JPH03280699A - 音場効果自動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明はオーディオ信号に、臨場感（サラウンド効果
）、残響等の音場効果を付加する音場効果回路において
、音声パートにかがる音場効果を音声部分に対して効果
が表れないようにした音場効果自動制御装置に関する。

（従来の技術） 今日のオーディオの分野における技術的進展は著しく、
モノラルからステレオと、さらにアナログからデジタル
へと、より原音に近づくべ（技術の移行がなされてきた
。更に、近年においては、聴取者の好みに応じて音楽ン
ース等に加工を施し、独創性のある音場を形成する技術
の要望が高くなってきている。

こうした要望に答えるものとして、例えばサラウンドシ
ステムと呼ばれる音場効果回路がある。

サラウンドシステムは、第９図に示すように、オーディ
オ系に音場効果回路が付加されるものである。

第９図において、１はＣＤ、テープレコーダ等からのオ
ーディオ信号を入力する音声入力端子である。この音声
入力端子１は低域通過フィルタ２に接続されており、音
声入力端子１に与えられた畜産信号は低域通過フィルタ
２を通ってＡ／Ｄ変換器３でデジタル信号に変換される
。Ａ／Ｄ変換器３で変換されたデジタル信号は、音場効
果回路４に入力され、遅延処理を含むデジタル処理によ
って、コンサートホールや他の演奏会場の前方、後方か
ら聞こえてくる残響音信号を付加されて出力される。こ
れらデジタルの原信号と残響音信号は、それぞれＤ／Ａ
変換器５．６によりアナログ信号に変換され、低域通過
フィルタ７．８及び増幅器９．１０を通り、フロント側
の左右スピーカ１１及びリヤ側の左右スピーカ１２によ
り拡声される。

オーディオ系に上記音場効果回路を付加することで、聴
取者は、あたかもコンサートホールやスポーツ会場に居
るような臨場感を体験することができるのである。

ところで、上記音場効果回路では、例えばコンサートホ
ールと同等の雰囲気を作り出す場合、例えば残響時間１
秒ないし２秒程度の残響音を生成するのであるが、音楽
の場面ばかりでなく、例えば司会者が登場した場面にま
で上記残響音が付加されてしまい、聴取者にとって不自
然で聞き取り難いという問題がある。

また、スポーツ会場と同等の臨場感を出す場合、音場効
果回路４は、例えば１００ｍ５ｅｃ程度でエコー音を生
成するのであるが、観客の声援ばかりでなく、司会者や
解説者の音声にまでエコー音がかかってしまっていた。

上述の問題点を解消するため、第９図に示すように、シ
ラブル（音節）検出回路１３によって、オーディオ信号
における音声パートと楽音パートとの特徴により、いず
れのパートかを示す２値信号を生成し、この２値信号に
基づいてオーディオ信号が音楽のパートであるか、人声
による音声パートであるかを論理回路１４で判定する回
路を提案した（例えば特願昭６３−１６３４４８）。

すなわち、第９図において、論理回路１４の出力は音場
効果回路４の動作を制御する制御信号となり、この−制
御信号により音場効果回路４は、東南パートのときに音
場効果を付加した信号を出し、音声パートのときには音
場効果を付加しない原信号を出力している。

また、ステレオ信号などの２チャネル信号の場合、音声
信号が主に２チヤネルの同相成分として記録、または伝
送されることに着目し、特願昭６３−３３１７６９に開
示されているように、Ｌ信号とＲ信号との差信号を生成
し、これと各り、Ｒ信号とを、音声パートと楽音パー、
トの判定結果に応じて選択的に出力させた信号に音場効
果をかける例がある。

第１０図において、入力端子ＴＰＩＩ、　ＴＰ１２に導
かれる入力信号■、■は、それぞれステレオの１信号と
Ｒ信号である。入力信号■、■は出力端子ＴＰ２１．Ｔ
Ｐ２２にそのまま出力信号■、■とじて導出してステレ
オ出力となる。

また、入力信号■、■は、差信号作成回路１５に入力（
ａ、ｂ）して同相信号成分の除去されたＬＲの差信号（
ｃ、ｄ）となり、これら差信号Ｃ１ｄと入力信号ａ、ｂ
とをアナログスイッチＳＷ１〜ＳＷ４から成る切替回路
１６に入力し、出力として上記差信号ｃ、ｄか入力信号
ａ、ｂがのいずれかによる出力ｅ、ｆを得る。これら信
号ｅ、ｆに対し音場効果回路１１による音場効果が加え
られる。

シラブル検出回路１８及び論理回路１９は、第９図と同
様に、シラブル検出回路１８がらの２値信号を論理回路
１９にて判定して、上記切替え回路１６を制御する制御
信号を生成している。

この第１０図に示す回路によれば、司会者のアナウンス
や役者のセリフ部分の明瞭度を保ちつつ、観客の声援や
東南パートには充分な音場効果を付加することができる
。

しかしながら、上記音場効果装置によれば、音声パート
と東南パートの切替わり時に、その変化がノイズとなっ
てスピーカから拡声されてしまい、聴取者にそのノイズ
が聞き取られてしまう場合があった。即ち、同相成分の
信号と逆相成分の信号の位相差が大きい場合、上述の切
替わり時にボッ音が現れるという不都合があった。

（発明が解決しようとする課題） 以上のごとく、第１０図に示す従来の切替え方式は、音
声パートと東南パートの切替わり時にノイズが現れ、聴
取者にそのノイズが聞き取られてしまう欠点があった。

そこでこの発明は、音声パートと楽音パートの切替わり
に応じた音場効果の切替えによるノイズをなくし、自然
な音場効果がかかるようにした音場効果自動制御装置の
提供を目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 第１の発明は、複数チャネルより成るオーディオ信号の
うちステレオ伝送となる２信号の差分を出力する差信号
作成回路と、前記２信号をそのまま通過させる線路と、
前記オーディオ信号の音声パートと楽音パートを判定す
る判定手段とを有し、更に、前記各２信号と前記差分信
号作成回路からの出力とを混合し、その混合比が前記判
定手段から出力する判定結果の切替わり時点より時間経
過に応じて相補的に変化するように出力する混合回路と
、この混合回路からの出力に音場効果を付加する音場効
果回路とを具備する。

第２の発明は、上記混合回路の混合比が前記判定手段か
ら出力する判定結果の切替わり時点より萄間経過に応じ
て相補的に対数変化するようにしたことを特徴とする。

（作用） 上記構成によれば、差信号がり、Ｒ信号に混合される混
合割合が、楽音パート時と音声パート時との切替わり時
点から暫時変化する形となるので、ボッ音のようなノイ
ズを生ずることがない。

（実施例） 以下、この発明を図示の実施例によって詳細に説明する
。

第１図はこの発明に係る音場効果自動制御装置の一実施
例を示すブロック図である。

第１図において、入力信号■、■は、ステレオ伝送によ
る２チヤネルオ一デイオ信号であり、入力端子ＴＰＩ１
．　ＴＰ１２に印加される。これら入力信号■、■は、
フロント側スピーカへの出力信号■、■として〜出力端
子ＴＰ２１．ＴＰ２２から直接出力され、かつシラブル
検出回路１８に入力されるとともに、Ａ／Ｄ変換ｌ５２
０を介して差信号作成回路１５にも入力されている。

差信号作成回路１５は、入力信号■、■に相当する入力
ａ、ｂを減算器に入力し、その差信号を出力Ｃとして導
出する。差信号作成回路１５からの出力Ｃと、Ａ／Ｄ変
換器２０からの信号ａ、ｂは、混合回路２１に入力され
る。

混合回路２１は、独立した二つの積和演算部で構成され
ている。すなわち、混合回路２１は、乗算器ｍＯ、ｍｌ
と加算器Ａ１とからなる第１の積和篩部と、乗算器ｍｏ
　、ｍ２と加算器Ａ２とからなる第２の積和篩部とで構
成されている。ここで、乗算器ｍ１は、差信号作成回路
１５への入力信号号ａが入力され、乗算器ｍ１の出力は
、加算器Ａ１の第一入力端子に導かれている。乗算器ｍ
２は、差信号作成回路１５の入力信号すが入力され、乗
算器ｍ２の出力は、加算器Ａ２の第１入力端子に供給さ
れている。乗算器ｍＯは、差信号作成回路１５がらの出
力Ｃが入力され、乗算器ｍＯの出力はそれぞれ加算器Ａ
１とＡ２各第２入力端子に供給されている。加算器Ａ１
とＡ２の各出力は、それぞれ音場効果回路１７への入力
信号ｅ、ｆとなる。

音場効果回路１７は、例えばサラウンド効果を付加する
デジタル音声プロセッサであり、Ｄ／Ａ変換器２２を通
して出力短端子ＴＰ１３．　ＴＰ１４にそれぞれ音場効
果出力信号■、■を導出している。

シラブル検出回路１８は、後述するように、音声パート
と楽音パートとがそれぞれ特徴部分を有することを利用
して、それぞれのパートに応じた２値信号を出力する。

シラブル検出回路１８からの２ｆｉｉ信号は、論理回路
１９に入力される。論理回路１９は、音声パートから楽
音パートへの切替わり、及び楽音パートから音声パート
への切替わりを判定した判定出力を生成する。シラブル
検出回路１８と論理回路１９により、楽音パートか音声
パートかを判定する判定手段が構成される。

乗算係数発生回路２３は、後述するように、論理回路１
９のからの楽音パート、音声パートの切替りを判定した
出力を基に、入力端子ＴＰ１１．　ＴＰ１２からの信号
■、■と差信号作成回路１５からの出力信号Ｃとの混合
比を制御する乗算係数を発生する。

乗算係数は、２系統の積和演算部に対応して２種類成牛
される。１つの乗算係数０１は、混合回路２１の乗算器
ｍ１　、ｍ２を制御し、１つの乗算係数Ｃ２は、乗算器
ｍＯを制御する。

次に、シラブル検出回路１８の具体的回路を第２図によ
り説明する。

この回路は、入力信号■、■のうち一方を判定する回路
を示す。ＴＰ３は、入力信号１又は２を、アナログコン
パレータ２５の一方の入力端子に供給する。このアナロ
グコンパレータ２５の他方の入力端子には、入力オーデ
ィオ信号における楽音パートと音声パートとを区別する
ために、エンベロープの変動部を検出するしきい値電圧
が、例えば可変抵抗器等のトリマ一部品によって設定さ
れて印加されている。これにより、アナログコンパレー
タ２５からは、入力オーディオ信号の振幅が前記しきい
値電圧より大ぎい平坦部と、小さい変動部とを区別する
信号が得られる。

前記アナログコンパレータ２５の出力は、再トリガー型
単安定マルチバイブレータ２６に入力している。この単
安定マルチバイブレータ２６は、二つの出力端子Ｑ、Ｕ
を取り出し、一方の出力Ｑをダイオード及びコンデンサ
等によって構成した波形整形回路２６ａを介してナント
ゲート２８の一方の入力端子に供給し、出力Ｕをナント
ゲート２８の一方の入力端子に供給している。前記ナン
トゲート２８の出力は、再トリガ型単安定マルチバイブ
レータ２９に供給し、この単安定マルチバイブレータ２
９は出力Ｑを前記ナントゲート２８の他方の入力端子に
フィードバックしている。この構成による単安定マルチ
バイブレータ２９により、入力オーディオ信号の変動部
の時間幅に関係なく、１べての変動部を検出した２値信
号を得ることができる。また、この２値信号は、前記ナ
ントゲート２７の他方の入力端子に入り、単安定マルチ
バイブレータ２６からの出力と論理比較する。単安定マ
ルチバイブレータ２９は、単安定マルチバイブレータ２
６より長い安定期間が設定されており、これにより、ナ
ントゲート２７の出力は、一定の時間より長い変動部の
みをピックアップ指標した２値信号を表づことになる。

尚、２値信号の示す変動部を一定の時間幅より長いもの
をピックアップするようにした理由は、音声信号の性質
に基づいている。

次に、論理回路１９の構成を第３図を参照して説明する
。

第３図において、端子ＴＰ５は、第２図における端子Ｔ
Ｐ４からの２値信号を導出している。端子ＴＰ５からの
２値信号は、フリップフロップ回路３１ａ、３１ｂ　１
及びアンドゲート３１Ｃにて構成された立下り検出回路
３１に入力する。この立下り検出回路３１は、りＯツク
発生器３０からのクロック信号によって各フリップフロ
ップ回路３１ａ、３１ｂが動作するようになっている。

２値信号の立下りを示す検出パルスは、アンドゲート３
１Ｃより導出し、く第一の）カウンター３３に入る。

カウンター３３は、カウント出力をラッチ機能付きノリ
ツブ７０ツブ３４を介してコンパレータ３５゜３６に供
給する。これら］ンパレータ３５，３６は、それぞれ予
、め設定操作されたレジスタ３７．３８からのレジスト
値と前記フリップフロップ３４がらのカウント値とを比
較する。コンパレータ３５の比較結果は、ノット回路４
５を介してそれぞれラッチ回路４１及びアンドゲート４
４の一方の端子に入力している。

コンパレータ３６の比較結果は、アンドゲート４３を介
してカウンター３９に入力している。上記カウンター３
９は、レジスタ４０に設定されたレジスタ値をオーバー
フロー値として、上記アンドゲート４３を介して入力す
るコンパレータ３６の出力をカウントしている。したが
って、コンパレータ３６の出力レジスタ４０に設定され
たレジスト値を超えると、カウンター３９は、キャリー
信号としての出力を、ノット回路４６を介して上記ラッ
チ回路４１及びアンドゲート４４の他方の端子に供給す
る。

一方、カウンター３２ａ１フリツプフロツプ３２ｂ３２
ｃにて構成した回路は、クロック発生器３ｏがらのクロ
ック信号によって動作するタイミング信号発生回路を構
成している。このタイミング信号発生回路は、上記カウ
ンター３３をクリヤーする信号を７リツプフロツプ３２
ｂより、フリップフロップ３４にラッチさせる信号を７
リツプ７０ツブ３２ｃよりそれぞれ出力して、所定の回
路に供給している。

これらフリップフロップ３２ｂ、３２Ｃの出力によって
、オーディオ信号を所定の単位区間に区切っている。

尚、フリップフロップ３２ｃの出力は、前記アンドゲー
ト４３の他方の入力端子にも供給される。また、りＯツ
ク発生器３０は、カウンター３３及び３９も駆動してい
る。

しかして、前記ラッチ回路４１は、それぞれコンパレー
タ３５、カウンター３９に基づく出力をフリップフロッ
プ４２を介して端子ＴＰ６に導出する。この端子ＴＰ６
より導出する信号は、第１図にお１ブる乗算係数発生回
路２３に入力される。

更に、乗算係数発生回路２３の構成例を第４図を参照し
て説明する。

論理回路１９により生成された判定出力は、端子５１か
らラッチ回路５３に入力し、更にラッチ回路５４゜５５
を介してクロック発生器５２からのクロックの３クロッ
ク分遅延される。ラッチ回路５３の出力とラッチ回路５
４の出力とは、それぞれ排他論理和ゲート５５にそれぞ
れ入力する。排他論理和ゲート５５は、上記判定出力が
レベル変化するタイミング以後のクロック立上がりから
１クロック周期の間パルスを呈する信号を形成する。こ
の排他論理和出力はカウンタ５９にリセット信号として
入力する。

カウンタ５９は、この発明による乗算係数ＣＩ。

Ｃ２の元となる信号を発生する回路であり、上記クロッ
ク発生器５２からのクロックをカウントし、あるオーバ
ーフロー値でキャリー信号を発生してカウントイネーブ
ルを行う。

カウンタ５９の出力は、ラッチ回路６１を介してセレク
タ５７の第２入力端子群とセレクタ５８の第１入力端子
群に入力するとともに、ノット回路６２を介して上記セ
レクタ５７の第１入力端子群と、セレクタ５８の第２入
力端子群に入力している。これらセレクタ５７．５８は
、上記ラッチ回路５６がらの出力によって第１入力端子
群と第１入力端子群の信号を選択的に出力し、端子６３
．６４に乗算係数０１゜Ｃ２をそれぞれ導出する。

なお、カウンタ５９の出力は、ｎピット構成であり、ラ
ッチ回路６１はこれらｎビットの出力をセレクタ５７．
５８とノット回路６２にそれぞれ導出するとともに、ノ
ット回路６２は、セレクタ５７．５８にそれぞれカウン
タ５９からのｎビットを反転したｎビットの出力をそれ
ぞれセレクタ５７．５８に入力している。また、ラッチ
回路６１は、排他論理和ゲート５５の出力とクロック発
生器５２からの出力とをアンドゲート６０を介してラッ
チ制御として入力している。

これにより、ラッチ回路６１は、リセット後のカウンタ
５９の出力をラッチ後、クロックのタイミング変化する
カウンタ出力を次々にラッチする。

次に、第１図の構成による動作を説明する。

まず、第５図、第６図及び第７図は、第２図、第３図及
び第４図で説明したシラブル検出回路１８、論理回路１
９及び乗算係数発生回路２３の動作を説明するタイミン
グチャートである。

第４図において、信号ＳＯは入力オーディオ信号を、Ｓ
ｌはアナログコンパレータ２５の出力を、Ｓ２は単安定
マルチバイブレータ２６の出力Ｑを、Ｓ２’　は波形整
形回路２６ａの出力を、ｓ３は単安定マルチバイブレー
タ２６の出力口を、Ｓ４はナントゲート２８の出力を、
Ｓ５は単安定マルチバイブレータ２９の出力を、Ｓ６は
シラブル検出回路１８の出力信号であるナントゲート２
７の出力信号をそれぞれ示している。

入力オーディオ信号は、ＳＯに示すように、振幅が平坦
状となる部分Ｘ、振幅が間欠的に途切れる部分Ｙ、とぎ
れた間隔が小さいがＹよりは連続性のある部分Ｘ′等の
波形部分を呈する。このシラブル検出回路１８は、前記
Ｘ及びＸ′の部分をを楽音パートと判定し、Ｙの部分を
音声パートと判定している。

アナログコンパレータ２５は、入力オーディオ信号の振
幅が所定レベルを超える毎にパルスを出力する。したが
って、信号Ｓ１は、入力オーディオ信号の一つひとつの
サイクル波形に対応してバースト状に連続するか、途切
れるパルス列信号となる。そして、パルス列の部分は、
入力オーディオ信号が所定レベルより大きな部分に対応
する。

次に、単安定マルチバイブレータ２６は、入力オーディ
オ信号の最大周波数を基準に準安定期間が設定されてい
るので、信号Ｓ１のパルス列が続く期間はハイレベルを
呈し、パルスが発生しない期間はロウレベルを呈する信
号Ｓ２を出力Ｑとして導出する。そして、Ｕ出力Ｓ３は
、Ｓ２を反転した信号となる。更に、信号３２’は、信
号Ｓ２の立ち上がりを検出したパルス列となる。

一方、ナントゲート２８の出力Ｓ４は、単安定マルチバ
イブレータ２９の準安定期間より長い間隔で振幅の途切
れる変動部が発生する場合は、Ｓ２’と同じ信号となる
が、Ｘ７部分のように、単安定マルチバイブレータ２９
の準安定期間より短い間隔で発生する場合には、最初の
部分に対応したパルスで単安定マルチバイブレータ２９
を反転し、後の振幅変動開部は検出されない。こうして
、ナントゲート２７からは、一定の時間幅より長い振幅
変動部と振幅の連続する部分に対応してハイレベル及び
ロウレベルに変化する２値信号Ｓ６が得られる。

このように生成された２値信号Ｓ６は、論理回路１９の
立下り検出回路３１に入力される。

第６図において、第５図と同一信号には同一の符号を付
す。Ｓ７は立下り検出回路３１の出力を、Ｓ　８．　Ｓ
　９はフリップフロップ３２Ｃ，３２ｂの各出力を、８
１０はカウンター３３の出力を、８１１はコンパレータ
３５の出力を、３１２はコンパレータ３６の出力を、Ｓ
１３はアンドゲート４３の出力を、Ｓ１５はノット回路
４５の出力を、Ｓ１６はノット回路４Ｇの出力を、Ｓ１
７は論理回路１９の出力信号であってフリップフロップ
４２の出力信号である。

さて、立下り検出回路３１の出力する信号Ｓ７は、２値
信号の立ち下がりを検出するので、振動変動部が発生す
る毎に、パルスを呈する信号となる。

この信号Ｓ７は、カウンター３３に入力されることによ
り、カウンター３３でカウントされる。この場合、カウ
ンター３３は、フリップフロップ３２ｂからの信号Ｓ９
によってクリヤーされている。これにより、カウンター
３３は、一定の皇位期間内における振幅変動部の数をカ
ウントすることになる。こうしてカウントされたカウン
ト値は、信号Ｓ８のタイミングで７リツプフロツブ３４
に転送されて出力される。

コンパレ〜り３５，３６は、上記フリップフロップ３４
からのカウント値と、各レジスタ３７．３８に設定され
たレジスタ値とを比較する。ここで、レジスタ３７に設
定される値は、音声パートと判定できる振幅変動部の発
生頻度に基づいて定めている。また、レジスタ３８は、
楽音パートと判定できる振幅変動部の発生頻度に基づい
て定めている。具体的には、単位期間内の信号Ｓ７にお
けるパルスが１個以内であれば楽音パートと判定する。

尚、図では、楽音パートでは、０，１．・・・、１．Ｏ
と発生し、音声パートでは４，３と発生している。

今、仮に、楽音パートを入力しており、制御信号３１７
がハイレベルを呈している状態から話を進める。なお、
楽音パートでは、信号３１５．３１６ともハイレベルと
なっており、制御信号８１７はロウレベルを呈している
。

楽音パートでは、振幅変動部の発生頻度が少ないために
、］コンパレータ５の出力８１１はロウレベルを示し、
コンパレータ３６の出力８１２はハイレベルを示す。楽
音パートから音声パートに変わり、信号Ｓ７におけるパ
ルスが４個カウントされると、コンパレータ３５の出力
８１１がハイレベルに、コンパレータ３６の出力８１２
がロウレベルに変わる。ここに、信号８１１のパルスは
、ノット回路４５を介して信号８１５となってラッチ回
路４１に入力されるので、楽音パートから音声パートに
変わるときには、フリップフロップ４２の入力信号は、
信号８１６がそのままで、信号８１５がロウレベルに変
化する。このため、音声パートが入力したという判定が
行われて、制御信号Ｓｊ７はロウレベルからハイレベル
に変わる。

次に、音声パートから楽音パートへの切り換わり検出動
作を説明する。

信号８１２は、音声パート時にロウレベルを呈している
。アンドゲート４３は、信号８１２と信号ｓ８とのアン
ド出力８１３を導出するので、コンパレータ３５，３６
によって、楽音パートと判定される期間に、信号Ｓ８に
おけるパルスを通す。したがって、アンドゲート４３の
出力する信＠ｓ１３は、信号８１２に基づく音声パート
判定期間において、単位期間の周期で発生する信号Ｓ１
３の中のパルスＰ１をカウンター３９に供給する。ここ
に、カウンター３９は、信号８１５と信号Ｓ１６のアン
ド出力である信号８１４によってロード状態にされるの
で、カウンター３９はパルスＰ１をカウントし、このカ
ウント値がレジスタ４０の値を超えると、所定のキャリ
ー信号を出力して信号５１６をロウレベルにする。

このようにして信号８１６がロウレベルに切り換わる時
期を遅らせているから、コンパレータ３５によって楽音
パートと判定し、信号Ｓ１５がハイレベルを示しても、
フリップフロップ４２の動作に変わりはなく、制御信号
８１７はハイレベルのままである。

一方、信号８１６がロウレベルになると、信＠Ｓ１５が
ハイレベルであるので、フリップフロップ４２が反転動
作し、制御信号Ｓ１７をロウレベルに切り換える。

こうして制御信号Ｓ１７が生成され、この制ｔ［Ｉ信号
Ｓ１７は乗算係数発生回路２３に入力される。

第７図において、第６図と同一信号には同一の符号を付
ず。Ｓ１７は論理回路１９の出力であって楽音パートか
音声パートかを示す制御信号であり、仮に楽音パートが
ロウレベルで、音声パートがハイレベルを示している。

また、信号Ｓ１７の判定変化間隔（ｔｏ　−ｔ４　、ｔ
４／　〜ｔ８　）は最低７５ｍ５である。これは、音声
パートのセリフやアナウンスのスピーチ等の文単位、文
節単位、あるいは促音等で発生するバースト状の無音区
間が略７５ｍ５と言われており、上記倫理回路（第３図
参照）において、このような無音区間を判定対象とする
ことがないようにしているからである。仮に、１分に８
００文字の早い速度で話していても、１文字当たり７５
ｍ５かかる。文、文節、促音は、この一連の文字が連な
って形成されるので、実際には、７５ｍ５より長い間隔
で変化が生じることになる。信号８１８はクロック発生
器５２の出力クロックを、８１９はラッチ回路５６の出
力信号を、８２０は排他的論理和ゲート５５の出力信号
を、８２１は論理和ゲート６０の出力信号を、８２２は
カウンタ５９の出力を、８２３はラッチ回路６１の出力
を、Ｓ２４はノット回路６２の出力を、８２５は乗算係
数発生回路２３の出力する乗算係数０２の波形を、８２
６は乗算係数発生回路２３の出力する乗算係数Ｃ１の波
形を、それぞれ示している。

信号８１７はクロックパルスｓ１８によって同期化され
、３クロック分遅延した信号８１９になる。信号Ｓ１９
の立上り時ｔ２は、判定出力Ｓ１７における楽音パート
から音声パートへの判定変化点１０より、クロック８１
８の一周期以内の微小時間αと３クロック期間遅れてい
る。また、排他的論理和ゲート５５の出力信号８２０は
、楽音パート、音声パトの判定変化点ｔｏ以時のクロッ
クの立上り時（ｔｌ）より１周期区間ハイレベルパルス
Ｐ２を呈する。この出力信号８２０のパルスＰ２により
、カウンタ５９はリセットされ、初期値をｒＯＪと（る
。カウンタ５９の出力８２２は、クロック８１８をカウ
ントし歩進を続け、８クロツク目で最大値「７」になる
。カウンタ５９の出力値Ｓ２２は、ラッチ回路６１に保
持される。ラッチ回路６１の出力Ｓ２３と信号８２２と
は、１クロック期間の遅延がある。

ラッチ回路６１の出力８２３が上記のように、ｒＯＪ〜
「７」へと段階的にアップ変化する信号であると、ノッ
ト回路６２より出力する信号８２４は、「７」〜「０」
へと段階的にダウン変化する。セレクタ５７は、信号Ｓ
１９のハイレベル期間に第２入力端子群の信号を選択出
力し、ロウレベル期間に第２入力端子群の信号を選択出
力する。従って、制御信号８１７に由来する信号８１９
がロウレベルからハイレベルに変化する音声パートの区
間には１、乗算係数０２が３２５に示すアップ形となり
、乗算係数Ｃ１が８２６に示すようにダウン形となる。

尚、信号３２５．８２６の最大値「７」は減衰量、もし
くは減衰ステップ幅を意味するので、値が大きいほど切
替わり特性が滑らかになる。実際には、全体の減衰量と
聴覚上のレベル変化の検知限０．２（ｄＢ）（この値は
、参考文献、「「感覚士知覚心理学ハンドブック」、第
７０９頁、誠信書房刊」に記載されている）のステップ
幅で変化させればよい。

時刻ｔ４に制御信号８１７が音声パートから楽音パート
に変化することにより、ｔ４よりα時間後の時刻ｔ５に
カウンタ５９はリセットされ、出り値は「０」となる。

そして、カウンタ５９は時刻ｔ５より３りＯツク経過後
の時刻ｔ６で、「０」から「７」に段階的にアップする
信号Ｓ２２を出力する。

従って、ラッチ回路６１の出力は、時刻ｔ６よりｒＯＪ
〜「７」に段階的にアップする信号となる。

ラッチ回路６１の出力８２３が上記のように、ｒＯＪ〜
「７」へとアップ変化する信号であると、ノット回路６
２より出力する信号Ｓ２４は、「７１〜「０」へとダウ
ン変化する。セレクタ５７は、信号Ｓ１９がロウレベル
であるので、第１入力端子群の信号を選択出力し、セレ
クタ５８は、第１入力端子群の信号を選択出力する。従
って、制願信＠Ｓ１７に由来する信号８１９がハイレベ
ルからロウレベルに変化する楽音パートへの変化区間に
は、乗算係数０２が８２５に示すように、ダウン形の信
号となり、乗算係数０１が８２６に示すようにアップ形
の信号となる。

尚、減衰量を６０　（ｄＢ）にすると、ビット数ｎは１
０程あればよく、そのとき時刻ｔＯ〜ｔ３は、１０２ク
ロツク必要になる。クロック発振器５２からのクロック
パルスの周期をコンパクトディスク等の約２２μＳ　（
４４，１ｋｔｌＺ）にすると、ｔ３〜ｔｏ＝２３ｉＳと
なる。したがって、ｔ４〜１０の最大変化幅である７５
ｉｌＳに比べ充分に短い期間に歩進動作は終了する。

このように、アップダウン変化が相補的な乗算係数ＣＩ
　、Ｃ２によって混合回路２１の乗算器ｍ１　。

ｍ２及びｍＯが制御されると、楽音パートから音声パー
トに変わるｔ２〜ｔ２の区間では、信号ａとｂに対する
の減衰量が最小で、差信号Ｃに対重る減衰量が最大の出
力より、信号ａ、ｂに対するの減衰かが最大で、差信号
Ｃに対する減衰量が最小に変わる出力に音場効果がかか
る。また、音声パートから楽音パートに変わる１６〜ｔ
７の同期しているので、各サンプリング区間では、信号
ａとｂに対するの減衰量が最大で、差信号Ｃに対する減
衰量が最小の出力より、信号ａ、ｂに対するの減衰量が
最小で、差信号Ｃに対する減衰量が最大に変わる出力に
音場効果がかかる。

以下更に、音場効果を付加するオーディオ系の動作を詳
細に説明する。

入力信号■、■がシラブル検出回路１８に入力されて、
楽音パート、あるいは音声パートに応じて２値化号Ｓ６
を出力する。この２値化号Ｓ６を取り込んだ論理回路１
９は、入力信号■、■が音声パートであると判定すると
、制御信号５１７をハイレベルとして乗算係数発生回路
２３に与える。これにより、乗算係数発生回路２３の乗
算係数０１は最大値から次第にｒＯＪになり、また乗算
係数Ｃ２はＯから次第に最大値になる。一方、乗算係数
発生回路２３のり臼ツク発生回路５２からのクロックパ
ルス８１８は、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリング信号と
同期しているので、各サンプリング毎に混合回路２１の
乗算器ｍＯ〜ｍ２にて乗算が行われる。よって、混合回
路２１の出力端子ｅ、ｆには、Ａ／Ｄ変換器２０の出力
信号ａ、ｂより差信号作成回路１５からの差信号Ｃの割
合が次第に大きくなるように変化してゆく信号が出力さ
れる。そして、最終的に混合回路２１の乗算器ｍｌ　、
ｍ２が非導通状態となり、乗算器ｍＯが導通状態になっ
て、音声パート時にはセリフやアナウンス等の同相信号
は音場効果回路１７に供給されず、差信号のみが供給さ
れることになる。

一方、再び、倫理回路１９において楽音パートであると
判定されると、乗算係数発生回路２３の出力Ｃ１は「０
」から次第に最大値になり、またその出力Ｃ２は最大値
から次第にｒＯＪになる。また、乗算係数発生回路２３
のクロック発生回路５２からのクロックパルスＳ１８は
、Ａ／Ｄ変換器２０のサンプリング信号と同期している
ので、各サンプリング毎に混合回路２１の乗算器ｍＯ〜
ｍ２にて乗算が行われる。これによって、混合回路２１
の出力端子ｅ、ｆには、差信号作成回路１５の出力信号
ＣからＡ／Ｄ変換器２０の出力信号ａ、ｂに次第に変化
してゆく信号が出力される。そして、最終的に混合回路
２１の乗算器ｍｌ、ｍ２が導通状態になり、乗算器ｍＯ
が非導通状態となって、楽音パート時には信号ａ、ｂが
音場効果回路１７に供給される。

こうして、司会者の声と観衆の声援が入り交じったオー
ディオソースの場合でも、司会者の声には音場効果がか
からず、周囲の声援に音場効果がかかるという制御が可
能になる。

第８図は、乗算係数発生手段の他の構成例を示すブロッ
ク図である。

第１図の乗算係数発生手段としては、第４図に示づよう
に乗算係数発生回路２３において乗算係数をバイナリカ
ウンタ５９による歩道値と同じくしていたが、第８図に
示づように乗算係数発生回路２３の出力ＣＩ　、Ｃ２に
対して対数変換した乗算係数を有するテーブルを記憶し
たＲ　ＯＭ　１０１．１０２を用いて乗算係数を得るよ
うにした手段であってもよい。

ここで、ＲＯＭ　１０１，１０２には、アドレス値にそ
って対数上で等間隔の乗算係数値を書き込んでおき、当
該アドレスを選択すれば乗算係数がデータとして出力さ
れるようにしである。そして、乗算係数発生回路２３の
出力ＣＩ　、Ｃ２は、ＲＯＭ　１０１１０２のアドレス
入力として入力する。これによりＲＯＭ　１０１．１０
２からは、乗算係数ＣＩ’、Ｃ２’が導出されるので、
これらを混合回路２１の乗算器ｍ１．ｍ２に与えるよう
にすればよい。

このようにすると、例えば０．２［ｄＢ］等のステップ
の減衰曲線やあるいは任意の減衰曲線が簡便に得ること
ができる。また、乗算係数発生回路２３内のバイナリカ
ウンタ５９のビット数と第１図の乗算器ｍＯ〜ｍ２の係
数語長を異なる数に設定できるので、より精度の高い信
号処理も可能になる。

また、このようにするための回路構成も簡単になる。尚
、処理速度によっては、ＲＯＭ１０１１０２を一つとし
て多重化して使用することもできる。

加えて、上記乗算係数発生の方法によれば、上記第４図
の実施例が乗算係数発生回路２３で使用するクロックパ
ルスの周期をＡ／Ｄ変換器２０のサンプリング周期と同
一としたが、異なる周期の信号としてもよい。その場合
、乗算器ｍＯ〜ｍ２によるサンプリング値（信号）と係
数値の演算時に同一サンプリング中に係数値が変化しな
い処理をすればよい。

更に、上記乗算係数発生の処理方法を実現するにデジタ
ル処理をしているので、シグナルプロセッサやマイクロ
コンピュータによるソフトウェア処理を使用することが
できる。

上記発明による音場効果制御は、上記各実施例のように
デジタル信号の段階で行ったが、アナログ信号の段階で
行ってもよい。このようにアナログ式に音場効果制御を
行う場合には、音場効果回路としてアナログ式の！積回
路（ＶＣＡ等）を用いればよい。

また、入力オーディオ信号が２チヤネルの場合で説明し
たが、多チャネルの信号の場合でも同窓の信号成分が含
まれる２信号間で互いに差成分を出力することで、この
発明を適用することができる。

更に、音場効果出力信号を入力オーディオ信号の数に関
係なく任意に増設した音場効果回路を用いた場合でも、
同様な効果が生じる。

［発明の効果］ 以上述べたようにこの発明によれば、音声パトと楽音パ
ートとの間の音場効果に大きな差を生じることなく、自
然な音場効果をかけることができ、かつ音声パートと楽
音パートとの間の切り換えを自然な形で円滑に行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る音場効果自動制御装置の一実施
例を示すブロック図、第２図、第３図及び第４図は第１
図に示す実施例の各構成要素を詳細に説明する具体的回
路図、第５図、第６図及び第７図はこの発明の詳細な説
明するためのタイミングチャート、第８図はこの発明の
他の実施例を示すブロック図、第９図及び第１０図は従
来の音場効果自動制御装置を示すブロック図である。 １５・・・差信号作成回路、１７・・・音場効果回路、
１８・・・シラブル検出回路、１９・・・倫理回路、２
０・・・Ａ／Ｄ変換器、２１・・・混合回路、２２・・
・Ｄ／Ａ変換器、２３・・・乗算係数発生回路。 勇（＠パートーー＋−一　＠Ｐ）Ｖ ト 一一一余合パ ト

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数チャネルより成るオーディオ信号のうちステ
   レオ伝送となる２信号の差分を出力する差信号作成回路
   と、 前記２信号をそのまま通過させる線路と、 前記オーディオ信号の音声パートと楽音パートを判定す
   る判定手段と、 前記各２信号と前記差分信号作成回路からの出力とを混
   合し、その混合比が前記判定手段から出力する判定結果
   の切替わり時点より時間経過に応じて相補的に変化する
   ように出力する混合回路と、この混合回路からの出力に
   音場効果を付加する音場効果回路とを具備したことを特
   徴とする音場効果自動制御装置。
2. （２）複数チャネルより成るオーディオ信号のうちステ
   レオ伝送となる２信号の差分を出力する差信号作成回路
   と、 前記２信号をそのまま通過させる線路と、 前記オーディオ信号の音声パートと楽音パートを判定す
   る判定手段と、 前記各２信号と前記差分信号作成回路からの出力とを混
   合し、その混合比が前記判定手段から出力する判定結果
   の切替わり時点より時間経過に応じて相補的に対数変化
   するように出力する混合回路と、 この混合回路からの出力に音場効果を付加する音場効果
   回路とを具備したことを特徴とする音場効果自動制御装
   置。