとに接続され
る。ダイオード１２０５のカソードは演算°増幅器１２
０３の反転入力に接続される。この反転入力にはさらに
、抵抗１２０６を介して電圧−■、が供給される。抵抗
１２０６と演算増幅器１２０３の接続点は、抵抗１２０
８を介してダイオード１２０５のアノードに接続される
。ダイオード１２０５のアノードはさらに、抵抗１２０
８を介して演算増幅器１２０９の反転入力に接続される
。演算増幅器１２０９の非反転入力には電圧Ｖ。

が供給される。演算増幅器１２０９の出力は抵抗１２１
０を介して反転入力に帰還接続されるとともに、出力端
子１２１１を介して直流電圧変換回路７に出力される。

入力端子１２０１の信号レベルが電圧Ｖ、以下のときに
は、ダイオード１２０４が導通、ダイオード１２０５が
非導通となり、演算増幅器１２０３は利得が「１」の正
相増幅器となる。演算増幅器１２０３の非反転入力は接
地されているため、その出力は零電位となる。このため
、電圧−Ｖｓが抵抗１２０６および１２０７を介して抵
抗１２０８に印加される。

入力端子１２０１の信号レベルが電圧Ｖｓを越えると、
ダイオード１２０４が非導通、ダイオード１２０５が導
通となり、演算増幅器１２０３が反転増幅器として動作
する。

演算増幅器１２０９は、オフセット電圧Ｖ。を加えて抵
抗１２０８からの信号を増幅する。この増幅された信号
を出力端子１２１１を介して直流電圧変換回路７に供給
することにより、電力増幅器４のドレインバイアス電圧
を第２４図に破線で示したように制御できる。高周波入
力端子がＶ、を越えたときの傾きについては、抵抗１２
０７および１２１０の値を選択することにより設定でき
る。

このようにして、包絡線の信号レベルが小さいときでも
電力増幅器４を十分に動作させることができ、歪の少な
い出力信号を得ることができる。

第２６図は本発明の第十実施例を示すブロック構成図で
あり、第２７図は第十−実施例を示すブロック構成図で
ある。

これらの実施例は、周波数等化回路１１とレベル変換回
路１２とを備えたことが第一実施例および第二実施例と
異なる。すなわち、周波数等化回路１１右よびレベル変
換回路１２を介して直流電圧変換回路７を制御する。こ
こで注意する点は、周波数等化後にレベル変換を行うこ
とであり、その反対では効果がない。このような構成に
より、より安定で高精度の電圧制御を行うことができ、
より高速の信号を低歪で高効率に線形増幅できる。

第２３図は第二実施例の出力の電力スペクトラムの一例
を示す。この例では、変調形式としてオフセラ）ＱＰＳ
Ｋを用いた。図の縦軸は電力スペクトラムを示し、横軸
は周波数を示す。電力増幅器４としては飽和形のものを
用い、ドレイン電圧を制御しない直流電圧のみで動作さ
せたとき、ドレイン電圧を入力端の包絡線にしたがっ′
て制御したとき、およびドレイン電圧を制御するととも
に出力側の包絡線により帰還をかけたときの出力を示す
。それぞれの歪補償により、帯域外側対（ｆ±Δｆ、ｆ
±２Δｆ）が小さくなっていくことがわかる。

以上の説明では、制御信号により直流電圧を制御する直
流電圧変換回路７として、直流直流変換器またはシリー
ズ制御トランジスタを例示した。

直流直流変換器としては、通常Ｓ級増幅器と呼ばれるパ
ルス幅変調を用いた直流電圧変換回路を使用できる。ま
た、これと動作原理が極めて類似したものに、降圧形直
流直流変換器や、スイッチングレギュレータもあり、こ
のような直流電圧変換回路を使用できる。

また、本明細書においてバイアス電圧が供給される端子
とは、少なくとも高周波電力増幅器を構成している能動
素子の電源が供給される端子であり、バイポーラトラン
ジスタのエミッタ接地形増幅器ではコレクタ電極、ＦＥ
Ｔのソース接地形式ではドレイン電極の電圧を制御でき
る電源端子、さらには陽極端子をいう。また、高周波電
力増幅器が多段で構成されている場合でも、構成トラン
ジスタのいずれか、またはすべての電源端子の電圧を制
御しても本発明を同様に実施できる。さらに、変調器と
電力増幅器との間に周波数変換が伴う中間周波数変調の
場合にも本発明を同様に実施できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の線形送信装置は、飽和形
高周波電力増幅器を用い、変調波の包絡線によりその増
幅器の電源電圧を制御し、その電力増幅器の出力包絡線
と人力包絡線との差により高周波電力増幅器への入力変
調波を振幅変調をかける。これにより、電源電圧の制御
だけでは調整できない程度に高速の入力変調波に対する
線形性を実現することができる。

また、ベースバンド信号から包絡線を求約て制御信号と
する場合に、出力包絡線の検波回路と同一または同特性
の検波回路により検波特性を相殺することにより、精度
の高い制御信号を生成できる。

さらに、直流電圧変換回路の制御信号を周波数等化する
ことにより、直流電圧変換回路を等価的に広帯域化する
ことができ、電力増幅器の人力変調波の包絡線が小さい
場合でも電源端子電圧を一定値以上に保持することによ
り、能動素子から必要以上の歪が発生することを防止で
き、飽和形電力増幅器の線形性を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第一実施例の線形送信装置を示すブロッ
ク構成図。第２図は差信号生成回路の一例を示す回路図。第３図は直流増幅器の一例を示す回路図。第４図は電力制御回路の一例を示す回路図。第５図は電力制御回路の別の例を示す回路図。第６図は本発明第二実施例の線形送信装置を示すブロッ
ク構成図。第７図は包絡線検波回路の一例を示す回路図。第８図は包絡線検波回路の別の例を示す回路図。第９図はダイオード特性を示す図。第１０図は信号変換回路の特性を示す図。第１１図は信号変換回路の一例を示す図。第１２図は信号変換回路の別の例を示す図。第１３図は本発明第三実施例の線形送信装置の要部を示
すブロック構成図。第１４図はこの実施例で用いられる電力制御回路の一例
を示す図。第１５図は本発明第四実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第１６図は本発明第五実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第１７図は本発明第六実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第１８図は本発明第七実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第１９図は周波数等化回路の一例を示す回路図。第２０図は包絡線スペクトラムの一例を示す図。第２１図は周波数特性の一例を示す図。第２２図は本発明第八実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第２３図は本発明第九実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第２４図は高周波入力端子に対して高周波電力増幅器の
利得が一定となるドレイン電圧特性の一例を示す図。第２５図はレベル変換回路の一例を示す回路図。第２６図は本発明第一実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第２７図は本発明第一実施例の線形送信装置を示すブロ
ック構成図。第２８図は第二実施例の出力電力スペクトラムの一例を
示す図。第２９図は従来例線形送信装置のブロック構成図。１・・・入力端子、１′・・・変調波入力端子、２．２
０・・・変調部、３．１３・・・方向性結合器、４・・
・電力増幅器、５．１４・・・包絡線検波回路、６．１
７・・・補正回路、７・・・直流電圧変換回路、８・・
・直流電源端子、９・・・出力端子、１１・・・周波数
等化回路、１２・・・レベル変換回路、１５・・・差信
号生成回路、１６・・・直流増幅器、１８・・・信号変
換回路、２１・・・複素包絡線生成回路、２２．２３．
１０２・・・ディジタル・アナログ変換器、２４・・・
直交変調器、２５・・・搬送波発振器、１００・・・包
絡線生成回路、１９５１・・・送信出力制御端子、１９
５２．１９５３・・・レベル制御回路、１９５４・・・
ＲＦスイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】１、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増
幅器に直流バイアス電圧を供給するバイアス手段と、このバイアス手段の出力電圧を前記変調波の包絡線信号
レベルにより制御する電圧制御手段とを備えた線形送信
装置において、前記電力増幅器の入力信号を前記包絡線信号レベルと前
記電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差によ
り制御する入力制御手段を備えたことを特徴とする線形
送信装置。２、電圧制御手段は、変調波から求めた包絡線の振幅お
よび位相を等化してバイアス手段に供給する周波数等化
回路を含む請求項１記載の線形送信装置。３、電圧制御手段は、変調波から求めた包絡線の信号レ
ベルがあらかじめ定められた値より小さいときにはバイ
アス手段の出力電圧を一定値以上に保持する手段を含む
請求項１記載の線形送信装置。