JPH0330292A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、半導体スイッチング素子を用いたインバータ
装置に関するものであり、例えば高圧放電灯を始動点灯
させる用途に特に適するものである． ［従来の技術］ 第７図は従来のインバータ装置（特開昭６２−２６７９
１号公報参照）の回路図である．以下、その回路楕戒に
ついて説明する．直流電源Ｅには、トランジスタＱ，，
Ｑ．の直列回路とトランジスタＱ，．Ｑ．の直列回路と
が並列的に接続されている。

トランジスタＱ，−４４には、ダイオードＤ，〜Ｄ，が
それぞれ逆並列接続されているＪトランジスタＱ，．Ｑ
．の接続点と、トランジスタＱ．，Ｑ４の接続点の間に
は、インダクタし，とパルストランスＰＴの２次巻線を
介して高圧放電灯Ｈが接続されている．パルストランス
ＰＴの２次巻線と高圧放電灯Ｈの直列回路には、コンデ
ンサＣ，が並列接続されると共に、イグナイタＩＧが並
列接続されている．各トランジスタＱ，〜Ｑ４の制御電
極には、駆動回路Ｋ１〜Ｋ，を介して制御回路Ｓがらの
制御信号が供給されている．上記回路では、トランジス
タＱ　．Ｑ　３は高周波的にスイッチングされ、トラン
ジスタＱ２．Ｑ４は低周波的にスイッチングされる． 第８図は上記回路における高圧放電灯Ｈの始動時におけ
る両端電圧ｖ２の波形を示している．電圧■２が正の動
作期間Ｔａでは、トランジスタＱ４をオン、トランジス
タＱ２．Ｑ，をオフさせたまま、トランジスタＱ，を高
周波でオン・オフさせる．また、電圧■２が負の動作期
間Ｔｂでは、トランジスタＱ２をオン、トランジスタＱ
，，Ｑ．をオフさせたまま、トランジスタＱ３を高周波
でオン・オフさせる．各動作期間Ｔ　ａ　，　Ｔ　ｂに
おいて、イグナイタＩＱにより発生された高圧パルス電
圧Ｖｏｐは、パルストランスＰＴを介して高圧放電灯Ｈ
に印加される．これによって、高圧放電灯Ｈはグロー放
電状態となる．そして、高圧パルス電圧Ｖｏｐに続く直
流電圧ＶＯＣのエネルギーによって、高圧放電灯Ｈはグ
ロー放電状態からアーク放電状態に移行する．このアー
ク放電状態への移行を行うためには、直流電圧ＶＯＣは
点灯時の管電圧Ｖ１ａの２〜３倍程度は必要である． ［発明が解決しようとする課題］ 上記回路はフルブリッジ構或であるので、高圧放電灯Ｈ
に印加される直流電圧ＶＤＣは直流電源Ｅの電圧Ｖ１に
ほぼ等しい。このため、高圧放電灯Ｈの点灯時の管電圧
Ｖ１ａが高い場合には、直流電源Ｅの電圧ｖｌを高くし
なければならない。直流電源Ｅは商用交流電源を整流平
滑して得られるので、通常は約１４０Ｖであり、倍電圧
整流した場合でも約２８０ｖである．したがって、より
高い電圧が必要な場合には、昇圧チョッパー回路等を用
いて直流電源Ｅの電圧■１を昇圧する必要があり、電源
回路が大型化するという問題がある。また、直流電源Ｅ
の電圧Ｖ，を高くすると、定常点灯時におけるインダク
タし，の電圧分担が大きくなり、損失が増大して効率が
低下すると共に、インダクタＬ．が大型化するという問
題がある．本発明はこのような点に鑑みてなされたもの
であり、その目的とするところは、高圧放電灯のような
始動時に高電圧を必要とする負荷を駆動するのに適した
小型で効率の高いインバータ装置を提供することにある
． ［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図及び第２図に示すように、直流電源Ｅと、負荷（高圧
放電灯Ｈ）にコンデンサＣＩを並列接続しインダクタＬ
１を直列接続した負荷回路と、直流電源Ｅをスイッチン
グして負荷回路に電力を供給するスイッチング素子（ト
ランジスタＱ，，Ｑ２）とを備えるインバータ装置にお
いて、高圧パルス電圧Ｖｏｐと、この高圧パルス電圧Ｖ
ｏｐよりも振幅が小さい高周波電圧ｖＨＦと、この高周
波電圧ＶＨＦよりも振幅が小さい直流電圧ＶＯＣとを負
荷回路の無負荷時に周期的に発生させる制御回路Ｓを備
え、少なくとも高周波電圧ＶＨＦと直流電圧ＶＤＣは前
記直流電源Ｅと負荷回路とスイッチング素子により発生
され、高周波電圧ＶＨＦは少なくとも高圧パルス電圧Ｖ
ｏｐの印加後に発生されることを特徴とするものである
． なお、高周波電圧ＶＨＦは少なくとも高圧パルス電圧Ｖ
ｏｐの印加後に発生すれば良く、高圧パルス電圧Ｖｏｐ
の印加前にも高周波電圧ＶＨＦが発生しても構わない． ［作用］ 本発明にあっては、このように、高圧パルス電圧Ｖｏｐ
の印加後に、高圧パルス電圧Ｖｏｐよりも振幅が小さく
、直流電圧ＶＯＣよりも振幅が大きい高周波電圧ＶＨＦ
を印加するようにしたから、直流電圧ＶＯＣの振幅が小
さくても、高圧パルス電圧Ｖｏｐによりグロー放電状態
となった高圧放電灯Ｈを高周波電圧ＶＨＦのエネルギー
によりアーク放電状態に移行させることができ、直流電
圧ＶＤＣが低くても始動性能を高くすることができる．
また、直流電圧ＶＤＣを低くできるので、定常時におけ
るインダクタＬ＋の電圧分担を小さくでき、損失の低減
とインダクタＬ，の小型化を実現できる．［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する．直流電源Ｅには
、トランジスタＱ，．Ｑ２の直列回路とコンデンサＣ　
．，Ｃ　．の直列回路とが並列的に接続されている。各
トランジスタＱ．．Ｑ２には、ダイオードＤ，，Ｄ２が
それぞれ逆並列接続されている．各コンデンサＣ　，，
Ｃ　．には、直流電源Ｅの約半分の電圧が充電される．
トランジスタＱ，，Ｑ２の接続点と、コンデンサＣ　ｙ
　，　Ｃ　４の接続点の間には、インダクタＬ１とパル
ストランスＰＴの２次巻線を介して高圧放電灯Ｈが接続
されている．パルストランスＰＴの２次巻線と高圧放電
灯Ｈの直列回路には、コンデンサＣＩが並列接続される
と共に、イグナイタＩＧが並列接続されている．各トラ
ンジスタＱＩ，Ｑ２の制御電極には、駆動回路Ｋ，，Ｋ
．を介して制御回路Ｓからの制御信号が供給されている
． 第２図は上記回路における高圧放電灯Ｈの始動時におけ
る電圧波形を示している．動作期間Ｔ．ａ，Ｔ　＋　ｂ
では、イグナイタＩＧにより高圧パルス電圧Ｖｏｐが発
生され、高圧放電灯Ｈに印加される．これにより、高圧
放電灯Ｈはグロー放電状態となる．次に、動作期間Ｔｚ
ａ，Ｔｚｂでは、トランジスタＱ　Ｉ，Ｑ２が交互にオ
ン・オフ動作を行うことにより、高周波電圧ＶＨＦが発
生され、高圧放電灯Ｈに印加される。この高周波電圧Ｖ
ＨＦの振幅は、高圧パルス電圧Ｖｏｐの振幅よりは小さ
いが、その後に続く直流電圧ＶＯＣの振幅よりは大きい
．この高周波電圧ＶＨＦのエネルギーにより、高圧放電
灯Ｈはグロー放電状態からアーク放電状態に移行する。

次に、動作期間７３ａでは、トランジスタＱ２がオフの
ままトランジスタＱ，が高周波でオン・オフすることに
より、正極性の直流電圧ＶＤＣが発生され、高圧放電灯
Ｈに印加される．また、動作期間Ｔ．ｂでは、トランジ
スタＱ１がオフのままトランジスター（ｈが高周波でオ
ン・オフすることにより、負極性の直流電圧が発生され
、高圧放電灯Ｈに印加される． ここで、動作期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂにおいて、高周波電圧
ＶＨＦが発生するときの回路動作について詳しく説明す
る．この期間においては、トランジスタＱ，．Ｑ２が所
定のデッドオフタイムを経て交互にオン・オフされる．
まず、トランジスタＱ，がオン、トランジスタＱ２がオ
フのときには、コンデンサＣ，からトランジスタＱ，、
インダクタＬ，、コンデンサＣ，を介して電流が流れて
コンデンサＣ，が放電されると共に、直流電源Ｅからト
ランジスタＱ１、インダクタＬ，、コンデンサＣＩ，コ
ンデンサＣ４を介して電流が流れてコンデンサＣ，が充
電される。高圧放電灯Ｈは無負荷状態であるので、ほと
んど電流が流れない．その後、トランジスタＱ．．Ｑ２
が共にオフすると、インダクタし，の蓄積エネルギーに
より、イン，ダクタし，からコンデンサＣ．コンデンサ
Ｃ４、ダイオードＤ２を介して電流が流れる．次に、ト
ランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンのとき
には、コンデンサＣ４からコンデンサＣＩ，インダクタ
ＬトランジスタＱ２を介して電流が流れてコンデンサＣ
，が放電されると共に、直流電源ＥからコンデンサＣ，
、コンデンサＣＩ．インダクタＬ，、トランジスタＱ２
を介して電流が流れてコンデンサＣ，が充電される．そ
の後、トランジスタＱ，．Ｑ，が共にオフすると、イン
ダクタＬ１の蓄積エネルギーにより、インダクタし，か
らダイオードＤ１、コンデンサＣコ、コンデンサＣ１を
介して電流が流れる．以下、上記の過程を繰り返し、イ
ンダクタＬ．とコンデンサＣ，の直列共振回路には、高
周波電流が流れる．この高周波電流の周波数は、トラン
ジスタＱ，，Ｑ．のスイッチング周波数により決まる．
したがって、制御回路Ｓによりスイッチング周波数を直
列共振回路の共振周波数に近い周波数（通常は共振周波
数よりも少し高い周波数）に設定すれば、コンデンサＣ
１の両端には共振作用により高周波の高電圧が発生し、
高圧放電灯Ｈに印加される。この高周波電圧ＶＨＦの振
幅は、インダクタＬ．とコンデンサＣ１よりなる直列共
振回路の共振周波数と、トランジスタＱ，．Ｑ２のスイ
ッチング周波数との関係により自由に設定することがで
きるので、使用する高圧放電灯Ｈに応じてインダクタＬ
，やコンデンサＣ１の回路定数、スイッチング周波数の
設計値を変更すれば、所望の始動性能を得ることが可能
となる。

次に、動作期間Ｔ３ａにおいて、正極性の直流電圧ＶＯ
Ｃが発生するときの回路動作について説明する．この期
間においては、トランジスタＱ２がオフのままで、トラ
ンジスタＱ１のみが高周波でオン・オフ動作を行う．ま
ず、トランジスタＱ１がオンのときには、コンデンサＣ
，からトランジスタＱ，、インダクタＬ．コンデンサＣ
１を介して電流が流れてコンデンサＣ，が放電されると
共に、直流電源ＥからトランジスタＱ１、インダクタＬ
コンデンサＣ，、コンデンサＣ４を介して電流が流れて
コンデンサＣ，が充電される。高圧放電灯Ｈは無負荷状
態であるので、ほとんど電流が流れない．次に、トラン
ジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ，の蓄積エネル
ギーにより、インダクタＬ．からコンデンサＣ１、コン
デンサＣ，、ダイオードＤ２を介して電流が流れる．以
下、上記の過程を繰り返し、インダクタＬ，をエネルギ
ー蓄積要素とし、コンデンサＣ１を平滑要素とし、ダイ
オードＤ２を帰還電流路とするチョッパー回路が構或さ
れ、コンデンサＣ１には直流電圧が充電される． 次に、動作期間Ｔ，ｂにおいて、負極性の直流電圧ＶＯ
Ｃが発生するときの回路動作について説明する．この期
間においては、トランジスタＱ１がオフのままで、トラ
ンジスタＱ２のみが高周波でオン・オフ動作を行う．ま
ず、トランジスタＱ２がオンのときには、コンデンサＣ
，からコンデンサＣ１、インダクタＬ．、トランジスタ
Ｑ２を介して電流が流れてコンデンサＣ４が放電される
と共に、直流電源ＥからコンデンサＣ，、コンデンサＣ
インダクタＬ，、トランジスタＱ２を介して電流が流れ
てコンデンサＣ３が充電される．次に、トランジスタＱ
２がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによ
り、インダクタＬ１からダイオードＤ＋、コンデンサＣ
，、コンデンサＣ１を介して電流が流れる．以下、上記
の過程を繰り返し、インダクタＬＩをエネルギー蓄積要
素とし、コンデンサＣ１を平滑要素とし、ダイオードＤ
，を帰還電流路とするチョッパー回路がＩＩＩ戒され、
コンデンサＣＩには動作期間Ｔ＝ａとは逆極性の直流電
圧が充電される． このように、制御回路ＳによりトランジスタＱＱ２に供
給する制御信号を変化させることにより、動作期間Ｔ．
ａ，Ｔａｂでは高圧放電灯Ｈに高周波電圧ＶＨＦを印加
し、動作期間Ｔ３ａ，Ｔ３ｂでは高圧放電灯Ｈに交互に
極性が反転する直流電圧ＶＯＣを印加することができる
． ［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図であり、第４図は
その動作波形図である．本実施例にあっては、動作期間
Ｔ　＋　ａ　，　Ｔ　，　ｂにおいて、高圧パルス電圧
Ｖｏｐを発生させるために、第１図の実施例で用いたイ
グナイタＩＧとパルストランスＰＴに代えて、インダク
タＬｔとコンデンサＣ１の共振作用を利用している。す
なわち、上述の動作期間７２ａ，Ｔ２ｂにおけるインバ
ータ動作において、スイッチング周波数をインダクタＬ
１とコンデンサＣ１の共振周波数に近付けることによっ
て、コンデンサＣの両端に高周波の高電圧を発生させる
ようにしている．この場合、動作期間Ｔｌａ，Ｔｌｂに
おけるスイッチング周波数は、動作期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ
におけるスイッチング周波数に比べて、インダクタＬ，
とコンデンサＣ，の共振周波数に更に近く設定される．
したがって、動作期間Ｔ　．　ａ　，　Ｔ　．　ｂにお
いて高圧放電灯Ｈに印加される高圧パルス電圧Ｖｏｐの
振幅は、動作期間７２ａ，Ｔ２ｂにおいて高圧放電灯Ｈ
に印加される高周波電圧ＶＨＦの振幅よりも大きくする
ことができる． 本実施例にあっては、イグナイタＩＧとパルストランス
ＰＴが不要になるので、装置を小型軽量化することが可
能となる．ただし、制御回路Ｓは動作期間Ｔ１ａ，Ｔｕ
ｂとＴ２ａ，Ｔ２ｂにおけるスイッチング周波数を切り
換える機能を必要とする。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１図の回路において、イグナイ
タＩＧに代えてＬＣ共振回路を接続したものである．ト
ランジスタＱ．．Ｑ２の接続点には、コンデンサＣ２の
一端が接続され、コンデンサＣ３Ｃ，の接続点には、イ
ンダクタＬ２の一端が接続され、コンデンサＣ２の他端
とインダクタＬ２の他端の間には、コンデンサＣ，が接
続されている。コンデンサＣ５の両端には、パルストラ
ンスＰＴの１次巻線が接続されている．コンデンサＣ，
とインダクタＬ２は直列共振回路を構成しており、その
共振作用によりコンデンサＣ５の両端に発生する電圧が
パルストランスＰＴとコンデンサＣ，を介して放電灯Ｈ
に印加される． ［実施例４］ 第６図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例は、第７図の従来例において、イグナイタＩＧ
とパルストランスＰＴを省略した構成となっている。本
実施例の動作波形は第４図と同じとなる。まず、動作期
間Ｔ　＋　ａ　，　Ｔ　＋　ｂ及びＴ２ａ，Ｔ２ｂでは
、トランジスタＱ，，Ｑ．がオンでトランジスタＱ２，
Ｑ，がオフである第１の状態と、トランジスタＱ〜Ｑ，
が全てオフである第２の状態と、トランジスタＱ，，Ｑ
．がオフでトランジスタＱ　２　，　Ｑ−がオンである
第３の状態と、トランジスタＱ１〜Ｑ，が全てオフであ
る第４の状態とが同順に繰り返すことにより、高圧放電
灯Ｈには高周波電圧が印加される。動作期間Ｔ　＋　ａ
　，　Ｔ　＋　ｂでは動作期間７２ａ，Ｔ２ｂに比べて
スイッチング周波数が共振周波数に近く設定され、動作
期間Ｔ，ａ，Ｔ＋ｂ″Ｃ′発生する高周波パルス電圧Ｖ
ｏｐは動作期間Ｔ２ａ，Ｔ２ｂで発生する高周波電圧Ｖ
ＨＦよりも振幅が大きくなる。次に、動作期間Ｔ３ａで
は、トランジスタＱ２，Ｑ，がオフのままでトランジス
タＱ．．Ｑ．が高周波でオン・オフして、高圧放電灯Ｈ
には直流電圧が印加される。

また、動作期間Ｔｓｂでは、トランジスタＱ，，Ｑ．が
オフのままでトランジスタＱ　２　，　Ｑ−が高周波で
オン・オフして、高圧放電灯Ｈには動作期間７３ａとは
逆極性の直流電圧が印加される． なお、実施例１〜３ではハーフブリッジ構戒であるので
、直流電圧ＶＤＣの振幅は直流電源Ｅの電圧Ｖ，の約半
分となるが、本実施例ではフルブリッジ構成であるので
、直流電圧ＶＤＣの振幅は直流電源Ｅの電圧■１とほぼ
同じとなる。したがって、本実施例は、高圧放電灯Ｈの
点灯時の管電圧Ｖ＆ａが高い場合に特に適している． ［発明の効果］ 本発明にあっては、負荷にコンデンサを並列接続しイン
ダクタを直列接続した負荷回路に、スイッチング素子に
より直流電源をスイッチングして電力を供給するように
したインバータ装置において、高圧パルス電圧と、この
高圧パルス電圧よりも振幅が小さい高周波電圧と、この
高周波電圧よりも振幅が小さい直流電圧とを負荷回路の
無負荷時に周期的に発生させ、高周波電圧は少なくとも
高圧パルス電圧の印加後に発生させるようにしたので、
高圧パルス電圧に続く高周波電圧により負荷に十分な始
動電圧を与えることができ、直流電圧を低くすることが
でき、電源を小型化できるという効果があり、また、負
荷の始動後において、インダクタの電圧分担を小さくで
きるので、インダクタでの損失を低減し、効率を改善で
きると共に、インダクタを小型化できるという効果があ
る。さらにまた、少なくとも高周波電圧と直流電圧は直
流電源と負荷回路とスイッチング素子により発生させる
ようにしたから、装置の構成を簡単化できるという効果
がある．

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作波形図、第５図は本発明の第３実施例
の回路図、第６図は本発明の第４実施例の回路図、第７
図は従来例の回路図、第８図は同上の動作波形図である
． Ｅは直流電源、Ｈは高圧放電灯、Ｃ，はコンデンサ、Ｌ
１はインダクタ、Ｑ，，Ｑ２はトランジスタ、Ｓは制御
回路である．

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、負荷にコンデンサを並列接続しイン
   ダクタを直列接続した負荷回路と、直流電源をスイッチ
   ングして負荷回路に電力を供給するスイッチング素子と
   を備えるインバータ装置において、高圧パルス電圧と、
   この高圧パルス電圧よりも振幅が小さい高周波電圧と、
   この高周波電圧よりも振幅が小さい直流電圧とを負荷回
   路の無負荷時に周期的に発生させる制御手段を備え、少
   なくとも高周波電圧と直流電圧は前記直流電源と負荷回
   路とスイッチング素子により発生され、高周波電圧は少
   なくとも高圧パルス電圧の印加後に発生されることを特
   徴とするインバータ装置。