JPH0330291A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ
装置に関するものであり、例えば高圧放電灯を始動点灯
させる用途に特に適するものである。

［従来の技術］ 第１４図は従来のインバータ装置の回路図である．以下
、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、ト
ランジスタＱ．，Ｑ２の直列回路が並列的に接続されて
いる。トランジスタＱ．，Ｑ２には、ダイオードＤ　＋
　，　Ｄ　２がそれぞれ逆並列接続されている．トラン
ジスタＱ１の両端には、結合用のコンデンサＣ２を介し
て、インダクタＬ，とコンデンサＣ１よりなるＬＣ直列
共振回路が接続されている．結合用のコンデンサＣ２の
容量値は、共振用のコンデンサＣ１に比べて十分に大き
な値に設定されており、定常時には直流電源Ｅの約半分
の電圧に充電され、共振には寄与しない。コンデンサＣ
Ｉの両端には放電灯Ｈが並列接続されている。

第１５図（ａ）は始動時における放電灯Ｈの両端電圧■
２の波形図である．図中、Ｔ１は第１の動作期間であり
、トランジスタＱ．．Ｑ２は交互にオン・オフ動作を行
う。トランジスタＱ，がオンでトランジスタＱ２がオフ
のときには、コンデンサＣ，の充電電圧を電源として、
コンデンサＣ２からトランジスタＱ１、コンデンサＣ，
、インダクタＬ１を介して電流が流れる．次に、トラン
ジスタＱＱ２が共にオフになると、インダクタし，のｒ
ｅｆｉｔエネルギーにより、コンデンサＣ２、直流電源
Ｅ、ダイオードＤ２、コンデンサＣＩを介して電流が流
れる．次に、トランジスタＱ．がオフでトランジスタＱ
２がオンのときには、直流電源ＥからコンデンサＣ２、
インダクタＬ１、コンデンサＣ＋，｝ランジスタＱ２を
介して電流が流れる。次に、トランジスタＱ，，Ｑ２が
共にオフになると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーに
より、コンデンサＣダイオードＤ１、コンデンサＣ２を
介して電流が流れる。放電灯Ｈは無負荷状態であるので
、電流はほとんど流れない９以下、同じ過程を繰り返し
、インダクタＬ．とコンデンサＣ，よりなるＬＣ直列共
振回路には高周波電流が流れる．この高周波電流の周波
数は、トランジスタＱ，，Ｑ２のスイッチング周波数で
決まり、通常は数十Ｋ｝｛ｚである。

第１５図（ａ）に示す第１の動作期間Ｔ１では、スイッ
チング周波数をＬＣ直列共振回路の共振周波数の近くに
設定しており、コンデンサＣ１の両端電圧は共振作用に
より増大するので、放電灯Ｈの両端電圧Ｖ２は徐々に増
大する。この電圧Ｖ２が所定値Ｖｐに達すると、第２の
動作期間Ｔ２に移行する。

第２の動作期間Ｔ２でも、トランジスタＱ，．Ｑ２は交
互にオン・オフされるが、スイッチング周波数はＬＣ直
列共振回路の共振周波数がら離れた周波数に設定される
．このため、共振作用は弱まり、コンデンサＣ，の両端
電圧は低下するので、放電灯Ｈの両端電圧ｖ２は低下す
る． 放電灯Ｈは第１の動作期間Ｔ．の高電圧Ｖｐにより始動
し、グロー放電状態に移行する．そして、第２の動作期
間Ｔ２で供給される高周波電力によりアーク放電状態に
移行する。しかしながら、この従来例にあっては、放電
灯Ｈが始動するまでの間、無負荷状態のままでトランジ
スタＱ．，Ｑ．がオン・オフ動作を継続し、ＬＣ直列共
振回路に無効電流を流し続けなければならない。この無
効電流は、無負荷状態でありながら大きな電流となるの
で、トランジスタＱ．，Ｑ２やダイオードＤ　＋　，　
Ｄ　２に過大なストレスを与えるという問題がある．特
に、共振作用により高電圧Ｖｐを発生させているときに
は、トランジスタＱ　１，　Ｑ　２により断続される電
流が大きいので、スイッチング損失が増大し、素子を加
熱する．このため、電流耐量の大きい素子が必要となり
、コスト上昇を招くと共に装置が大型化するという問題
があった． そこで、放電灯Ｈの始動時においては、第１の動作期間
Ｔ１でのみトランジスタＱ　．Ｑ　２をオン・オフさせ
、第２の動作期間Ｔ２ではトランジスタＱ，，Ｑ２を休
止させることが考えられる。この場合の動作波形を第１
５図（ｂ）に示す．この方法では、トランジスタＱ．，
Ｑ２は間欠的に動作するので、素子に加わるストレスは
低減される．しかしながら、この方法では、放電灯Ｈが
高電圧Ｖｐによりグロー放電状態となっても、その後、
アーク放電状態に移行させるエネルギーを供給すること
ができない．このため、グロー放電状態を検出する回路
を設けて、グロー放電の開始を検出すると、アーク放電
に移行させるための電力を連続的に供給する動作に切り
替える必要があり、制御回路の構成が複雑化するという
問題がある。

第１６図は従来の他のインバータ装置（特開昭６２−２
６７９１号公報参照）の回路図である。

このインバータ装置では、負芦に矩形波電カを供給でき
るので、高圧放電灯Ｈの点灯に適している．何故なら、
高圧放電灯Ｈは高周波電力で点灯させると、音響的共鳴
現象によるアークの不安定が生じるが、矩形波電力で点
灯させると、音響的共鳴現象を回避できるからである。

以下、上記インバータ装置の回路，構成について説明す
る。直流電源Ｅには、トランジスタＱ，，Ｑ２の直列回
路とトランジスタＱ．，Ｑ．の直列回路とが並列的に接
続されている。トランジスタＱ，〜Ｑ４には、ダイオー
ドＤ，〜Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されている。トラン
ジスタＱ，．Ｑ２の接続点と、トランジスタＱ．．Ｑ．
の接続点の間には、インダクタＬ，とパルストランスＰ
Ｔの２次巻線を介して高圧放電灯Ｈが接続されている。

パルストランスＰＴの２次巻線と高圧放電灯Ｈの直列回
路には、コンデンサＣ，が並列接続されると共に、イグ
ナイタＩＧが並列接続されている．トランジスタＱ，，
Ｑ，は数十ＫＨｚの高周波でスイッチングされ、トラン
ジスタＱ２，Ｑ４は数百ＫＨｚの低周波でスイッチング
される． 第ｌ７図は上記回路における高圧放電灯Ｈの始動時にお
ける両端電圧Ｖ２の波形を示している．この電圧■２が
正の動作期間Ｔａでは、トランジスタＱ，をオン、トラ
ンジスタＱ２．Ｑ３をオフさせたまま、トランジスタＱ
，を高周波でオン・オフさせる。また、上記電圧Ｖ２が
負の動作期間Ｔｂでは、トランジスタＱ２をオン、トラ
ンジスタＱ，．Ｑ．をオフさせたまま、トランジスタＱ
３を高周波でオン・オフさせる。各動作期間Ｔ　ａ　，
　Ｔ　ｂにおいて、イグナイタＩＱにより発生された高
電圧Ｖｐは、パルストランスＰＴとコンデンサＣＩを介
して高圧放電灯Ｈに印加される。これによって、高圧放
電灯Ｈはグロー放電状態となる．そして、高電圧Ｖｐに
続く直流電圧Ｖａのエネルギーによって、高圧放電灯Ｈ
はグロー放電状態からアーク放電状態に移行する． この従来例では、高圧放電灯Ｈを始動させるための高電
圧ＶｐをイグナイタＩＧとパルストランスＰＴにより発
生させている．しかしながら、イグナイタＩＧやパルス
トランスＰＴは始動後は不要な回路であり、このような
始動専用の回路部品を備えることにより、点灯装置の大
型化やコスト上昇を招くという問題があった． ［発明が解決しようとする課題］ 第１４図に示す従来例のように、イグナイタやパルスト
ランスのような始動専用の回路部品を備えないインバー
タ装置において、第１５図（ａ）に示すように、ＬＣ共
振作用を利用して始動用の高電圧の発生と始動後のエネ
ルギー供給を行うと、スイッチング素子のストレスが増
大するという問題があった。また、スイッチング素子の
ストレスを低減するために、第１５図（ｂ）に示すよう
に、始動用の高電圧の発生のみを間欠的に行うと、始動
後のエネルギーの供給ができないという問題があり、始
動を検知して素早く動作を切り替える必要があり、制御
回路の構成が複雑化するという問題があった。一方、第
１６図に示すように、イグナイタやパルストランスのよ
うな始動専用の回路部品を備えるインバータ装置では、
スイッチング素子のストレスの増大や制御回路の複雑化
という問題は生じないが、始動専用の回路部品が必要と
なるので、点灯装置の大型化やコスト上昇を招くという
問題があった． 本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、始動時に高電圧を必要とし、始
動後にエネルギー供給を必要とする高圧放電灯のような
負荷を駆動するのに適したインバータ装置を小型で安価
に実現することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図及び第２図に示すように、負荷（例えば放電灯Ｈ）に
コンデンサＣ１を並列接続しインダクタＬ１を直列接続
した負荷回路を備え、少なくとも第１及び第２のスイッ
チング素子（例えばトランジスタＱ，，Ｑ２）を直列的
に接続した回路を直流電源Ｅに並列的に接続し、前記ス
イッチング素子のスイッチング動作により負荷回路に電
力を供給するインバータ装置において、負荷回路の無負
荷時に、第１及び第２のスイッチング素子が交互にオン
・オフして負荷に高周波電力を供給する高周波動作期間
Ｔ，，Ｔ，と、第１又は第２のスイッチング素子の一方
がオン・オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期
間Ｔ２，Ｔ．とを、スイッチング素子のオン・オフ周期
よりも低周期で交番させる制御手段を備えることを特徴
とするものである。

［作用］ 本発明にあっては、負荷回路の無負荷時に、第１及び第
２のスイッチング素子が交互にオン・オフして負荷に高
周波電力を供給する高周波動作期間Ｔ．，Ｔ．と、第１
又は第２のスイッチング素子の一方がオン・オフして負
荷に直流電力を供給する直流動作期間Ｔ．，Ｔ．とを、
スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周期で交番
させるようにしたので、高周波動作期間Ｔ　＋　，　Ｔ
　ｓにおけるスイッチング周波数を負荷回路の共振周波
数の近傍に設定することにより、負荷に高電圧Ｖｐを印
加して負荷を始動させることができ、直流動作期間Ｔ．
，Ｔ．では、始動後の負荷にエネルギーを供給すること
ができる．高周波動作期間Ｔ　＋　，　Ｔ　ｓの高電圧
Ｖｐで負荷が始動しない場合には、負荷は無負荷状態（
高インピーダンス状態〉のままとなるので、負荷に並列
接続されたコンデンサＣ１が充電された後は、負荷回路
には電流が流れなくなる。

つまり、本発明にあっては、高周波動作期間Ｔ１，Ｔ，
の高電圧Ｖｐで負荷が始動しない場合には、それに続く
直流動作期間Ｔ２，Ｔ．は実質的にスイッチング素子の
休止期間となる。これにより、始動時にスイッチング素
子に流れる無効電流を低減することができ、スイッチン
グ損失を低減することができる。しかも、高周波動作期
間Ｔ．，Ｔ，の高電圧Ｖｐで負荷が始動した場合には、
それ続く直流動作期間Ｔ２，Ｔ．で負荷にエネルギーを
供給することができるので、従来例のようにスイッチン
グ動作を間欠動作から連続動作に切り替えるための特別
な検出手段や制御手段を設ける必要がなく、構成が簡単
となる。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構戒について説明する。直流電源Ｅには
、トランジスタＱ，．Ｑ２の直列回路とコンデンサＣ　
，，Ｃ　．の直列回路とが並列的に接続されている．各
トランジスタＱ　，．　Ｑ　ｔには、ダイオードＤ　＋
　，　Ｄ　２がそれぞれ逆並列接続されている．各コン
デンサＣ，，Ｃ．には、直流電源Ｅの約半分の電圧が充
電される．トランジスタＱＩ．Ｑ２の接続点と、コンデ
ンサＣ　ｓ　，　Ｃ　４の接続点の間には、インダクタ
Ｌ１を介して放電灯Ｈが接続されている。

放電灯Ｈには、コンデンサＣ，が並列接続されている。

各トランジスタＱ．，Ｑ２の制御電極には、それぞれ第
２図に示すような制御信号が供給されている。

第２図に示す動作期間Ｔ　＋　，　Ｔ　３では、トラン
ジスタＱ，，Ｑ．が交互にオン・オフ動作を行う。これ
により、放電灯Ｈには高周波電圧が印加される．次に、
動作期間Ｔ２では、トランジスタＱ２がオフのままトラ
ンジスタＱ１が高周波でオン・オフすることにより、放
電灯Ｈには正の直流電圧が印加される。また、動作期間
Ｔ４では、トランジスタＱ，がオフのままトランジスタ
Ｑ２が高周波でオン・オフすることにより、放電灯Ｈに
は負の直流電圧が印加される。したがって、放電灯Ｈの
両端電圧Ｖ２は第４図に示すようになる。

ここで、動作期間Ｔ．，Ｔ，における回路動作について
詳しく説明する。この期間においては、トランジスタＱ
．．Ｑ２が所定のデッドオフタイムを経て交互にオン・
オフされる。まず、トランジスタＱ，がオン、トランジ
スタＱ２がオフのときには、コンデンサＣ，Ｊからトラ
ンジスタＱ．、インダクタＬ，、コンデンサＣ１を介し
て電流が流れてコンデンサＣ，が放電されると共に、直
流電源ＥからトランジスタＱ１インダクタＬ１、コンデ
ンサＣコンデンサＣ，を介して電流が流れてコンデンサ
Ｃ，が充電される．放電灯Ｈは無負荷状態であるので、
ほとんど電流が流れない。その後、トランジスタＱ．，
Ｑ２が共にオフすると、インダクタＬの蓄積エネルギー
により、インダクタＬ．からコンデンサＣＩ、コンデン
サＣ４、ダイオードＤ２を介して電流が流れる。次に、
トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンのと
きには、コンデンサＣ，からコンデンサＣ，、インダク
タしトランジスタＱ２を介して電流が流れてコンデンサ
Ｃ，が放電されると共に、直流電源ＥがらコンデンサＣ
，、コンデンサＣ１、インダクタし，、トランジスタＱ
２を介して電流が流れてコンデンサＣ３が充電される。

その後、トランジスタＱ，．Ｑ２が共にオフすると、イ
ンダクタＬ１の蓄積エネルギーにより、インダクタし，
からダイオードＤコンデンサＣ，、コンデンサＣ，を介
して電流が流れる。以下、上記の過程を繰り返し、イン
ダクタＬ１とコンデンサＣ１の直列共振回路には、高周
波電流が流れる．この高周波電流の周波数は、トランジ
スタＱ，，Ｑ．のスイッチング周波数により決まる。し
たがって、スイッチング周波数を直列共振回路の共振周
波数に近い周波数（通常は共振周波数よりも少し高い周
波数）に設定すれば、コンデンサＣ１の両端には共振作
用により高周波の高電圧が発生し、放電灯Ｈに印加され
る。この高周波の高電圧の振幅は、インダクタＬ，とコ
ンデンサＣ１よりなる直列共振回路の共振周波数と、ト
ランジスタＱ　１，　Ｑ　２のスイッチング周波数との
関係により自由に設定することができるので、使用する
放電灯ト■に応じてインダクタＬ１やコンデンサＣ１の
回路定数、スイッチング周波数の設計値を変更すれば、
所望の始動性能を得ることが可能となる。

第６図は動作期間Ｔ，，Ｔ，ｌにおけるトランジスタＱ
，，Ｑ．のスイッチング周波数ｆと、そのスイッチング
周波数により得られる高電圧Ｖｐとの関係を示すグラフ
である。図中、『。は無負荷時の負荷回路の共振周波数
、つまりインダクタし，とコンデンサＣ１よりなる直列
共振回路の共振周波数である．動作期間Ｔ　＋　，　Ｔ
　ｚにおけるトランジスタＱＱ２のスイッチング周波数
ｒは、第６図の斜線部で示すように、共振周波数ｆ０よ
りも少し高い周波数ｆａ〜ｒｂの範囲に設定するもので
ある．この周波数範囲では、共振周波数１０に近いので
、高電圧Ｖｐの振幅を大きくすることができ、しがも遅
相電流が流れるので、回路動作が安定する。

第７図は動作期間Ｔ１において、スイッチング周波数ｆ
をｒｂからｆａに減少させた場合の電圧Ｖ２の波形を示
している．この場合、共振作用は徐々に強くなるので、
放電灯Ｈに印加される電圧Ｖ２は徐々に増大する。なお
、スイッチング周波数ｆを変化させない場合においても
、共振作用は徐々に強くなるので、第７図に示すような
動作波形が得られる。

第８図（ａ）は動作期間Ｔ，，Ｔ，において、スイッチ
ング周波数ｒをｆａ〜ｒｂの範囲で変化させた場合の電
圧Ｖ２の波形を示しており、第８図（ｂ）は動作期間Ｔ
．，Ｔ．において、スイッチング周波数ｆをｆａから『
ｂに増加させた場合の電圧ｖ２の波形を示している。こ
のように、動作期間Ｔ．，Ｔ３においてスイッチング周
波数『を変化させることにより、ピークの高電ＦＥ−Ｖ
ｐを与えるタイミングを変えることができる。第７図で
は動作期間Ｔ．の最後に、第８図（ａ）では動作期間Ｔ
．，Ｔ，の中間で、第８図（ｂ）では動作期間Ｔ．，Ｔ
，の最初に、それぞれピークの高電圧Ｖｐを与えている
．これらの動作波形のうち、いずれを選択するかは放電
灯Ｈの始動特性や回路構成等に応じて決定すれば良い．
次に、動作期間Ｔ２において、正の直流電圧が発生する
ときの回路動作について説明する。この期間においては
、トランジスタＱ２がオフのままで、トランジスタＱ，
のみが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジ
スタＱ１がオンのときには、コンデンサＣ，からトラン
ジスタＱ１、インダクタＬ１コンデンサＣ，を介して電
流が流れてコンデンサＣ，が放電されると共に、直流電
源ＥからトランジスタＱ１、インダクタしＩ、コンデン
サＣ．コンデンサＣ，を介して電流が流れてコンデンサ
Ｃ４が充電される．放電灯Ｈは無負荷状態であるので、
ほとんど電流が流れない。次に、トランジスタＱ，がオ
フすると、インダクタＬ，の蓄積エネルギーにより、イ
ンダクタＬ１がらコンデンサＣＩ、コンデンサＣ，、ダ
イオードＤ２を介して電流が流れる。以下、上記の過程
を繰り返し、インダクタＬ１とコンデンサＣ，を平滑要
素とし、ダイオードＤ２を帰還電流路とするチョッパー
回路が楕戒され、コンデンサＣ１には直流電圧が充電さ
れる． 次に、動作期間Ｔ，において、負の直流電圧が発生する
ときの回路動作について説明する。この期間においては
、トランジスタＱ，がオフのままで、トランジスタＱ２
のみが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジ
スタＱ２がオンのときには、コンデンサＣ４からコンデ
ンサＣ１インダクタＬ１、トランジスタＱ２を介して電
流が流れてコンデンサＣ，が放電されると共に、直流電
源ＥからコンデンサＣ３、コンデンサＣＩ、インダクタ
Ｌ１、トランジスタＱ２を介して電流が流れてコンデン
サＣ，が充電される．次に、トランジスタＱ２がオフす
ると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーにより、インダ
クタＬ．からダイオードＤ．コンデンサＣ，、コンデン
サＣＩを介して電流が流れる。以下、上記の過程を繰り
返し、インダクタＬとコンデンサＣ１を平滑要素とし、
ダイオードＤを帰還電流路とするチョッパー回路が構戒
され、コンデンサＣ１には動作期間Ｔ２とは逆極性の直
流電圧が充電される． なお、動作期間Ｔ２，Ｔ，において、放電灯Ｈが無負荷
状態の場合には、最初の数サイクルでコンデンサＣ１の
充電が完了し、その後は電流が流れなくなる．このため
、動作期間Ｔ．，Ｔ．の高電圧Ｖｐで放電灯Ｈが始動し
なかった場合には、それに続く動作期間Ｔ２，Ｔ．は実
質的に休止期間となる．また、動作期間Ｔ，，Ｔ，の高
電圧Ｖｐで放電灯Ｈが始動した場合には、それに続く動
作期間Ｔ２Ｔ４は放電灯Ｈをグロー放電状態からアーク
放電状態に移行させるエネルギー供給のための期間とな
る．放電灯Ｈが高圧放電灯である場合には、始動後は動
作期間Ｔ　２　，　Ｔ　４を周期的に繰り返して矩形波
点灯させることが好ましい。また、放電灯Ｈが蛍光灯で
ある場合には、始動後は動作期間ＴＴ，を継続して、高
周波点灯させても良い。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例は、第１図の実施例において、コンデンサＣ．
，Ｃ．に代えて、トランジスタＱ．．Ｑ．を接続したも
のである．各トランジスタＱ．，Ｑ．には、ダイオード
Ｄ．，Ｄ．が逆並列接続されている。本実施例において
、トランジスタＱ．．Ｑ２に供給される制御信号は、第
２図に示す制御信号と同じである．また、トランジスタ
Ｑ，に供給される制御信号はトランジスタＱ２に供給さ
れる制御信号と同じであり、トランジスタＱ４に供給さ
れる制御信号はトランジスタＱ，に供給される制御信号
と同じである。

まず、動作期間Ｔ　＋　，　Ｔ　ｓでは、トランジスタ
Ｑ．Ｑ４がオンでトランジスタＱ２，Ｑ，がオフである
第１の状態と、トランジスタＱ，〜Ｑ，が全てオフであ
る第２の状態と、トランジスタＱ，，Ｑ．がオフでトラ
ンジスタＱ２．Ｑ．がオンである第３の状態と、トラン
ジスタＱ１〜Ｑ，が全てオフである第４の状態とが同順
に繰り返すことにより、放電灯Ｈには高周波電圧が印加
される．次に、動作期間Ｔ．では、トランジスタＱ２．
Ｑ，がオフのままでトランジスタＱ，．Ｑ．が高周波で
オン・オフして、放電灯Ｈには直流電圧が申加される．
また、動作期間Ｔ４では、トランジスタＱ，．Ｑ．がオ
フのままでトランジスタＱ２．Ｑ，が高周波でオン・オ
フして、放電灯Ｈには動作期間Ｔ２とは逆極性の直流電
圧が印加される． したがって、本実施例において放電灯Ｈに印加される電
圧Ｖ２は、実施例１と同様に第４図に示す波形となる。

ただし、実施例１ではハーフブリッジ構成であるので、
直流電圧Ｖａの大きさは直流電源Ｅの電圧Ｖ１の約半分
となるが、本実施例ではフルブリッジ構成であるので、
直流電圧Ｖａの大きさは直流電源Ｅの電圧Ｖ，とほぼ同
じとなる。

故に、本実施例は放電灯Ｈの点灯時の管電圧が高い場合
に特に適している． 第５図は実施例１，２の作用説明図である。同図（ａ）
は実施例１．２における負荷回路の構成を示している。

実施例１．２において、負荷回路の入力電圧ＶＡＢは同
図（ｂ）に示すように変化し、動作波形は全く同じであ
るが、入力電圧ＶＡＢの振幅は異なり、実施例１では直
流電源Ｅの電圧■，の約半分に略等しく、実施例２では
直流電源Ｅの電圧Ｖ，に略等しくなる． ところで、上記各実施例において、放電灯Ｈは動作期間
Ｔ．，Ｔ，で印加される高電圧Ｖｐにより始動ずるもの
であるが、本発明者らは各種の条件で始動試験を試みた
結果、動作期間Ｔ２，Ｔ．で印加される直流電圧Ｖａの
大きさも始動性能に深く関係していることを発見した．
第９図は動作期間Ｔ２，Ｔ，で放電灯Ｈに印加される直
流電圧Ｖａの大きさと放電灯Ｈの始動確率との関係を調
べた結果を示している．始動試験に用いた放電灯Ｈは、
メタルハライドランプ７０Ｗ（オスラム製｝ＩＱＩ−Ｉ
Ｓ７０Ｗ／ＷＤＬ）のランダム品である．この放電灯Ｈ
の定格値は、管電圧＝９５Ｖ（＋１０Ｖ〜一１５Ｖ）、
管電流＝０．９２Ａ、管電力＝７５Ｗである．第９図か
ら明らかなように、動作期間Ｔ２，Ｔ４で放電灯Ｈに印
加される直流電圧Ｖａが管電圧の１．５倍未満になると
、始動確率が大幅に低下し、直流電圧Ｖａが管電圧の２
〜３倍ぐらいに上昇すると、良好な始動性能が得られる
ことが分かった．また、直流電圧Ｖａを高くし過ぎると
、スイッチング素子等の電圧耐量を上げる必要があり、
コストの上昇や装置の大型化を招くことになるので、直
流電圧Ｖａは管電圧の３倍以下が限度である．したがっ
て、動作期間Ｔ２，Ｔ．で放電灯Ｈに印加される直流電
圧Ｖａは点灯時の管電圧の１．５倍乃至３倍の範囲に設
定することが好ましい。

第１０図は上記始動試験時における放電灯Ｈの両端電圧
ｖ２を示す波形図である。図中、動作期間Ｔ　＋　．　
Ｔ　：ｌにおけるスイッチング周波数は約８０ＫＨｚで
あり、同期間において発生する高電圧Ｖｐは約４４００
Ｖである．また、３６００Ｖでのパルス幅（電圧値が３
６００Ｖを越えている時間）は約２μｓｅｃである．動
作期間Ｔ　＋　，　Ｔ　３の長さは約１００Ｊｊｓｅｃ
であるが、数十μｓｅｃ〜数１１８ｅｅの範囲で良好な
始動性能が得られた。動作期間Ｔ２，Ｔ．の長さは約１
０ＩＩｓｅｃであるが、数ｍｓｅｃ〜数＋ｍｓｅｃの範
囲で良好な始動性能が得られた． 動作期間Ｔ．，Ｔ．における高電圧Ｖｐは放電灯Ｈを無
負荷状態からグロー放電状態に移行させるために必要で
あり、動作期間Ｔ　２　，　Ｔ　４における直流電圧Ｖ
ａは放電灯Ｈをグロー放電状態からアーク放電状態に移
行させるために必要である。この直流電圧Ｖａが低過ぎ
ると、放電灯Ｈはグロー放電状態とはなるものの、放電
灯Ｈに十分な電流が流れず、アーク放電状態に移行でき
ない．したがって、放電灯Ｈの始動には、動作期間Ｔ，
，Ｔ．の高電圧Ｖｐのみならず、動作期間Ｔ　２　，　
Ｔ　４の直流電圧Ｖａも必要である． ［実施例３］ 第１１図は本発明の第３実施例の回路図である．本実施
例は、第１図の実施例において、直流電源Ｅの出力側に
昇圧チョッパー回路Ｘを接続したものである．以下、こ
の昇圧チョッパー回路Ｘの構成について説明する．直流
電源Ｅの正極にはインダクタＬ，の一端が接続されてい
る．インダクタＬ，の他端は、トランジスタＱ，を介し
て直流電源Ｅの負極に接続されている．インダクタＬコ
とトランジスタＱ，の接続点はダイオードＤ，を介して
コンデンサＣ　３　，　Ｃ　４の直列回路の一端に接続
されている．コンデンサＣ　ｓ　，　Ｃ　４の直列回路
の他端は、直流電源Ｅの負極に接続されている． 以下、この昇圧チョッパー回路Ｘの動作について説明す
る．トランジスタＱ，がオン状態のとき、直流電源Ｅか
らの直流電流はトランジスタＱ５を介してインダクタＬ
，に流れ、インダクタＬ，に工゜ネルギーが蓄えられる
．次に、トランジスタＱ５がオフ状態になると、インダ
クタＬ，はその両端に電圧を発生し、直流電源Ｅの電圧
Ｖ，にインダクタＬ３の両端電圧を加えた電圧が、ダイ
オードＤ，を介してコンデンサＣ　．，Ｃ　４の直列回
路に印加される．以下、同様にして、トランジスタＱ，
をスイッチングすることにより、直流電源Ｅの電圧ｖ１
よりも高い電圧をコンデンサＣ　，，Ｃ　．の直列回路
に得ることができる．また、トランジスタＱ，のオン・
デューティ（スイッチング周期に占めるオン時間の割合
）を変えることにより、コンデンサＣ　３，　Ｃ　４の
直列回路に得られる電圧を自由に設定することができる
． 既に述べたように、動作期間Ｔ２，Ｔ．で放電灯Ｈに印
加される直流電圧Ｖａは、コンデンサＣｓ，Ｃ，の充電
電圧で決まる．したがって、始動時において、放電灯Ｈ
の点灯時の管電圧の１．５倍〜３倍程度の直流電圧Ｖａ
が得られるように、昇圧チョッパー回路Ｘにおけるトラ
ンジスタＱｓのオン・デューティを制御すれば、良好な
始動性能を得ることができる．一方、放電灯Ｈの始動後
は、直流電圧Ｖａは管電圧の１．５倍〜３倍程度とする
必要はなく、負荷の条件に適した電圧に設定すれば良い
。そこで、昇圧チョッパー回路Ｘにおけるトランジスタ
Ｑ，のオン・デューティを放電灯Ｈの始動前後で切り替
えることが好ましい．なお、直流電源Ｅの出力側に接続
するチョッパー回路は昇圧タイブに限定されるものでは
なく、降圧タイプであっても良い．ただし、交流電源を
整流平滑して得られる電圧は、始動に必要な直流電圧Ｖ
ａよりも低いことが一般的であるので、本実施例のよう
に昇圧チョッパー回路Ｘを用いることが好ましい． ［実施例４］ 第１２図は本発明の第４実施例の回路図である．本実施
例は、第１４図に示す従来例と実質的に同じ楕戒の直列
共振型のインバータ装置において、トランジスタＱ，．
Ｑ２に第２図に示すような制御信号を与えて、放電灯Ｈ
の両端に第４図に示すような電圧■２が得られるように
したものである。

なお、第１４図に示す従来例では、負荷回路が結合用の
コンデンサＣ２を介して高電位側のトランジスタＱ１に
並列接続されており、本実施例では、低電位測のトラン
ジスタＱ２に並列接続されているが、実質的な相違では
ない．結合用のコンデンサＣ２として、数十μＦ〜数百
μＦ程度の静電容量値のものを使用すれば、定常状態に
おいては、直流電源Ｅの電圧Ｖ１の約半分の電圧がコン
デンサＣ，に充電される。したがって、本実施例におい
て、動作期間Ｔ　２　．　Ｔ　４で放電灯Ｈに印加され
る直流電圧Ｖａの大きさは、直流電源Ｅの電圧Ｖ１の約
半分となる． ［実施例５］ 第１３図は本発明の第５実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１図の実施例において、負荷回
路における放電灯Ｈと直列にパルストランスＰＴの２次
巻線を接続している．また、負荷回路と並列に始動電圧
発生用の共振回路を接続している． 以下、この始動電圧発生用の共振回路の構戒について説
明する。トランジスタＱ．，Ｑ．の接続点には、コンデ
ンサＣ２の一端が接続され、コンデンサＣ　３　，　Ｃ
　４の接続点には、コンデンサＣ０の一端が接続され、
コンデンサＣ２の他端とコンデンサＣｏの他端の間には
、インダクタＬ２が接続されている。コンデンサＣ０の
両端には、パルストランスＰＴの１次巻線が接続されて
いる．コンデンサＣ０とインダクタＬ２は直列共振回路
を楕戒しており、その共振作用によりコンデンサＣ０の
両端に発生する電圧がパルストランスＰＴとコンデンサ
ＣＩを介して放電灯Ｈに印加される．本実施例では、始
動用の高電圧をパルストランスＰＴで昇圧して放電灯Ｈ
に印加しているので、動作期間ＴＴ，においてスイッチ
ング素子に流れる電流が少なくて済む。

本実施例において、トランジスタＱ，．Ｑ．に与える制
御信号は第２図に示す制御信号と同じである．動作期間
Ｔ　＋　，　Ｔ　ｓにおけるスイッチング周波数は、イ
ンダクタＬ２とコンデンサｃｏの直列共振回路の共振周
波数よりも少し高く設定すれば良い．また、インダクタ
ＬｌやコンデンサＣ，は定常点灯時の動作を基準に設計
すれば良い．インダクタしは動作期間Ｔ　，　，Ｔ　，
における高周波をブロックするように設計し、結合用の
コンデンサＣ２は動作期間Ｔ，，Ｔ．における直流をブ
ロックするように設計すれば良い． なお、上記各実施例では、動作期間Ｔ．，Ｔ．における
直流電圧の極性を反転させているが、動作期間Ｔ　ｔ　
，　Ｔ　４における直流電圧の極性は同じでも良い．こ
の場合、放電灯Ｈの両端電圧■２の波形図は、第４図の
破線で示すようになる。

［発明の効果］ 本発明にあっては、負荷にコンデンサを並列接続しイン
ダクタを直列接続した負荷回路を備え、この負荷回路の
無負荷時に、第１及び第２のスイッチング素子が交互に
オン・オフして負荷に高周波電力を供給する高周波動作
期間と、第１又は第２のスイッチング素子の一方がオン
・オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期間とを
、スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周期で交
番させるようにしたので、高周波動作期間に負荷が始動
しない場合には、それに続く直流動作期間は負荷と並列
接続されたコンデンサの充電完了後に実質的に休止期間
となるから、始動時にスイッチング素子に流れる無効電
流を低減することができ、スイッチング損失を低減する
ことができるという効果がある．しかも、高周波動作期
間に負荷が始動した場合には、それ続く直流動作期間で
負荷にエネルギーを供給することができるので、従来例
のようにスイッチング動作を間欠動作から連続動作に切
り替えるための特別な検出手段や制御手段を設ける必要
がなく、楕戒が簡単となるという効果がある． なお、始動用の高電圧は負荷回路のインダクタとコンデ
ンサにより発生させるように構或すれば、始動専用の回
路部品が不要となり、コストの低減と装置の小型軽量化
が可能になるという効果がある． また、負荷が放電灯である場合には、直流動作期間にお
ける直流電圧を放電灯の点灯時の管電圧の１．５倍乃至
３倍の範囲に設定すれば、良好な始動性能が得られると
いう効果がある，

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作波形図、第５図（ａ），（ｂ）はそれ
ぞれ本発明の作用説明のための回路図及び波形図、第６
図乃至第８図は本発明における高周波動作期間の動作説
明図、第９図及び第１０図は本発明における直流動作期
間の動作説明図、第１１図は本発明の第３実施例の回路
図、第１２図は本発明の第４実施例の回路図、第１３図
は本発明の第５実施例の回路図、第１４図は従来例の回
路図、第１５図は同上の動作波形図、第１６図は他の従
来例の回路図、第１７図は同上の動作波形図である． Ｅは直流電源、Ｑ，，Ｑ２はトランジスタ、Ｃ１はコン
デンサ、Ｌ１はインダクタ、Ｈは放電灯、ＴＴ３は高周
波動作期間、Ｔ２，Ｔ．は直流動作期間である． 第１図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）負荷にコンデンサを並列接続しインダクタを直列
   接続した負荷回路を備え、少なくとも第１及び第２のス
   イッチング素子を直列的に接続した回路を直流電源に並
   列的に接続し、前記スイッチング素子のスイッチング動
   作により負荷回路に電力を供給するインバータ装置にお
   いて、負荷回路の無負荷時に、第１及び第２のスイッチ
   ング素子が交互にオン・オフして負荷に高周波電力を供
   給する高周波動作期間と、第１又は第２のスイッチング
   素子の一方がオン・オフして負荷に直流電力を供給する
   直流動作期間とを、スイッチング素子のオン・オフ周期
   よりも低周期で交番させる制御手段を備えることを特徴
   とするインバータ装置。
2. （２）高周波動作期間における第１及び第２のスイッチ
   ング素子のスイッチング周波数を負荷回路の無負荷時の
   共振周波数の近傍に設定したことを特徴とする請求項１
   記載のインバータ装置。
3. （３）負荷は放電灯であり、直流動作期間において負荷
   に印加される直流電圧を放電灯の点灯時の管電圧の１．
   ５倍乃至３倍の範囲に設定したことを特徴とする請求項
   １記載のインバータ装置。