JPH0328098B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する技術分野） 本発明は陸上移動通信を行う場合に移動体の受
信信号はフエージングを受けその包絡線成分は複
雑に変化するのでそのフエージング補償に必要な
受信信号の包絡線成分を検出する回路に関するも
のである。

（従来の技術） 上記の目的には直線検波器あるいは対数検波器
が用いられたが直線検波器は回路が簡単であるが
直線性が狭い（約25dB）こと、対数検波器は直
線性の範囲は広い（約70dB）が回路は複雑とな
り、十分な特性を得るには調整が困難で高価にな
ることが欠点がある。次にさらに具体的に説明す
る。

陸上移動通信ではフエージングのある通信を避
けることはできないためフエージング対策が種々
提案されている。これらの対策を行う上で重要な
要素の１つに受信信号のレベル検出（すなわち包
絡線成分の検出）がある。第１図は移動機側の受
信レベル変動の一例図でＡは中央値変動、Ｂは瞬
時変動をそれぞれ表している。このＡ図は比較的
緩やかな変動で長周期変動と呼ばれ変動周期は数
Hz以下である。このようなレベル変動に対しては
従来のAGC等の対策で十分処理できる。これに
対してＢ図はＡ図の中央値変動がほぼ一定である
部分を拡大したものに相当する。移動通信でその
品質に最大の影響を与えるのはＢ図の変動でレイ
リーフエージングと呼ばれる。

次にレイリ・フエージングを受けた受信信号の
レベルすなわち信号の包絡線成分を検出するに従
来使用されている直線検波器と対数検波器につい
て説明する。

第２図は直線検波器の構成例図で、増幅器は次
段のダイオード検波器に十分な電圧として入力さ
せるためのものである。ダイオード検波器は通常
少なくとも0.3V以上の入力が必要でそれ以下で
は直線性は悪くなる。また回路電圧の上限は現在
のトランジスタ回路では10〜20Vであるから直線
性の範囲は（20／0.3≒67＝36.5dB）35dB程度が
上限である。

第３図は対数検波器の構成例図で、図中の１〜
４は振幅制限増幅器で、５は電流加算回路であ
る。対数検波器の動作は公知であるから省略する
が原理的には希望の直線性をもつ検波器が実現で
きる。しかし直線出力を得ようとする場合には逆
対数変換が必要で調整が困難という欠点が大き
い。

（発明の具体的な目的） 本発明は従来の２つの種類の包絡線検波器の中
間的な特徴を持つものである。すなわち直線性は
約50dB近くとれ、回路構成は直線検波器ほど簡
単ではないが対数検波器より簡単であるばかりで
なく微妙な調整は全く必要としないことが特徴で
ある。

（発明の構成と動作） 第４図は本発明を実施した包絡線成検出回路の
構成例図である。この図において１１，１２は信
号分配器、１３は比較器、１４は遅延素子、１
５，１６は移相器、１７，１８は乗算器、１９，
２０は低域波器、２１は大小比較選択回路であ
る。第４図の回路の動作をその各部波形のタイム
チヤトである第５図によつて次に説明する。まず
信号入力は分配器１１で２つに分けられ、比較器
１３において振幅制限される。第４図ａは比較器
１３の入力、ｂは振幅制限と一定振幅以下の切捨
てを行つたその出力を表しているが、ｂでは入力
信号ａが比較器１３の感度以下に低下した場合に
は出力はなくなることを示している。比較器１３
の出力は遅延素子たとえば遅延線１４を経て第５
図ｃの波形が得られる。

他方分配器１１のそう一方の信号出力は分配器
１２に送られさらに２分配されてその一方の出力
は移相器１５において位相を補正された後に乗算
器１７で比較器１３の出力と掛算される。同様に
分配器１２のもう一方の出力は移相器１６におい
位相を補正された後に乗算器１８にて遅延線１４
の出力と掛算される。移相器１５と１６は乗算器
１７と１８に入力される信号の位相が同相になる
ように補正する。乗算器１７，１８の出力はそれ
ぞれLPF１９と２０に通して低域成分のみが抽
出される。その出力はそれぞれ大小比較検出回路
１３において全波整流された後レベルの大きい方
が検出されて出力となる。ここで式を用いてさら
に説明する。一般に信号入力は次式で表される。

Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）cosω₀t ……(1) ａ（ｔ）は包絡線で表される信号、ω₀は搬送波の
角周波数で、この信号を比較器で振幅制限した信
号は次のようになる。V_THは比較器のしきい値と
なる一定振幅電圧値。

′ｇ（ｔ）＝ｂ（ｔ）cos ω₀t ……(2) ０｜ａ（ｔ）｜V_THのとき ここでｂ（ｔ）＝ ［１｜ａ（ｔ）｜＞V_THのとき Ｓ（ｔ）とｇ（ｔ）とを乗算した出力は(3)式のよ
うになる。なお乗算器としては一般に２重平衡変
調器が使用されるがその動作は入力信号を局発信
号で極性を替え、その信号出力を帯域制限するこ
とによつて希望の帯域の乗算出力を得るものであ
る。

ｍ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）・ｇ（ｔ） ＝ａ（ｔ）ｂ（ｔ）cos ω₀t・cos ω₀t ＝ａ（ｔ）ｂ（ｔ）（1tcos2ω₀t）／２
……(3) このｍ（ｔ）をLPFに通した後の出力は次式で与
えらる。

ml（ｔ）＝ａ（ｔ）ｂ（ｔ）／２ ……(4) (4)式においてａ（ｔ）は前記のように第５図ａの
包絡線の成分で、ｂ（ｔ）はこの包絡線が比較器
の“しきい”値V_THより大きいときに１、V_THよ
り小さいとき０となるような断続波となるから
ml（ｔ）は第５図ｄのような断続波形となる。同
様にｇ（ｔ）を遅延させた信号（第４図１４の出
力ｃで第５図ｃ〕と入力の積で与えられる式(4)で
表される信号（第４図２０の出力）は第５図ｅの
波形となる。以上の手続で得られた第５図ｄとｅ
の波形は包絡線成分ａ（ｔ）を得るには一部が欠
落しているがその他の大部分は同一である。また
一方の欠落している部分は他方が補う波形になつ
ている。従つてこれら２つの波形の大小を比較
し、第４図２１にて信号電圧の大きい方を選択出
力するようにすれば正しい包絡線成分が得られ
る。

なお第４図の遅延素子１４は比較器１３の出力
である２値信号（第５図のｂ）を遅延させるもの
でアナログ遅延線を用いる必要はなく、回路構成
は簡単になる。

第６図は本発明回路の使用例を示す干渉波再生
除去回路の構成例図である。陸上移動通信におけ
る干渉波低減の一方法として干渉波を再生し、希
望波Ｄと干渉波Ｕの合成信号から干渉信号を減算
し、干渉波除去を行う方法が提案でされている
が、このような回路に本発明回路の適用が考えら
れる。第６図中の３２は本発明回路に当たる。第
６図の信号入力は（Ｄ＋Ｕ）であるがこの回路は
Ｄ《Ｕの時のみ有効に動作する。すなわちf_Uの帯
域過器（BPF）３０ではＵ》ＤであるからＵ
のみが抽出され、それ以降の回路はＵに対して正
常に動作する。これに対しf_DのBPF３６の出力は
減算器３５がない場合はＤ《ＵであるためBPF３
６で除去し切れないＵ波出力のためＤの回路は正
常に動作しない。しかし減算器３５を追加すると
第６図下段のＤ波の復調系におけるＵ波は除去さ
れＤ波の復調が正常に行われる。（本回路の詳細
は三瓶、横山「２相PSKにおける隣接干渉波除
去方法」信学技報CS85−26を参照されたい。） （発明の効果） 包絡線成分の検出回路はフエージング補償技術
であるダイバーシテイ合成クリツク雑音抑圧、干
渉波再生除去などに使用されるが、これまで十分
な性能と比較的簡単で安価な回路がなくこれらの
要求を満たすものが望まれていた。本発明の回路
は前記のように直線性の範囲が十分大きいこと、
回路が比較的簡単で調整の難しさもなく動作が安
定でかつ安価に実現できるという著しい効果が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は移動機側の受信レベル変動の一例図、
第２図は直線検波器の構成例図、第３図は対数検
波器の構成例図、第４図は本発明による包絡線検
出回路の構成例図、第５図は第４図の各部波形
図、第６図は本発明回路を使用した干渉波再生除
去回路の構成例図である。 １〜４…振幅制限増幅器、５…電流加算回路、
１１〜１２…信号分配器、１３…比較器、１４…
遅延素子、１５，１６…移相器、１７，１８…乗
算器、１９，２０…低域波器、２１…大小比較
選択回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 振幅変調受信信号の包絡線成分を検出する回
   路であつて、受信信号を２分しその一方を振幅の
   上下の制限を行つて一定振幅の矩形断続波列と
   し、かつこの矩形断続波を遅延要素を介して前記
   矩形断続波と重畳しない遅延矩形断続波列とする
   手段と、前記２分した受信信号の他方をさらに２
   分してそのそれぞれが同相となるように位相補正
   を行つてそれぞれの乗算器に入力する手段と、前
   記乗算器の一方はその入力信号と前記矩形断続波
   列との乗積を行い、また他方の乗算器はその入力
   信号と前記遅延矩形断続波列との乗積を行つて各
   乗積出力をそれぞれ低域波器に通じて低域成分
   を取り出す手段と、前記各低域成分を整流した後
   その大小比較を行い信号レベルの大なる方を包絡
   線検波出力として出力する手段を具備することを
   特徴とする包絡線成分検出回路。