JPH03283912A - 可変遅延回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えばＩｃ試験装置において、タイミング発
生装置やタイミングスキュ補正装置に用いられ、設定し
た可変量だけ入力パルスを遅延させる可変遅延回路に関
する。

「従来の技術」 従来の可変遅延回路は第４図に示すように構成されてい
た。定電流源１１がコンデンサ１２の一端に接続され、
コンデンサ１２の他端が一■の電位点１３に接続され、
コンデンサ１２０両端間にスイッチ１４が接続され、コ
ンデンサ１２及び定電流源１１の接続点が比較器１４の
非反転入力端に接続され、比較器１４の反転入力端と−
■の電位点１３との間に可変基準電圧源１５が接続され
、比較器１４の出力端は出力端子１６に接続される。

入力端子１７がフリップフロ・７プ１８のセット端子Ｓ
に接続され、フリップフロップ１８のリセット端子Ｒに
出力端子１６が接続され、フリップフロップ１８のｑ出
力によりスイッチ１４が制御され、Ｑ出力が”０゛°で
スイッチ１４がオフ、“１″でオンとされる。

常時はフリップフロツプエ８のｑ出力が°°１°゛でス
イッチ１４がオンとされ、コンデンサ１２の電圧はゼロ
である。第５図Ａに示すように時点ｔに入力パルスが入
力端子１７に入力すると、フリップフロップ１８がセッ
トされて、そのＱ出力は０”となり、スイッチ１４がオ
フとなって、定電流源１１から定電流ｉがコンデンサ１
２に対して充電を開始し、コンデンサ１２の電圧は第５
図Ｂに示すように電位−■から直線的に上昇する。

つまり定電流源１１、コンデンサ１２及びスイッチ１４
はランプ電圧発生回路を構成している。このランプ電圧
Ｖと可変基準電圧源１５の基準電圧■、とが比較器１４
で比較され、ランプ電圧Ｖの方が大きくなると、その時
点ｔ：で比較器１４の出力が反転して高レベルとなり、
その出力でフリップフロップ１８がりセントされ、その
ｑ出力は“１″となり、スイッチ１４がオンとなってコ
ンデンサ１２の電荷がスイッチ１４を通じて放電し、そ
の電圧がゼロとなり、比較器１４の出力が低レベルに戻
る。従って出力端子１６に入力パルスに対しくｔｚ−ｔ
、）だけ遅延された出力パルスが得られる。可変基準電
圧源１５の基準電圧■、を変更することにより、遅延時
間（ｔ２−ｔｌ）を変化させることができる。

「発明が解決しようとする課題」 第４図に示した従来の可変遅延回路において遅延時間（
ｔｌ　　ｔ＋　）を大きくすると、第６図に示すように
ランプ電圧Ｖの最大値Ｖイが大きくなり、コンデンサ１
２の充電電荷が多くなるため、出力パルスの発生でスイ
ッチ１４がオンとされた時に、コンデンサ１２から電荷
が完全に放電するまでの時間Ｔ、が大きくなる。コンデ
ンサ１２の電荷は配線抵抗Ｒやスイッチ１４０オン抵抗
を通じて放電されるため、瞬時的には放電されない。

従って、大きな遅延を与えた出力パルスの後、次の入力
パルスを与えるまでの時間をあまり短くすることができ
ない。

またランプ電圧Ｖの最大値■９を比較器１４の電源電圧
＋■より大きくすることができないため、遅延時間を大
きくとれない。一方、大きな遅延時間も設定できるよう
に、定電流源Ｉｔの定１１１ｉを小さくし、例えば第６
図Ｂに鎖ｍ１９で示すようにランプ電圧の１頃斜を小さ
くすると、以下の問題が生じる。つまり比較器１４は入
力Ｖが基準電圧Ｖ、よりわずか低い電圧を越えると出力
が反転することもあり、またＶが■８よりわずか高い電
圧を越えないと出力が反転しないこともあり、第６図Ｃ
に示すように、比較器１４の出力が反転する電圧に不確
定幅Δ■がある。従ってこの不確定幅Δ■と対応して遅
延時間がΔｔだけ不確定となるが、ランプ電圧Ｖの傾斜
が小さいと、この不確定時間Δｔが大きくなり、それだ
け遅延精度が低いものとなる。

「課題を解決するための手段」 この発明によれば第１電位に対してそれぞれ同一方向の
ランプ電圧を発生する第１．第２ランプ電圧発生回路が
用いられ、これら第１．第２ランプ電圧発生回路の出力
ランプ電圧と可変基準電圧とが比較器で比較され、入力
パルスが入力されるとカウンタがクロックの計数を開始
し、設定した数を計数するとカウンタから出力を出し、
またクロックごとに第１．第２ランプ電圧発生回路にた
いし、交互にランプ電圧を発生するように制御され、比
較器の出力とカウンタの出力との論理積がアンド回路で
とられ、アンド回路から遅延パルスを得る。

「実施例」 第１図にこの発明の実施例を示す。定電流源１１はスイ
ッチＳ、、Ｓ、をそれぞれ通してコンデンサ１２．２１
の各一端に接続され、コンデンサ１１゜２１の各他端は
一■の電位点１３に接続され、コンデンサ１２．２１と
それぞれ並列にスイッチ５３Ｓ４が接続され、定ｉｔ流
源１１及びスイッチＳ５２の接続点が比較器１４の非反
転入力端に接続され、比較器１４の反転入力端に可変基
１！電圧源１５が接続される。入力パルスが与えられる
入力端子１７はカウンタ２３のリセット端子Ｒへ接続さ
れ、カウンタ２３のクロック端子に端子２４がらクロッ
クが供給される。端子２４のクロックは端子１７の入力
パルスと同期し、入力パルスよりも周波数が十分高いも
のである。カウンタ２３は設定した数だけクロックを計
数すると出力を出すものである。カウンタ２３の出力側
と比較器１４の出力側とがアンド回路２５０両入力側に
接続され、アンド回路２５の出力側は出力端子１６に接
続される。端子２４のクロックはトグル形フリップフロ
ップ２６にも供給され、クロックごとにフリップフロッ
プ２６は反転される。フリップフロップ２６のＱ出力で
スイッチＳ、とＳ、とが制御され、ｑ出力でスイッチＳ
１とＳ、とが制御され、スイッチ３１〜Ｓ４はその制御
入力が“０″でオフ、１″でオンとなる。

図示の状態から、スイッチＳｚ、Ｓｚがオン、スイッチ
Ｓ、、Ｓ、がオフとされると、定電流源１１の定電流ｉ
がコンデンサ１２に充電を開始し、コンデンサ１２の電
圧が一■より直線的に上昇し、この間コンデンサ２１の
電荷はスイッチＳ、を通じて放電する。この状態から図
示のようにスイッチＳ、、Ｓ、がオフ、スイッチＳ、、
Ｓ３がオンとされると、定電流ｉはコンデンサ２１に充
電を開始し、コンデンサ２１の電圧が一■より直線的に
上昇し、この間コンデンサ１２の電荷はスイッチＳ、を
通じて放電する。従って定電流ｆｉ１１、コンデンサ１
２及びスイッチＳｔ、Ｓｓは第１ランプ電圧発生回路２
７を構成し、定電流＃１１、コンデンサ２１及びスイッ
チＳ、、Ｓ、は第２ランプ電圧発生回路２８を構成し、
フリップフロップ２６はクロックごとに第１．第２ラン
プ電圧発生回路２７．２８に対し、交互にランプ電圧を
発生させるランプ電圧発生制御手段を構成している。

この構成で第２図Ａに示すように時点ｔ、に入力パルス
がカウンタ２３に入力されると、カウンタ２３は第２図
Ｇに示すようにリセットされ、入力パルスと同時に入力
されたクロックＣＫＩ　　（第２図Ｄ）によりフリップ
フロップ２６が反転され、例えば第２図Ｂ、Ｃに示すよ
うにＱ出力がオン、ｑ出力がオフとなり、スイッチＳｔ
、Ｓａがオン、スイッチＳ！　　Ｓ３がオフとなると、
第１ランプ電圧発生回路２７からランプ電圧が発生し、
これが比較器１４へ供給される。このランプ電圧Ｖ（第
２回Ｅ）と可変基＊電圧ａ１５の可変基準電圧Ｖｓとが
比較され、ランプ電圧ＶがＶ、を越えると第２図Ｆに示
すように比較器１４の出力は高レベルに反転する。カウ
ンタ２３が３に設定されていたとすると、カウンタ２３
の出力は０″であり、比較器１４の高レベル出力はアン
ド回路２５から出力されない。この間にコンデンサ２１
の電荷はスイッチＳ４で放電されている。

次のクロックＣＫ、が入力されるとフリップフロップ２
６が反転され、Ｑ出力がオフ、Ｑ出力がオンとなり、第
２ランプ電圧発生回路２８からランプ電圧の発生が開始
されると共にコンデンサ１２は放電される。このランプ
電圧Ｖと可変基準電圧■、とが比較され、ランプ電圧Ｖ
の方が大きくなると、比較器１４の出力は高レベルにな
る。しかし、この時、カウンタ２３の計数値は１であっ
て、出力は“Ｏ”であり、比較器１４の高レベル出力は
アンド回路２５から出力されない。以下クロックごとに
第１．第２ランプ電圧発生回８２１．２８から、互にラ
ンプ電圧が発生され、同様のことが行われる。入力パル
スから４番目のクロックＣＬが入力されると、カウンタ
２３の計数値が３となり、設定値３と等しくなって、第
２図Ｇに示すようにカウンタ２３の出力が“′１°゛と
なる。従ってこのクロックＣＫａにより発生が開始され
たランプ電圧Ｖが可変基準電圧■、を越えて比較器１４
の出力が高レベルになると、その時点ｔ２からアンド回
路２５の出力は第２図Ｈに示すように高レベルとなり、
この高レベルは、次のクロックＣＫ、によりランプ電圧
の発生が切替えられると低レベルになる。このようにし
て出力端子１６から時点１゜の入力パルスに対しく１１
　１＋）だけ遅延した出力パルスが得られる。

可変基準電圧■、は例えば第２図已においてＶＳＩＩＩ
　とｖｓｙａとの量変化させられる。端子１６の出力パ
ルスを一定幅のものとしたい場合は比較器１４の出力側
又は、アンド回路２５の出力側に微分回路を含む波形整
形回路を挿入すればよい。

カウンタ２３としてはダウンカウンタを使用し、入力パ
ルスにより設定した値がプリセントされ、計数値がゼロ
になると出力が“１′°になるようにしてもよい。

以上の説明から理解されるようにこの発明では、クロン
ク端子２４のクロンク周期Ｔｃを単位とする粗遅延量Ｔ
、をカウンタ２３の設定で得て、遅延単位Ｔｃ以下の微
遅延量Ｔｃを可変基準電圧■。

の設定で得るものである。従って第３図に示すように、
入力パルスがカウンタ２３に与えられると、端子２４の
クロックの計数を開始し、カウンタ２３が設定した数だ
けクロックを計数すると（この時、粗遅延が得られる）
、カウンタ２３の出力が“１″となり、これによりフリ
ップフロップ１８をセットし、そのｑ出力を０′として
スイッチ１４をオフとして、コンデンサ１２に対し低電
流ｉの充電を開始してランプ電圧Ｖを発生させ、このラ
ンプ電圧Ｖと可変基準電圧Ｖ、とを比較器１４で比較し
、比較器１４の出力が高レベルとなるとその出力でフリ
ップフロップ１８をリセットし、比較器１４の出力パル
スを出力端子１６へ出力する。

「発明の効果」 以上述べたように、この発明によればカウンタを利用し
て、クロック周期単位の粗遅延と、ランプ電圧と基準電
圧との比較により、クロック周期内の微遅延とにより必
要な遅延を得るようにしているから、カウンタに対する
設定により大きな遅延を容易に得ることができ、しかも
ランプ電圧はクロック周期内で直線的に変化すればよく
、ランプ電圧の最大値Ｖ工を特に大きくする必要がなく
、つまり比較器１４の電源電圧＋■として通常の値のも
のを使用でき、更にランプ電圧■の傾斜を大きくするこ
とができ、それだけ不確定時間Δｔが小さくなり、高い
精度の遅延量が得られる。また、最大ランプ電圧ＶＭを
大きくする必要がないから、コンデンサの電荷を放電さ
せる時間も短時間で済み、それだけ、出力（遅延）パル
スと接近して次の入力パルスを端子１７に与えることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示すブロック図、第２図は
その動作例における各部の状態を示すタイムチャート、
第３図はこの発明の他の実施例を示すブロック図、第４
図は従来の可変遅延回路を示す接続図、第５図はその動
作を説明するためのタイムチャート、第６図は大きい遅
延を得る場合の問題を説明するためのタイムチャートで
ある。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１電位に対して、それぞれ同一方向のランプ電
   圧を発生する第１、第２ランプ電圧発生回路と、 これら第１、第２ランプ電圧発生回路の各出力ランプ電
   圧と可変基準電圧とを比較する比較器と、入力パルスか
   らクロックの計数を開始し、設定した数を計数すると出
   力を出すカウンタと、上記クロックごとに上記第１、第
   ２ランプ電圧発生回路に対し、交互にランプ電圧を発生
   させるランプ電圧発生制御手段と、 上記比較器の出力と、上記カウンタの出力との論理積を
   とるアンド回路と、 を有する可変遅延回路。