JPH03293974A - 共振型電力変換装置 - Google Patents
共振型電力変換装置Info
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- JPH03293974A JPH03293974A JP2410588A JP41058890A JPH03293974A JP H03293974 A JPH03293974 A JP H03293974A JP 2410588 A JP2410588 A JP 2410588A JP 41058890 A JP41058890 A JP 41058890A JP H03293974 A JPH03293974 A JP H03293974A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
［０００１］
本発明は、共振による開閉方式を用いた共振型電力変換
装置に関し、詳しくは共振型電力変換装置用の調整制御
器に関する。 ［０００２］
装置に関し、詳しくは共振型電力変換装置用の調整制御
器に関する。 ［０００２］
共振型電力変換装置は、高電力密度の電力供給を必要と
する用途に極めてよく適している。高電力密度は共振型
電力変換装置で達成可能であり、これは、与えられた電
力容量に対して電力供給の周期的エネルギー貯蔵部の構
成要素が、非常に高い周波数においてかなり小さくなる
ことができるからである。
する用途に極めてよく適している。高電力密度は共振型
電力変換装置で達成可能であり、これは、与えられた電
力容量に対して電力供給の周期的エネルギー貯蔵部の構
成要素が、非常に高い周波数においてかなり小さくなる
ことができるからである。
［０００３］
共振型電力変換装置は、直列同調反作用型回路を、負荷
ネットワークと組み合わせた反作用型分割器として利用
することによって作動する。出力負荷電圧は開閉周波数
に反比例する。開閉周波数は常に最小しきい値以上とし
、これによって直結同調ネットワークが誘導インピーダ
ンスになるようにしている。もし負荷の値が減少し入力
ライン電圧が増加すると、作動周波数が増加して反作用
型分割の割合を増大させ、出力電圧の調整を維持する。 更に負荷が減少すると、周波数は更にある値まで増加し
、その値にて構成要素における損失が高まり変換装置の
効率を著しく下げる。 ［０００４］ もし作動効率を維持しようとすれば、周波数変動範囲を
抑制する必要があり、そのため負荷の許容範囲を制限す
ることになる。この負荷許容範囲の制限は、負荷が広範
囲の出力電流を必要とするときには、更に厳しくなる。
ネットワークと組み合わせた反作用型分割器として利用
することによって作動する。出力負荷電圧は開閉周波数
に反比例する。開閉周波数は常に最小しきい値以上とし
、これによって直結同調ネットワークが誘導インピーダ
ンスになるようにしている。もし負荷の値が減少し入力
ライン電圧が増加すると、作動周波数が増加して反作用
型分割の割合を増大させ、出力電圧の調整を維持する。 更に負荷が減少すると、周波数は更にある値まで増加し
、その値にて構成要素における損失が高まり変換装置の
効率を著しく下げる。 ［０００４］ もし作動効率を維持しようとすれば、周波数変動範囲を
抑制する必要があり、そのため負荷の許容範囲を制限す
ることになる。この負荷許容範囲の制限は、負荷が広範
囲の出力電流を必要とするときには、更に厳しくなる。
［０００５］
本発明の共振型電力変換装置においては、与えられた出
力負荷範囲内で調整を行うのに必要な周波数帯域を抑制
して狭くするなめに、周波数変調と負荷率変調とを同時
に組み合わせるようにしている。すなわち、これら２種
類の調整プロセスを同時に組み合わせて、組み合わせ制
御信号を電力開閉器制御回路に与える。 与えられた負荷範囲率（最大ＲＬ／最小ＲＬ）に対して
、負荷率変調と周波数変調とを同時に組み合わせた場合
には、周波数変調だけを用いる場合よりも周波数変動範
囲（最大ｆ／最小ｆ）を小さくする必要がある。 特開平３−２９３９１４（４） ［０００６］ 本発明の一実施例において、調整制御回路が、負荷率変
調器と周波数変調器との両方を備え、それぞれが本変換
装置の出力電圧と基準電圧との差異に応じた誤差信号に
応答する。これらの変調器は、それぞれ独自の伝達関数
を有し、その−方はｋＨｚ対Ｖ（ボルト）、他方は負荷
率％対Ｖである。実施例においては、負荷率変調器から
取った調整制御回路出力が、矩形パルス形式の信号で、
周波数変調と負荷率変調との両方の要素を含んでいる。 ［０００７］
力負荷範囲内で調整を行うのに必要な周波数帯域を抑制
して狭くするなめに、周波数変調と負荷率変調とを同時
に組み合わせるようにしている。すなわち、これら２種
類の調整プロセスを同時に組み合わせて、組み合わせ制
御信号を電力開閉器制御回路に与える。 与えられた負荷範囲率（最大ＲＬ／最小ＲＬ）に対して
、負荷率変調と周波数変調とを同時に組み合わせた場合
には、周波数変調だけを用いる場合よりも周波数変動範
囲（最大ｆ／最小ｆ）を小さくする必要がある。 特開平３−２９３９１４（４） ［０００６］ 本発明の一実施例において、調整制御回路が、負荷率変
調器と周波数変調器との両方を備え、それぞれが本変換
装置の出力電圧と基準電圧との差異に応じた誤差信号に
応答する。これらの変調器は、それぞれ独自の伝達関数
を有し、その−方はｋＨｚ対Ｖ（ボルト）、他方は負荷
率％対Ｖである。実施例においては、負荷率変調器から
取った調整制御回路出力が、矩形パルス形式の信号で、
周波数変調と負荷率変調との両方の要素を含んでいる。 ［０００７］
本発明の一実施例である共振型電力変換装置を図１に示
す。図中、入力端子１０１及び１０２に交流（ＡＣ）ラ
イン電力を入力する。入力されたＡＣの電圧は全波整流
器１０によって整流される。本変換装置内へ又は外への
いずれの方向への高周波信号の伝達も防止できるように
、整流器に続いてフィルタ回路２０を設けている。フィ
ルタ回路２０の出力である直流（ＤＣ）電圧は、電力開
閉器回路３０に供給する。 ［０００８］ この電力開閉器回路３０は、実質上無効インピーダンス
のみを有すると共に本変換装置の作動周波数範囲内で誘
導性を有するように同調された直列同調回路４０に結合
されている。この直列同調回路４０の主な機能は、電力
開閉器回路３０［０００９］ 直列同調回路４０の出力は、本変換装置に含まれる変圧
器５０に供給され、変換装置の入力側と出力側との間が
直流に対して絶縁される。次いで、変圧器５０の出力を
これに結合された整流器６０が受けて整流し、エネルギ
ー貯蔵蓄電器７０を調整ＤＣ電圧まで充電する。このＤ
Ｃ電圧は、フィルター回路８０を経て、充電されるべき
負荷が連結されている変換装置の出力端子１９１に結合
されている。 ［００１０］ ４３０− 変換装置の調整制御部は、出力端子１９１に結合された
誤差増幅器９０を含み出力端子１９１における電圧値の
希望調整値からの偏差に対応した誤差信号を発生する。 調整制御部が発生した誤差電圧信号は、インバータ・リ
ミッタ回路１００に与えられる。インバータ・リミッタ
回路１００は、上限及び下限を定め、周波数変調器１１
０及び負荷率変調器１２０を作動させるための限界作動
条件を設定する。インバータ・リミッタ回路１００の出
力は、周波数変調器１１０と負荷率変調器１２０との両
方に同時に伝達される。 ［００１１］ 周波数変調器１１０と負荷率変調器１２０のそれぞれは
、インバータ・リミッタ回路１００を経て与えられる誤
差増幅器９０の出力誤差電圧信号に応じて作動する特定
の伝達関数を有する。周波数変調器１１０は、インバー
タ・リミッタ回路１００の誤差電圧出力に直接応答し、
信号周波数変調用に誤差電圧を発生する。これに続く負
荷率変調器１２０もインバータ・リミッタ回路１００の
誤差電圧出力に応答し、周波数変調器１１０からの周波
数変調出力信号に対して負荷率変調用の誤差電圧を供給
する。 ［００１２］ 負荷率変調器１２０の出力部における周波数変調及び負
荷率変調による組合せ制御信号を変調器出力段１３０に
与える。この変調器出力段１３０は互いに逆の位相を有
する導線１４１及び１４２上の周波数変調及び負荷率変
調した二つの出力パルス列を開閉器駆動回路１４０に与
える。開閉器駆動回路１４０は、導線１４４及び１４５
上に駆動信号を与え、電力開閉器回路３０における交互
に断続する２個の電力開閉器の通電を制御する。 ［００１３］ 本実施例の変換装置の電力ドレインの回路の概略を図２
に示す。ＡＣ電源電圧を入力導線２０１及び２０２を介
して全波整流器１０に加える。全波整流器１０の整流出
力を、フィルタ回路２０を経て、第１及び第２の金属酸
化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）電力
開閉デバイス２３１及び２３２を含む電力開閉器回路３
０につなぐ。これらの開閉デバイスは半ブリツジ状に連
結されている。又、開閉器駆動回路１４０にはブリッジ
蓄電器が含まれる。 特開平３−２９３９７４ （５） ［００１４］ 次ぎに、節点２３５における信号出力を、蓄電器２４１
及び誘導コイル２４２からなる直列同調回路４０に与え
る。直列同調回路４０は、共振点以上で作動するので、
僅かに誘導性があり、その誘導性の程度は、本変換装置
の作動周波数範囲内の実際の作動周波数の値による。こ
の直列同調回路４０は、変圧器５０の一次巻線２５１に
単一周波数で電力を送る。これらの電力開閉デバイス２
３１，２３２の寄生静電容量の放電を、これらデバイス
内での電力散逸を最小にしながら行うような制御も可能
である。変圧器５０の二次巻線２５２の出力は、整流器
６０で整流され、電圧貯蔵蓄電器７０に貯蔵される。電
力は更に、出力用の高周波妨害（ＲＦＩ）型フィルター
８０を経て出力端子２８１及び２８２に流れる。 ［００１５］ ＭＯ５ＦＥＴ電力開閉デバイス２３１．２３２は、導線
２４８および２４９から供給されるハイ側及びロー側駈
動信号に応答する開閉器駆動回路１４０によって駆動さ
れる。これらのハイ及びロー駆動信号は第３図の制御回
路から発生する。図２の出力端子２８１と２８２との間
の電力ドレイン出力電圧に比例する信号を図３の入力端
子３０１を経て誤差増幅器９０に与える。 ［００１６］ 誤差増幅器９０に、ライン及び負荷条件の予定範囲にお
いて制御回路ループが安定に作動するのに十分なループ
利得と周波数補償とを有する演算増幅器３９１を設ける
。ループ利得と周波数帯域幅が十分に大きいので、ライ
ン及び負荷の過渡的な変化に対する迅速且つ精密な調節
制御が可能である。基準電圧値を演算増幅器３９１の非
逆入力端子３９２に、出力電圧に比例する電圧値を逆入
力端子３９３に与える。 ［００１７］ 次に、誤差増幅器９０の誤差信号出力を、インバータ・
リミッタ回路１００に含まれる演算増幅器３０２の逆入
力端子３０３に与える。インバータ・リミッタ回路１０
０は、本変換装置の作動範囲を制御し、本変換装置が始
動時に最適制御されるようにする。基準電圧は一般に、
変換装置の出力電圧が望ましい作動範囲内の値になる前
に正常値に達するので、誤差増幅器９０の出力は当初非
常に高い４３２− 電圧となる。 ［００１８］ このように誤差電圧が高い結果、調整制御部が当初、始
動時に、変換装置を高い周波数と非常に低い負荷率で作
動させることになり、それによって通常の出力値への到
達が遅くなる。始動時の最適組合せは、直列同調回路４
０の共振周波数のすぐ上の低い周波数と５０％の負荷率
との組合せである。この組合せによって変換装置はライ
ンと負荷の通常作動範囲に最も速く到達できる。インバ
ータ・リミッタ回路１００が誤差増幅器９０の出力を逆
転することによってこの望ましい作動条件が確保でき、
したがって、変換装置の始動時に低い周波数と高い負荷
率とが確保される。 ［００１９］ インバータ・リミッタ回路１００の効果は、図４のグラ
フを参照すれば容易に理解できる。図中、水平線４０１
は、誤差増幅器９０に与えられる基準電圧を表す。水平
線４０２は、この基準電圧が抵抗によって低下した後に
演算増幅器３０２の非逆入力端子３０４（図３）に与え
られた状態の電圧を表す。直線４０５は垂直軸４１０上
の、誤差増幅器からの高い誤差電圧出力と、垂直軸４１
１上の最小作動周波数発生時の変調制御電圧とを等式化
する直線である。又、直線４０６は、低い方の誤差電圧
と、上記と同じ最小作動周波数時の変調制御電圧とを等
式化する直線である。 ［００２０］ 直線４０５及び４０６と誤差電圧軸４１０とのそれぞれ
の交点で定まる誤差電圧の範囲内で、演算増幅器３０５
（図３）は、演算増幅器３０２の非逆入力端子３０４に
与えられた電圧レベルを昇圧させるフィードバック増幅
器として作動し少なくとも変換装置の最小作動周波数と
５０％の作動負荷率を確保するのに十分な高さに且つ実
質上固定値に出力を維持する。直線４０６と誤差電圧軸
４１０との交点の誤差電圧以下では演算増幅器３０５の
出力が底に達しフィードバック作用は停止する。これ以
上誤差電圧が減少すると、それに応じてインバータ・リ
ミッタ回路１００から周波数変調器１１０及び負荷率変
調器１２０への電圧も変化する。直線４０７は、低い誤
差電圧が変換装置の最大作動周波数にどのように特開平
３−２９３９７４ （８） 影響するかを示している。 ［００２１］ 図５にインバータ・リミッタ回路１００の伝達関数を表
すグラフを示す。同図によってこの回路の作動を容易に
理解できよう。すなわち図示のように、高い誤差電圧入
力においては、出力電圧は実質上一定の電圧レベル５０
１にある。誤差電圧がしきい値５０２まで下がると、イ
ンバータ・リミッタ回路１００の出力電圧は、誤差電圧
が下がるにつれて上昇傾斜線５０３に沿って直線的に上
昇する。 ［００２２］ 再び図３において、インバータ・リミッタ回路１００の
出力を導線３０６を経て周波数変調器１１０に、又、導
線３０７を経て負荷率変調器１２０に与える。 周波数変調器１１０には、電圧追従器として作動しその
非逆入力端子３１２を導線３０６に連結してインバータ
・リミッタ回路１００の出力を受ける演算増幅器３１１
を備える。演算増幅器３１１の出力は、電流ミラー回路
３１３を駆動するトランジスタ３０８に連結されている
。 ［００２３］ 電流ミラー回路３１３は、電圧によって制御される電流
源として作動し、その出力トランジスタ３１６を蓄電器
３１５に連結して充電電流を供給する。したがって、蓄
電器３１５の充電率は、インバータ・リミッタ回路１０
０の出力電圧レベルによって決まる。電流ミラー回路が
実質上一定の充電電流を与えるので、蓄電器３１５の電
圧は充電中直線的に増加する。 ［００２４］ 蓄電器３１５の電圧は、演算増幅器３１７の非逆入力端
子に与えられ、演算増幅器３１７の出力は、蓄電器３１
５の放電用に連結されている放電路制御トランジスタ３
１８の通電を制御する。蓄電器３１５の電圧は、演算増
幅器３１７によって、逆入力端子３１９に与えられた基
準電圧と比較される。基準電圧に到達すると、演算増幅
器３１７の出力が、トランジスタ３１８にバイアス電圧
をかけて通電状態とし、これによって蓄電器３１５を放
電させる。 ［００２５］ 演算増幅器３１７の回復時間は、蓄電器３１５を完全に
放電させるに十分な長４３４− さである。トランジスタ３１８がバイアスにより再び非
通電状態になるとすぐに蓄電器３１５が充電を再開する
。蓄電器３１５の充電率は誤差電圧レベルによって設定
され、本変換装置の開閉器開閉周波数は蓄電器３１５の
充電率によって決まる。 ［００２６］ 周波数変調器１１０の出力は鋸歯信号で、その周波数は
インバータ・リミッタ回路１００の出力電圧レベルによ
って決まる。この鋸歯信号の波形は、変換装置の周波数
を制御する作動クロック信号である。この鋸歯信号は、
負荷率変調器１２０の演算増幅器３２１の逆入力端子３
２０に与えられる。インバータ・リミッタ回路１００の
出力電圧に応答する基準電圧が演算増幅器３２１の非逆
入力端子３２２に与えられ、演算増幅器３２１は、鋸歯
波形をこの基準電圧と比較する。 ［００２７］ インバータ・リミッタ回路１００の出力は、演算増幅器
３２３の逆入力端子３２４に与えられる。又、演算増幅
器３２３の出力は、演算増幅器３２１の非逆入力端子３
２２に与えられる基準電圧のレベルを制御する。したが
って、基準電圧がインバータ・リミッタ回路１００の出
力に応じて変化すると、負荷率変調器１２０の出力の負
荷率は、周波数変調器１１０によって設定される周波数
において作動する負荷率変調信号とともに変化する。 ［００２８］ 結果として負荷率変調器１２０の出力導線３２９におい
て得られる周波数変調と負荷率変調とによる組合せ信号
を、変調器出力段１３０に与える。変調器出力段１３０
にはハイ側駆動路３３１とロー側駆動路３３２との二つ
の並列信号処理路を含む。ハイ側及びロー側駆動信号と
称する二つの互いに位相の異なる駆動信号が、導線３４
１及び３４２にそれぞれ発生する。これら二つの駆動信
号は、第２図に示すような電力開閉器駆動回路に与えら
れる。この電力開閉器駆動回路は交互に開閉する電力開
閉デバイス２３１，２３２を駆動する。 以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この
技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考
え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含
される。 特開平３−２９３９７４ （１Ｇ） ［００２９］
す。図中、入力端子１０１及び１０２に交流（ＡＣ）ラ
イン電力を入力する。入力されたＡＣの電圧は全波整流
器１０によって整流される。本変換装置内へ又は外への
いずれの方向への高周波信号の伝達も防止できるように
、整流器に続いてフィルタ回路２０を設けている。フィ
ルタ回路２０の出力である直流（ＤＣ）電圧は、電力開
閉器回路３０に供給する。 ［０００８］ この電力開閉器回路３０は、実質上無効インピーダンス
のみを有すると共に本変換装置の作動周波数範囲内で誘
導性を有するように同調された直列同調回路４０に結合
されている。この直列同調回路４０の主な機能は、電力
開閉器回路３０［０００９］ 直列同調回路４０の出力は、本変換装置に含まれる変圧
器５０に供給され、変換装置の入力側と出力側との間が
直流に対して絶縁される。次いで、変圧器５０の出力を
これに結合された整流器６０が受けて整流し、エネルギ
ー貯蔵蓄電器７０を調整ＤＣ電圧まで充電する。このＤ
Ｃ電圧は、フィルター回路８０を経て、充電されるべき
負荷が連結されている変換装置の出力端子１９１に結合
されている。 ［００１０］ ４３０− 変換装置の調整制御部は、出力端子１９１に結合された
誤差増幅器９０を含み出力端子１９１における電圧値の
希望調整値からの偏差に対応した誤差信号を発生する。 調整制御部が発生した誤差電圧信号は、インバータ・リ
ミッタ回路１００に与えられる。インバータ・リミッタ
回路１００は、上限及び下限を定め、周波数変調器１１
０及び負荷率変調器１２０を作動させるための限界作動
条件を設定する。インバータ・リミッタ回路１００の出
力は、周波数変調器１１０と負荷率変調器１２０との両
方に同時に伝達される。 ［００１１］ 周波数変調器１１０と負荷率変調器１２０のそれぞれは
、インバータ・リミッタ回路１００を経て与えられる誤
差増幅器９０の出力誤差電圧信号に応じて作動する特定
の伝達関数を有する。周波数変調器１１０は、インバー
タ・リミッタ回路１００の誤差電圧出力に直接応答し、
信号周波数変調用に誤差電圧を発生する。これに続く負
荷率変調器１２０もインバータ・リミッタ回路１００の
誤差電圧出力に応答し、周波数変調器１１０からの周波
数変調出力信号に対して負荷率変調用の誤差電圧を供給
する。 ［００１２］ 負荷率変調器１２０の出力部における周波数変調及び負
荷率変調による組合せ制御信号を変調器出力段１３０に
与える。この変調器出力段１３０は互いに逆の位相を有
する導線１４１及び１４２上の周波数変調及び負荷率変
調した二つの出力パルス列を開閉器駆動回路１４０に与
える。開閉器駆動回路１４０は、導線１４４及び１４５
上に駆動信号を与え、電力開閉器回路３０における交互
に断続する２個の電力開閉器の通電を制御する。 ［００１３］ 本実施例の変換装置の電力ドレインの回路の概略を図２
に示す。ＡＣ電源電圧を入力導線２０１及び２０２を介
して全波整流器１０に加える。全波整流器１０の整流出
力を、フィルタ回路２０を経て、第１及び第２の金属酸
化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）電力
開閉デバイス２３１及び２３２を含む電力開閉器回路３
０につなぐ。これらの開閉デバイスは半ブリツジ状に連
結されている。又、開閉器駆動回路１４０にはブリッジ
蓄電器が含まれる。 特開平３−２９３９７４ （５） ［００１４］ 次ぎに、節点２３５における信号出力を、蓄電器２４１
及び誘導コイル２４２からなる直列同調回路４０に与え
る。直列同調回路４０は、共振点以上で作動するので、
僅かに誘導性があり、その誘導性の程度は、本変換装置
の作動周波数範囲内の実際の作動周波数の値による。こ
の直列同調回路４０は、変圧器５０の一次巻線２５１に
単一周波数で電力を送る。これらの電力開閉デバイス２
３１，２３２の寄生静電容量の放電を、これらデバイス
内での電力散逸を最小にしながら行うような制御も可能
である。変圧器５０の二次巻線２５２の出力は、整流器
６０で整流され、電圧貯蔵蓄電器７０に貯蔵される。電
力は更に、出力用の高周波妨害（ＲＦＩ）型フィルター
８０を経て出力端子２８１及び２８２に流れる。 ［００１５］ ＭＯ５ＦＥＴ電力開閉デバイス２３１．２３２は、導線
２４８および２４９から供給されるハイ側及びロー側駈
動信号に応答する開閉器駆動回路１４０によって駆動さ
れる。これらのハイ及びロー駆動信号は第３図の制御回
路から発生する。図２の出力端子２８１と２８２との間
の電力ドレイン出力電圧に比例する信号を図３の入力端
子３０１を経て誤差増幅器９０に与える。 ［００１６］ 誤差増幅器９０に、ライン及び負荷条件の予定範囲にお
いて制御回路ループが安定に作動するのに十分なループ
利得と周波数補償とを有する演算増幅器３９１を設ける
。ループ利得と周波数帯域幅が十分に大きいので、ライ
ン及び負荷の過渡的な変化に対する迅速且つ精密な調節
制御が可能である。基準電圧値を演算増幅器３９１の非
逆入力端子３９２に、出力電圧に比例する電圧値を逆入
力端子３９３に与える。 ［００１７］ 次に、誤差増幅器９０の誤差信号出力を、インバータ・
リミッタ回路１００に含まれる演算増幅器３０２の逆入
力端子３０３に与える。インバータ・リミッタ回路１０
０は、本変換装置の作動範囲を制御し、本変換装置が始
動時に最適制御されるようにする。基準電圧は一般に、
変換装置の出力電圧が望ましい作動範囲内の値になる前
に正常値に達するので、誤差増幅器９０の出力は当初非
常に高い４３２− 電圧となる。 ［００１８］ このように誤差電圧が高い結果、調整制御部が当初、始
動時に、変換装置を高い周波数と非常に低い負荷率で作
動させることになり、それによって通常の出力値への到
達が遅くなる。始動時の最適組合せは、直列同調回路４
０の共振周波数のすぐ上の低い周波数と５０％の負荷率
との組合せである。この組合せによって変換装置はライ
ンと負荷の通常作動範囲に最も速く到達できる。インバ
ータ・リミッタ回路１００が誤差増幅器９０の出力を逆
転することによってこの望ましい作動条件が確保でき、
したがって、変換装置の始動時に低い周波数と高い負荷
率とが確保される。 ［００１９］ インバータ・リミッタ回路１００の効果は、図４のグラ
フを参照すれば容易に理解できる。図中、水平線４０１
は、誤差増幅器９０に与えられる基準電圧を表す。水平
線４０２は、この基準電圧が抵抗によって低下した後に
演算増幅器３０２の非逆入力端子３０４（図３）に与え
られた状態の電圧を表す。直線４０５は垂直軸４１０上
の、誤差増幅器からの高い誤差電圧出力と、垂直軸４１
１上の最小作動周波数発生時の変調制御電圧とを等式化
する直線である。又、直線４０６は、低い方の誤差電圧
と、上記と同じ最小作動周波数時の変調制御電圧とを等
式化する直線である。 ［００２０］ 直線４０５及び４０６と誤差電圧軸４１０とのそれぞれ
の交点で定まる誤差電圧の範囲内で、演算増幅器３０５
（図３）は、演算増幅器３０２の非逆入力端子３０４に
与えられた電圧レベルを昇圧させるフィードバック増幅
器として作動し少なくとも変換装置の最小作動周波数と
５０％の作動負荷率を確保するのに十分な高さに且つ実
質上固定値に出力を維持する。直線４０６と誤差電圧軸
４１０との交点の誤差電圧以下では演算増幅器３０５の
出力が底に達しフィードバック作用は停止する。これ以
上誤差電圧が減少すると、それに応じてインバータ・リ
ミッタ回路１００から周波数変調器１１０及び負荷率変
調器１２０への電圧も変化する。直線４０７は、低い誤
差電圧が変換装置の最大作動周波数にどのように特開平
３−２９３９７４ （８） 影響するかを示している。 ［００２１］ 図５にインバータ・リミッタ回路１００の伝達関数を表
すグラフを示す。同図によってこの回路の作動を容易に
理解できよう。すなわち図示のように、高い誤差電圧入
力においては、出力電圧は実質上一定の電圧レベル５０
１にある。誤差電圧がしきい値５０２まで下がると、イ
ンバータ・リミッタ回路１００の出力電圧は、誤差電圧
が下がるにつれて上昇傾斜線５０３に沿って直線的に上
昇する。 ［００２２］ 再び図３において、インバータ・リミッタ回路１００の
出力を導線３０６を経て周波数変調器１１０に、又、導
線３０７を経て負荷率変調器１２０に与える。 周波数変調器１１０には、電圧追従器として作動しその
非逆入力端子３１２を導線３０６に連結してインバータ
・リミッタ回路１００の出力を受ける演算増幅器３１１
を備える。演算増幅器３１１の出力は、電流ミラー回路
３１３を駆動するトランジスタ３０８に連結されている
。 ［００２３］ 電流ミラー回路３１３は、電圧によって制御される電流
源として作動し、その出力トランジスタ３１６を蓄電器
３１５に連結して充電電流を供給する。したがって、蓄
電器３１５の充電率は、インバータ・リミッタ回路１０
０の出力電圧レベルによって決まる。電流ミラー回路が
実質上一定の充電電流を与えるので、蓄電器３１５の電
圧は充電中直線的に増加する。 ［００２４］ 蓄電器３１５の電圧は、演算増幅器３１７の非逆入力端
子に与えられ、演算増幅器３１７の出力は、蓄電器３１
５の放電用に連結されている放電路制御トランジスタ３
１８の通電を制御する。蓄電器３１５の電圧は、演算増
幅器３１７によって、逆入力端子３１９に与えられた基
準電圧と比較される。基準電圧に到達すると、演算増幅
器３１７の出力が、トランジスタ３１８にバイアス電圧
をかけて通電状態とし、これによって蓄電器３１５を放
電させる。 ［００２５］ 演算増幅器３１７の回復時間は、蓄電器３１５を完全に
放電させるに十分な長４３４− さである。トランジスタ３１８がバイアスにより再び非
通電状態になるとすぐに蓄電器３１５が充電を再開する
。蓄電器３１５の充電率は誤差電圧レベルによって設定
され、本変換装置の開閉器開閉周波数は蓄電器３１５の
充電率によって決まる。 ［００２６］ 周波数変調器１１０の出力は鋸歯信号で、その周波数は
インバータ・リミッタ回路１００の出力電圧レベルによ
って決まる。この鋸歯信号の波形は、変換装置の周波数
を制御する作動クロック信号である。この鋸歯信号は、
負荷率変調器１２０の演算増幅器３２１の逆入力端子３
２０に与えられる。インバータ・リミッタ回路１００の
出力電圧に応答する基準電圧が演算増幅器３２１の非逆
入力端子３２２に与えられ、演算増幅器３２１は、鋸歯
波形をこの基準電圧と比較する。 ［００２７］ インバータ・リミッタ回路１００の出力は、演算増幅器
３２３の逆入力端子３２４に与えられる。又、演算増幅
器３２３の出力は、演算増幅器３２１の非逆入力端子３
２２に与えられる基準電圧のレベルを制御する。したが
って、基準電圧がインバータ・リミッタ回路１００の出
力に応じて変化すると、負荷率変調器１２０の出力の負
荷率は、周波数変調器１１０によって設定される周波数
において作動する負荷率変調信号とともに変化する。 ［００２８］ 結果として負荷率変調器１２０の出力導線３２９におい
て得られる周波数変調と負荷率変調とによる組合せ信号
を、変調器出力段１３０に与える。変調器出力段１３０
にはハイ側駆動路３３１とロー側駆動路３３２との二つ
の並列信号処理路を含む。ハイ側及びロー側駆動信号と
称する二つの互いに位相の異なる駆動信号が、導線３４
１及び３４２にそれぞれ発生する。これら二つの駆動信
号は、第２図に示すような電力開閉器駆動回路に与えら
れる。この電力開閉器駆動回路は交互に開閉する電力開
閉デバイス２３１，２３２を駆動する。 以上の説明は、本発明の一実施例に関するもので、この
技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考
え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含
される。 特開平３−２９３９７４ （１Ｇ） ［００２９］
以上述べたごとく、本発明によれば、共振型電力変換装
置において、変換装置出力電圧の希望基準電圧値からの
偏差を検出して処理し、開閉周波数を所定範囲内に抑え
る開閉器制御回路を設けたので、従来の共振型電力変換
装置にみられるような、低い出力電圧に対して開閉周波
数が過大に上昇して変換装置回路内の損失が高まり、変
換装置の効率が著しく低下する事態が回避できる。した
がって、負荷の仕様に制約されることなく、希望する出
力負荷電圧を効率よく生成提供できる共振型電力変換装
置が得られる。
置において、変換装置出力電圧の希望基準電圧値からの
偏差を検出して処理し、開閉周波数を所定範囲内に抑え
る開閉器制御回路を設けたので、従来の共振型電力変換
装置にみられるような、低い出力電圧に対して開閉周波
数が過大に上昇して変換装置回路内の損失が高まり、変
換装置の効率が著しく低下する事態が回避できる。した
がって、負荷の仕様に制約されることなく、希望する出
力負荷電圧を効率よく生成提供できる共振型電力変換装
置が得られる。
【図１】
本発明の一実施例である共振型電力変換装置のブロック
図である。
図である。
【図２】
図１の共振型電力変換装置のパワートレインの回路略図
である。
である。
【図３】
図１の共振型電力変換装置の調整制御回路の回路略図で
ある。
ある。
【図４】
図３の調整制御回路の作動特性を表すグラフである。
【図５】
図３の制限回路の伝達特性を表すグラフである。
１０：全波整流器、
２０：フィルタ回路、
３０：電力開閉器換回路、
４０；直列同調回路、
５０：変圧器、
６０：整流器、
７０：エネルギー貯蔵蓄電器、
８０：フィルター回路、
４３６−
特開平３−２９３９７４ （１ｊ）
９０：誤差増幅器、
１００：インバータ・リミッタ回路、
１１０：周波数変調器、
１２０：負荷率変調器、
１３０：変調器出力段、
１４０：開閉器駆動回路、
２３１．２３２ ：ＭＯ３ＦＥＴ電力開閉デバイス、２
３５：節点、 ３０２．３０５，３１１，３１７，３２１，３２３゜９
１ ：演算増幅器。 ４３７−
３５：節点、 ３０２．３０５，３１１，３１７，３２１，３２３゜９
１ ：演算増幅器。 ４３７−
【図１】
図面
４３８−
特開平３−２９３９７４ （１２）
【図２】
−４３９−
特開平３−２９３９７４ （ｊ３）
−４４０−
特開平３−２９３９７４（１４）
【図４】
【図５】
４４１−
特開平３−２９３９７４ （ｉ５）
Claims (4)
- 【請求項１】エネルギー源からエネルギーを受け入れる
入力部及び負荷にこのエネルギーを供給する出力部と、
前記入力部から前記出力部へのエネルギー流動を可能と
する電力開閉器及びこの電力開閉器の開閉状態を制御す
る調整回路を有する前記出力部から前記負荷に供給され
るエネルギーを調整する電力処理回路とを備え、前記調
整回路が前記出力部におけるエネルギー値を監視する検
出回路と、前記出力部における前記エネルギー値の希望
値からの偏差に対応した誤差信号を発生する誤差検知回
路と、前記誤差信号に応じて開閉状態変更周波数及び開
閉器周期通電間隔を同時に決定する開閉器制御回路とを
有することを特徴とする共振型電力変換装置。 - 【請求項２】前記開閉状態変更周波数と前記開閉器周期
通電間隔との作動限界を設定する制限回路を更に含むこ
とを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項３】前記開閉器制御回路が、前記誤差信号に応
じて信号周波数を発生する周波数変調回路と、前記信号
周波数及び誤差信号に応じて前記信号周波数において前
記開閉器周期通電間隔を生成する負荷率変調器とを含む
ことを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項４】前記電力処理回路が、前記電力開閉器が、
互いに共通な節点を有する２個のＦＥＴ電力開閉装置か
らなるブリッジインバータを含み、この節点は、前記信
号周波数よりも僅かに低い周波数において共振するよう
に同調させた直結同調回路により前記出力部に連結され
ており、これにより僅かな誘導リアクタンスを生じるこ
とを特徴とする請求項３の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/459,038 US5051880A (en) | 1989-12-29 | 1989-12-29 | Mixed mode regulation controller for a resonant power converter |
| US459038 | 1989-12-29 |
Publications (1)
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|---|---|
| JPH03293974A true JPH03293974A (ja) | 1991-12-25 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (4)
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| EP (1) | EP0435459B1 (ja) |
| JP (1) | JPH03293974A (ja) |
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| EP0435459A3 (en) | 1991-08-14 |
| DE69020709T2 (de) | 1996-02-22 |
| EP0435459B1 (en) | 1995-07-05 |
| DE69020709D1 (de) | 1995-08-10 |
| US5051880A (en) | 1991-09-24 |
| EP0435459A2 (en) | 1991-07-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970506 |