JPH0331021B2 - - Google Patents
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- JPH0331021B2 JPH0331021B2 JP9036382A JP9036382A JPH0331021B2 JP H0331021 B2 JPH0331021 B2 JP H0331021B2 JP 9036382 A JP9036382 A JP 9036382A JP 9036382 A JP9036382 A JP 9036382A JP H0331021 B2 JPH0331021 B2 JP H0331021B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- stereo
- supplied
- switch
- intermediate frequency
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
- H04H20/88—Stereophonic broadcast systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はAMステレオ受信機、特に複数のス
テレオ方式によるAMステレオ放送を単一のセツ
トで受信可能なAMステレオ受信機に関する。
テレオ方式によるAMステレオ放送を単一のセツ
トで受信可能なAMステレオ受信機に関する。
AMステレオ方式は周知の如く、現在５つの方
式が提案されており、ステレオの左チヤンネル信
号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒの和信号（Ｌ＋Ｒ）
で搬送波を振幅変調（AM）すると共に、その差
信号（Ｌ−Ｒ）で搬送波を位相変調（PM）する
AM−PM方式、和信号で搬送波を振幅変調する
と共に差信号で搬送波を周波数変調（FM）する
AM−FM方式、同一周波数で互いに90゜の位相差
をもつ２つの搬送波を夫夫左チヤンネル信号Ｌ及
び右チヤンネル信号Ｒで平衡変調して加算（直交
変調）して得た位相変調信号に和信号で振幅変調
をかけるＣ−QUAM方式、同様に直交変調方式
であるが、差信号の大きさに応じて位相角差を制
御するVCPM方式及び90゜の移相回路を介して搬
送波を和信号で振幅変調し、差信号で位相変調を
かけるISB方式とがある。
式が提案されており、ステレオの左チヤンネル信
号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒの和信号（Ｌ＋Ｒ）
で搬送波を振幅変調（AM）すると共に、その差
信号（Ｌ−Ｒ）で搬送波を位相変調（PM）する
AM−PM方式、和信号で搬送波を振幅変調する
と共に差信号で搬送波を周波数変調（FM）する
AM−FM方式、同一周波数で互いに90゜の位相差
をもつ２つの搬送波を夫夫左チヤンネル信号Ｌ及
び右チヤンネル信号Ｒで平衡変調して加算（直交
変調）して得た位相変調信号に和信号で振幅変調
をかけるＣ−QUAM方式、同様に直交変調方式
であるが、差信号の大きさに応じて位相角差を制
御するVCPM方式及び90゜の移相回路を介して搬
送波を和信号で振幅変調し、差信号で位相変調を
かけるISB方式とがある。
そこでこの発明では、これらの複数のステレオ
方式によるAMステレオ放送を単一のセツトで受
信可能とする複数対応方式のAMステレオ受信機
を提供するものである。
方式によるAMステレオ放送を単一のセツトで受
信可能とする複数対応方式のAMステレオ受信機
を提供するものである。
上述した各ステレオ方式は理論上でも全く異な
つた概念に基づく方式であるが、これらを仔細に
検討すると、各ステレオ方式には次のような非常
に良く一致した共通点があることがわかる。
つた概念に基づく方式であるが、これらを仔細に
検討すると、各ステレオ方式には次のような非常
に良く一致した共通点があることがわかる。
(イ) 搬送波のエンベロープが無歪の和信号（Ｌ＋
Ｒ）で変調されているので、当然の結果として
和信号は同一のエンベロープ検波器を使用でき
る。
Ｒ）で変調されているので、当然の結果として
和信号は同一のエンベロープ検波器を使用でき
る。
(ロ) 出力サイドバンドの広がりは、モノラルの場
合とコンパチブルであるため位相偏移は全て１
ラジアン以下（中域）である。
合とコンパチブルであるため位相偏移は全て１
ラジアン以下（中域）である。
(ハ) (ロ)の結果として、全ての方式のサブチヤンネ
ルすなわち差信号（Ｌ−Ｒ）は、直交同期検波
で復調することができる。
ルすなわち差信号（Ｌ−Ｒ）は、直交同期検波
で復調することができる。
これらの共通点を堪案した上で、各方式を従来
と異つた方向から、特にデコーダの構成上の特徴
点を観察することによつて、５つのステレオ方式
のデコーダは第１図のように一般化して考えるこ
とができる。
と異つた方向から、特にデコーダの構成上の特徴
点を観察することによつて、５つのステレオ方式
のデコーダは第１図のように一般化して考えるこ
とができる。
すなわち第１図において、入力端子１に供給さ
れる中間周波信号をいずれのステレオ方式の場合
も、エンベロープ検波器２で復調することによつ
て和信号（Ｌ＋Ｒ）を得ることができ、一方中間
周波信号を信号処理回路３で、各ステレオ方式に
応じて信号処理した後直交同期検波器４で復調す
ることによつて差信号（Ｌ−Ｒ）を得ることがで
きる。なおこの際に信号処理回路３は各ステレオ
方式に応じて信号処理動作が異なり、例えばAM
−PM方式及びAM−FM方式ではAM成分の除去
（×１／１＋Ｌ＋Ｒ）、ISB方式ではインバース変調 （×１／１＋0.5（Ｌ＋Ｒ））、Ｃ−QUAM方式ではモ ノラル放送との両立をはかるため送信側で直交変
調波に掛けられている歪補正信号cosφの除去
（×１／cosφ）、VCPM方式では利得可変（×Ａ）の 夫々信号処理を行なえばよい。
れる中間周波信号をいずれのステレオ方式の場合
も、エンベロープ検波器２で復調することによつ
て和信号（Ｌ＋Ｒ）を得ることができ、一方中間
周波信号を信号処理回路３で、各ステレオ方式に
応じて信号処理した後直交同期検波器４で復調す
ることによつて差信号（Ｌ−Ｒ）を得ることがで
きる。なおこの際に信号処理回路３は各ステレオ
方式に応じて信号処理動作が異なり、例えばAM
−PM方式及びAM−FM方式ではAM成分の除去
（×１／１＋Ｌ＋Ｒ）、ISB方式ではインバース変調 （×１／１＋0.5（Ｌ＋Ｒ））、Ｃ−QUAM方式ではモ ノラル放送との両立をはかるため送信側で直交変
調波に掛けられている歪補正信号cosφの除去
（×１／cosφ）、VCPM方式では利得可変（×Ａ）の 夫々信号処理を行なえばよい。
このように、デコーダ側から見た各ステレオ方
式は、サブチヤンネル信号に掛けられる非線形パ
ラメータの違いによつて特徴ずけることができ、
残りの差は単にレベル、位相の関係だけである。
更に注目すべきことは、これらのパラメータは
VCPM方式が掛算（又は固定としてもよい）の
形となつている以外は、全て割算の形をしている
ことである。
式は、サブチヤンネル信号に掛けられる非線形パ
ラメータの違いによつて特徴ずけることができ、
残りの差は単にレベル、位相の関係だけである。
更に注目すべきことは、これらのパラメータは
VCPM方式が掛算（又は固定としてもよい）の
形となつている以外は、全て割算の形をしている
ことである。
この発明では、斯る点に鑑み、各ステレオ方式
固有の信号処理を必要に応じて切換え乍ら、実質
的に同一のセツトでもつて現在提案されている全
てのステレオ方式を受信できるようにするもので
ある。
固有の信号処理を必要に応じて切換え乍ら、実質
的に同一のセツトでもつて現在提案されている全
てのステレオ方式を受信できるようにするもので
ある。
以下、この発明の一実施例を第２図に基づいて
詳しく説明する。
詳しく説明する。
第２図において、１１は図示せずも中間周波段
よりの中間周波信号が供給される入力端子、１２
は供給された中間周波信号を一定振幅とする振幅
制限器、１３はバランスドミキサであつて、入力
端子１１からの中間周波信号と、この中間周波信
号を振幅制限器１２で一定振幅とした信号をミキ
サ１３で乗算することにより、その出力側に和信
号（Ｌ＋Ｒ）が得られる。つまり振幅制限器１２
及びミキサ１３によりエンベロープ検波器を構成
している。
よりの中間周波信号が供給される入力端子、１２
は供給された中間周波信号を一定振幅とする振幅
制限器、１３はバランスドミキサであつて、入力
端子１１からの中間周波信号と、この中間周波信
号を振幅制限器１２で一定振幅とした信号をミキ
サ１３で乗算することにより、その出力側に和信
号（Ｌ＋Ｒ）が得られる。つまり振幅制限器１２
及びミキサ１３によりエンベロープ検波器を構成
している。
１４はいわゆるPLL回路であつて、位相比較
器１５、低域波器１６及び電圧制御発振器１７
から成り、振幅制限器１２からの出力と発振器１
７からの出力を位相比較器１５で位相比較し、そ
の比較誤差分を低域波器１６で直流電圧に変換
した後発振器１７に供給し、その誤差分に応じて
発振器１７の出力（発振周波数）を調節し、直交
成分である無変調搬送波sinωcｔを得るようにし
ている。尚低域波器１６は例えばコンデンサ及
び抵抗器から成る時定数回路１６ａ及び１６ｂを
有し、これらをスイツチ１８により、ステレオ方
式に応じて切換えて、そのフイルタ特性を切換え
るようにしている。すなわち、ステレオ方式が
AM−FM方式以外の各方式の場合は、スイツチ
１８を接点ａ側に接続し、AM−FM方式の場合
は接点ｂ側に切換えるようにする。つまり、AM
−FM方式の場合、差信号（Ｌ−Ｒ）には送信側
でτ＝400μ秒のプリエンフアシスがかけられて
いるので、復調回路にPLL回路を使用すると、
その内蔵する低域波器の時定数のため時間遅れ
を生じ、このために和信号と差信号の位相差を生
じてセパレーシヨンが悪化する恐れがある。そこ
でAM−FM方式の場合時定数回路１６ｂの側に
切換えて低域波器１６のカツトオフ周波数を十
分に低くし、これによつてPLL回路１４のダン
ピングフアクタ（通常は0.7程度）を十分に大き
く、例えば10以上として１次ループ特性に近づ
け、高域側の極がプリエンフアシスの時定数に等
しくなるようにしている。従つてデエンフアシス
回路は不要となつている。また、AM−FM方式
以外で使用される時定数回路１６ａは、PLL回
路１４の帯域が狭く、例えば約70Hzとなるように
その時定数を設定されている。
器１５、低域波器１６及び電圧制御発振器１７
から成り、振幅制限器１２からの出力と発振器１
７からの出力を位相比較器１５で位相比較し、そ
の比較誤差分を低域波器１６で直流電圧に変換
した後発振器１７に供給し、その誤差分に応じて
発振器１７の出力（発振周波数）を調節し、直交
成分である無変調搬送波sinωcｔを得るようにし
ている。尚低域波器１６は例えばコンデンサ及
び抵抗器から成る時定数回路１６ａ及び１６ｂを
有し、これらをスイツチ１８により、ステレオ方
式に応じて切換えて、そのフイルタ特性を切換え
るようにしている。すなわち、ステレオ方式が
AM−FM方式以外の各方式の場合は、スイツチ
１８を接点ａ側に接続し、AM−FM方式の場合
は接点ｂ側に切換えるようにする。つまり、AM
−FM方式の場合、差信号（Ｌ−Ｒ）には送信側
でτ＝400μ秒のプリエンフアシスがかけられて
いるので、復調回路にPLL回路を使用すると、
その内蔵する低域波器の時定数のため時間遅れ
を生じ、このために和信号と差信号の位相差を生
じてセパレーシヨンが悪化する恐れがある。そこ
でAM−FM方式の場合時定数回路１６ｂの側に
切換えて低域波器１６のカツトオフ周波数を十
分に低くし、これによつてPLL回路１４のダン
ピングフアクタ（通常は0.7程度）を十分に大き
く、例えば10以上として１次ループ特性に近づ
け、高域側の極がプリエンフアシスの時定数に等
しくなるようにしている。従つてデエンフアシス
回路は不要となつている。また、AM−FM方式
以外で使用される時定数回路１６ａは、PLL回
路１４の帯域が狭く、例えば約70Hzとなるように
その時定数を設定されている。
１９は中間周波信号を所定の除算係数で除する
割算器であつて、除算係数としては、ミキサ１３
の出力側に得られる和信号（Ｌ＋Ｒ）が使用さ
れ、この和信号が各ステレオ方式に応じて種々の
態様をとり乍ら、スイツチ２０を介して選択的に
割算器１９に供給される。すなわち、ステレオ方
式がAM−PM方式及びAM−FM方式の場合に
は、スイツチ２０は接点ａ側に接続され、エンベ
ロープ割算によるAMキヤンセル方式となり、こ
れによつて、変調時のノイズバーストを完全に防
止できると共に弱信号時やパルス性のノイズにさ
らされる状態でも従来のモノラル受信機に極めて
近い受信状態を得ることができ、また入力レベル
が低下した場合でも従来のデコーダのように完全
にセパレーシヨンが無くなるようなことはない。
また、ステレオ方式がISB方式の場合には、スイ
ツチ２０は接点ｂ側に切換えられ、これによつて
和信号（Ｌ＋Ｒ）が抵抗器２１及び２２で決まる
減衰量（例えば0.5に設定）だけ減衰されて割算
器１９へ供給され、この割算器１９は割算型のイ
ンバースモジユレータとして作用する。また、ス
テレオ方式がＣ−QUAM方式やVCPM方式の場
合、スイツチ２０は接点ｃ側に切換えられ、オー
プン状態とされる。つまりＣ−QUAM方式の場
合正式にはcosφの割算を行うが、ここではこの
割算を行わない。またVCPM方式に付いてもこ
こでは割算を行わない。なお２３は割算器１９に
直流バイアス（＋１）を与えるための直流電源で
ある。
割算器であつて、除算係数としては、ミキサ１３
の出力側に得られる和信号（Ｌ＋Ｒ）が使用さ
れ、この和信号が各ステレオ方式に応じて種々の
態様をとり乍ら、スイツチ２０を介して選択的に
割算器１９に供給される。すなわち、ステレオ方
式がAM−PM方式及びAM−FM方式の場合に
は、スイツチ２０は接点ａ側に接続され、エンベ
ロープ割算によるAMキヤンセル方式となり、こ
れによつて、変調時のノイズバーストを完全に防
止できると共に弱信号時やパルス性のノイズにさ
らされる状態でも従来のモノラル受信機に極めて
近い受信状態を得ることができ、また入力レベル
が低下した場合でも従来のデコーダのように完全
にセパレーシヨンが無くなるようなことはない。
また、ステレオ方式がISB方式の場合には、スイ
ツチ２０は接点ｂ側に切換えられ、これによつて
和信号（Ｌ＋Ｒ）が抵抗器２１及び２２で決まる
減衰量（例えば0.5に設定）だけ減衰されて割算
器１９へ供給され、この割算器１９は割算型のイ
ンバースモジユレータとして作用する。また、ス
テレオ方式がＣ−QUAM方式やVCPM方式の場
合、スイツチ２０は接点ｃ側に切換えられ、オー
プン状態とされる。つまりＣ−QUAM方式の場
合正式にはcosφの割算を行うが、ここではこの
割算を行わない。またVCPM方式に付いてもこ
こでは割算を行わない。なお２３は割算器１９に
直流バイアス（＋１）を与えるための直流電源で
ある。
２４は割算器１９の出力と、これを直交する
PLL回路１４の出力を乗算して差信号（Ｌ−Ｒ）
を得るバランスドミキサであつて、PLL回路１
４及びミキサ２４により、いわゆるPLL同期検
波器を構成している。
PLL回路１４の出力を乗算して差信号（Ｌ−Ｒ）
を得るバランスドミキサであつて、PLL回路１
４及びミキサ２４により、いわゆるPLL同期検
波器を構成している。
また、ミキサ１３及び２４の出力側には、夫々
ISB方式の場合に使用される移相回路網２５及び
２６が設けられる。そして他のステレオ方式の場
合にはこれらの回路網２５，２６を切換える必要
があるので、連動するスイツチ２７及び２８を設
け、ISB方式以外の方式の場合はスイツチ２７及
び２８を接点ａ側に接続し、ISB方式の場合は接
点ｂ側に切換えるようにしている。２９は和信号
（Ｌ＋Ｒ）及び差信号（Ｌ−Ｒ）をマトリツクス
して出力端子３０及び３１に夫々左チヤンネル信
号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒを出力するマトリツ
クス回路である。
ISB方式の場合に使用される移相回路網２５及び
２６が設けられる。そして他のステレオ方式の場
合にはこれらの回路網２５，２６を切換える必要
があるので、連動するスイツチ２７及び２８を設
け、ISB方式以外の方式の場合はスイツチ２７及
び２８を接点ａ側に接続し、ISB方式の場合は接
点ｂ側に切換えるようにしている。２９は和信号
（Ｌ＋Ｒ）及び差信号（Ｌ−Ｒ）をマトリツクス
して出力端子３０及び３１に夫々左チヤンネル信
号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒを出力するマトリツ
クス回路である。
３２はVCPM方式を所定角度例えば70゜に固定
するための切換用スイツチであつて、VCPM方
式以外の方式の時はスイツチ３２を接点ａ側に接
続して差信号（Ｌ−Ｒ）を抵抗器３３を通してマ
トリツクス回路２９側へ供給するも（この場合和
信号に対する差信号の位相角差は90゜）、VPCM方
式の時はスイツチ３２を接点ｂ側に切換えて差信
号を直接マトリツクス回路２９側へ供給する（こ
の場合和信号に対する差信号の位相角度は70゜）。
従つて、抵抗器３３の値は、スイツチ３２を接点
ｂ側に切換えた時点で差信号の利得が上昇し、上
述の位相角差が70゜となるように予め設定される。
なお、この利得の調整は、スイツチ３２の接点ａ
側の抵抗器３３を除去し、その代りに接点ｂ側に
接点ａ側の状態よりその利得が1.43（1/0.7）倍と
なるアンプを挿入するようにしてもよい。
するための切換用スイツチであつて、VCPM方
式以外の方式の時はスイツチ３２を接点ａ側に接
続して差信号（Ｌ−Ｒ）を抵抗器３３を通してマ
トリツクス回路２９側へ供給するも（この場合和
信号に対する差信号の位相角差は90゜）、VPCM方
式の時はスイツチ３２を接点ｂ側に切換えて差信
号を直接マトリツクス回路２９側へ供給する（こ
の場合和信号に対する差信号の位相角度は70゜）。
従つて、抵抗器３３の値は、スイツチ３２を接点
ｂ側に切換えた時点で差信号の利得が上昇し、上
述の位相角差が70゜となるように予め設定される。
なお、この利得の調整は、スイツチ３２の接点ａ
側の抵抗器３３を除去し、その代りに接点ｂ側に
接点ａ側の状態よりその利得が1.43（1/0.7）倍と
なるアンプを挿入するようにしてもよい。
次にこの回路動作を各ステレオ方式に応じて説
明する。
明する。
先ず、AM−PM方式のステレオ放送を受信す
る場合には、スイツチ１８，２０，２７及び２８
を全て接点ａ側に接続する。AM−PM方式の場
合に入力端子１１に供給される中間周波信号は、
次式で表わされる。
る場合には、スイツチ１８，２０，２７及び２８
を全て接点ａ側に接続する。AM−PM方式の場
合に入力端子１１に供給される中間周波信号は、
次式で表わされる。
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos｛ωcｔ＋（Ｌ−Ｒ）｝ …(1)
従つて、この(1)式で表わされる中間周波信号
を、直接ミキサ１３の一方の入力側に供給すると
共に、振幅制限器１２を通して一定振幅の信号
cos｛ωcｔ＋（Ｌ−Ｒ）｝とした後ミキサ１３の他
方の入力側に供給することによつて、和信号（Ｌ
＋Ｒ）が得られる。また、上記(1)式で表わされる
中間周波信号が割算器１９に供給されると、この
信号が、（１＋Ｌ＋Ｒ）の信号で割算されてミキ
サ２４の一方の入力側に供給され、このミキサ２
４の他方の入力側にPLL回路１４で得られた直
交成分であるsinωcｔの信号が供給され、もつて
その出力側に次式で表わされるような信号が得ら
れる。
を、直接ミキサ１３の一方の入力側に供給すると
共に、振幅制限器１２を通して一定振幅の信号
cos｛ωcｔ＋（Ｌ−Ｒ）｝とした後ミキサ１３の他
方の入力側に供給することによつて、和信号（Ｌ
＋Ｒ）が得られる。また、上記(1)式で表わされる
中間周波信号が割算器１９に供給されると、この
信号が、（１＋Ｌ＋Ｒ）の信号で割算されてミキ
サ２４の一方の入力側に供給され、このミキサ２
４の他方の入力側にPLL回路１４で得られた直
交成分であるsinωcｔの信号が供給され、もつて
その出力側に次式で表わされるような信号が得ら
れる。
cos｛ωcｔ＋（Ｌ−Ｒ）｝・sinωcｔ
＝｛sin2ωcｔ＋sin（Ｌ−Ｒ）｝
≒sin（Ｌ−Ｒ） …(2)
上記(2)式において、Ｌ−Ｒが小さいと、sin（Ｌ
−Ｒ）≒Ｌ−Ｒとなるので、上記(2)式は （Ｌ−Ｒ） …(3) となる。
−Ｒ）≒Ｌ−Ｒとなるので、上記(2)式は （Ｌ−Ｒ） …(3) となる。
そして和信号（Ｌ＋Ｒ）はスイツチ２７の接点
ａ側を通つてマトリツクス回路２９に供給され、
一方差信号（Ｌ−Ｒ）は抵抗器３３、スイツチ３
２の接点ａ側及びスイツチ２８の接点ａ側を通つ
てマトリツクス回路２９へ供給され、もつて、出
力端子３０及び３１には夫夫左チヤンネル信号Ｌ
及び右チヤンネル信号Ｒが得られる。
ａ側を通つてマトリツクス回路２９に供給され、
一方差信号（Ｌ−Ｒ）は抵抗器３３、スイツチ３
２の接点ａ側及びスイツチ２８の接点ａ側を通つ
てマトリツクス回路２９へ供給され、もつて、出
力端子３０及び３１には夫夫左チヤンネル信号Ｌ
及び右チヤンネル信号Ｒが得られる。
次にＣ−QUAM方式のステレオ放送を受信す
る場合、先ず、スイツチ１８，２７，２８及び３
２を接点ａ側に接続したままの状態で、スイツチ
２０を接点ｃ側に切換える。Ｃ−QUAM方式の
場合に入力端子１１に供給される中間周波信号は
次式で表わされる。
る場合、先ず、スイツチ１８，２７，２８及び３
２を接点ａ側に接続したままの状態で、スイツチ
２０を接点ｃ側に切換える。Ｃ−QUAM方式の
場合に入力端子１１に供給される中間周波信号は
次式で表わされる。
（１＋Ｌ＋Ｒ）cos（ωcｔ＋φ） …(4)
ただし上記(4)式においてφ＝tan-1Ｌ−Ｒ／１＋Ｌ＋
Ｒ である。
Ｒ である。
従つて上記(4)式で表わされる信号がミキサ１３
の一方の入力側に直接供給されると共に振幅制限
器１２を通して得た信号cos（ωcｔ＋φ）がミキ
サ１３の他方の入力側に供給されるとここでエン
ベロープ検波されてその出力側には和信号（Ｌ＋
Ｒ）が得られる。
の一方の入力側に直接供給されると共に振幅制限
器１２を通して得た信号cos（ωcｔ＋φ）がミキ
サ１３の他方の入力側に供給されるとここでエン
ベロープ検波されてその出力側には和信号（Ｌ＋
Ｒ）が得られる。
一方上記(4)式で表わされる信号が割算器１９で
何等割算されることなくそのままミキサ２４の一
方の入力側に供給され、このミキサ２４の他方の
入力側にPLL回路１４から直交成分sinωcｔの信
号が供給されて同期検波がなされ、その出力側に
次式で表わされるような信号が得られる。
何等割算されることなくそのままミキサ２４の一
方の入力側に供給され、このミキサ２４の他方の
入力側にPLL回路１４から直交成分sinωcｔの信
号が供給されて同期検波がなされ、その出力側に
次式で表わされるような信号が得られる。
上記(5)式中、cosφは、この場合に差信号（Ｌ
−Ｒ）に含まれる歪分である。
−Ｒ）に含まれる歪分である。
つまり、この方式の場合、正式には復調時上述
の歪補正信号cosφが逆に歪の原因となるため、
cosφを検出し、このcosφで上記(4)式表わされる
信号を割算して元の直交変調波に戻した後ステレ
オ復調するが、ここでは何も割算しないので、こ
のcosφが歪分として差信号（Ｌ−Ｒ）に含まれ
て出力されるわけである。但し、このcosφは実
用上余り問題ない程度であり、従つて本実施例で
は割算しないことにしている。
の歪補正信号cosφが逆に歪の原因となるため、
cosφを検出し、このcosφで上記(4)式表わされる
信号を割算して元の直交変調波に戻した後ステレ
オ復調するが、ここでは何も割算しないので、こ
のcosφが歪分として差信号（Ｌ−Ｒ）に含まれ
て出力されるわけである。但し、このcosφは実
用上余り問題ない程度であり、従つて本実施例で
は割算しないことにしている。
このようにして得られた和信号（Ｌ＋Ｒ）及び
上記(5)式で表わされる信号は上述のAM−PM方
式同様にしてマトリツクス回路２９に供給され、
ここでマトリツクスされた後出力端子３０及び３
１に夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤンネル信
号Ｒとして取り出される。
上記(5)式で表わされる信号は上述のAM−PM方
式同様にしてマトリツクス回路２９に供給され、
ここでマトリツクスされた後出力端子３０及び３
１に夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤンネル信
号Ｒとして取り出される。
次にVCPM方式のステレオ放送を受信する場
合は、先ずスイツチ１８，２７及び２８を接点ａ
側に、スイツチ２０を接点ｃ側に接続したままの
状態で、スイツチ３２を接点ｂ側に切換える。こ
の場合、入力端子１１に供給される中間周波信号
は次式で表わされる。
合は、先ずスイツチ１８，２７及び２８を接点ａ
側に、スイツチ２０を接点ｃ側に接続したままの
状態で、スイツチ３２を接点ｂ側に切換える。こ
の場合、入力端子１１に供給される中間周波信号
は次式で表わされる。
（１＋Ｌ＋Ｒ）cosωcｔ＋（Ｌ−Ｒ／Ｇ）
sinωcｔ …(6)
但し、Ｇは利得係数で位相角差の制御範囲を
90゜〜30゜とすると、3.7＞Ｇ≧１である。上記(6)式
で表わされる信号が、上述同様直接ミキサ１３の
一方の入力側に供給されると共に振幅制限器１２
を通してミキサ１３の他方の入力側に供給されて
エンベロープ検波され、その出力側に次式で表わ
されるような信号が得られる。
90゜〜30゜とすると、3.7＞Ｇ≧１である。上記(6)式
で表わされる信号が、上述同様直接ミキサ１３の
一方の入力側に供給されると共に振幅制限器１２
を通してミキサ１３の他方の入力側に供給されて
エンベロープ検波され、その出力側に次式で表わ
されるような信号が得られる。
一方、上記(6)式で表わされる信号が、割算器１
８で何等割算されることなくミキサ２２の一方の
入力側に供給され、このミキサ２２の他方の入力
側にPLL回路１４からの直交成分sinωcｔの信号
が供給されて同期検波され、もつてその出力側に
は次式で表わされるような信号が得られる。
８で何等割算されることなくミキサ２２の一方の
入力側に供給され、このミキサ２２の他方の入力
側にPLL回路１４からの直交成分sinωcｔの信号
が供給されて同期検波され、もつてその出力側に
は次式で表わされるような信号が得られる。
（１＋Ｌ＋Ｒ）cosωcｔ・sinωcｔ＋（Ｌ−Ｒ／Ｇ）
sin2ωcｔ＝（Ｌ−Ｒ／Ｇ）（sin2ωcｔ＋cos0）≒Ｌ−
Ｒ／Ｇ
…(8) なお、上記(8)式中利得係数Ｇは、ここでは、上
述の如く位相角差を70゜に固定しているので略
1.43であり、スイツチ３２を接点ｂ側に切換える
ことにより、この分だけ差信号（Ｌ−Ｒ）が和信
号（Ｌ＋Ｒ）に比し利得上昇されて、つまり差信
号が和信号に対して70゜の位相角差に固定された
状態でマトリツクス回路２９へ供給される。そし
てマトリツクス回路２９において和信号とマトリ
ツクスされ、もつて出力端子３０及び３２に夫々
左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒが得
られる。
sin2ωcｔ＝（Ｌ−Ｒ／Ｇ）（sin2ωcｔ＋cos0）≒Ｌ−
Ｒ／Ｇ
…(8) なお、上記(8)式中利得係数Ｇは、ここでは、上
述の如く位相角差を70゜に固定しているので略
1.43であり、スイツチ３２を接点ｂ側に切換える
ことにより、この分だけ差信号（Ｌ−Ｒ）が和信
号（Ｌ＋Ｒ）に比し利得上昇されて、つまり差信
号が和信号に対して70゜の位相角差に固定された
状態でマトリツクス回路２９へ供給される。そし
てマトリツクス回路２９において和信号とマトリ
ツクスされ、もつて出力端子３０及び３２に夫々
左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒが得
られる。
次にAM−FM方式のステレオ放送を受信する
場合には、スイツチ１８を接点ｂ側に切換えると
共にスイツチ２０及び３２を接点ａ側に切換え、
スイツチ２７及び２８は接点ａ側に接続したまま
の状態とする。そしてAM−FM方式の場合、低
域波器１６の波特性が時定数回路１６ａ側に
切換えられるので、PLL回路１４のループゲイ
ンにより電圧制御発振器１７は、時定数以下の周
波数では中間周波信号に追従するが、時定数τ以
上の周波数では中間周波信号に追従しないので、
割算器１９の出力とPLL回路１４の出力をミキ
サ２４で直交同期検波して得た信号は差信号（Ｌ
−Ｒ）であると共に、送信側におけるプリエンフ
アシス特性に対応したデイエンフアシス特性の信
号となり、すなわち、ミキサ２４の出力側に得ら
れた信号はデイエンフアシスの行われた差信号
（Ｌ−Ｒ）となる。
場合には、スイツチ１８を接点ｂ側に切換えると
共にスイツチ２０及び３２を接点ａ側に切換え、
スイツチ２７及び２８は接点ａ側に接続したまま
の状態とする。そしてAM−FM方式の場合、低
域波器１６の波特性が時定数回路１６ａ側に
切換えられるので、PLL回路１４のループゲイ
ンにより電圧制御発振器１７は、時定数以下の周
波数では中間周波信号に追従するが、時定数τ以
上の周波数では中間周波信号に追従しないので、
割算器１９の出力とPLL回路１４の出力をミキ
サ２４で直交同期検波して得た信号は差信号（Ｌ
−Ｒ）であると共に、送信側におけるプリエンフ
アシス特性に対応したデイエンフアシス特性の信
号となり、すなわち、ミキサ２４の出力側に得ら
れた信号はデイエンフアシスの行われた差信号
（Ｌ−Ｒ）となる。
従つて、この差信号（Ｌ−Ｒ）とエンベロープ
検波により得た和信号（Ｌ＋Ｒ）をマトリツクス
回路２９に供給することにより、出力端子３０及
び３１には、夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤ
ンネル信号Ｒが取り出される。
検波により得た和信号（Ｌ＋Ｒ）をマトリツクス
回路２９に供給することにより、出力端子３０及
び３１には、夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チヤ
ンネル信号Ｒが取り出される。
なお、AM分のキヤンセルに付いては、AM−
PM方式と全く同様の方法で行われる。
PM方式と全く同様の方法で行われる。
次にISB方式のステレオ放送を受信する場合
は、スイツチ３２を接点ａ側に接続したままの状
態で、スイツチ１８を接点ａ側に切換えると共に
スイツチ２０，２７及び２８を共に接点ｂ側に切
換える。そして、この時入力端子１１に供給され
る中間周波信号は、いま送信側で−45゜移相され
ている和信号（Ｌ＋Ｒ）∠+45゜をX-、＋45゜移相さ
れている差信号（Ｌ−Ｒ）∠+45゜をY+とすると、
次式で表わされる。
は、スイツチ３２を接点ａ側に接続したままの状
態で、スイツチ１８を接点ａ側に切換えると共に
スイツチ２０，２７及び２８を共に接点ｂ側に切
換える。そして、この時入力端子１１に供給され
る中間周波信号は、いま送信側で−45゜移相され
ている和信号（Ｌ＋Ｒ）∠+45゜をX-、＋45゜移相さ
れている差信号（Ｌ−Ｒ）∠+45゜をY+とすると、
次式で表わされる。
（１＋X-）cos｛ωcｔ＋Y+（１−kX-）｝…(9)
なお、上記(9)式において、ｋは副変調係数であ
る。そして、このｋは約0.5位が好ましいとされ
ている。そこで、本実施例では、上述の如く受信
側で、このｋを抵抗器２１及び２２で約0.5位に
なるようにしている。従つてこの場合にインバー
ス変調に使用される除算係数は１＋0.5（Ｌ＋Ｒ）
とされる。
る。そして、このｋは約0.5位が好ましいとされ
ている。そこで、本実施例では、上述の如く受信
側で、このｋを抵抗器２１及び２２で約0.5位に
なるようにしている。従つてこの場合にインバー
ス変調に使用される除算係数は１＋0.5（Ｌ＋Ｒ）
とされる。
いま、上記(9)式で表わされる中間周波信号がミ
キサ１３の一方の入力側に直接供給されると共に
振幅制限器１２を通して得た信号cos｛ωcｔ＋Y+
（１−0.5X-）｝がミキサ１３の他方の入力側に供
給されると、エンベロープ検波されてその出力側
には45゜遅れの和信号X-すなわち（Ｌ＋Ｒ）∠-45゜
が得られる。
キサ１３の一方の入力側に直接供給されると共に
振幅制限器１２を通して得た信号cos｛ωcｔ＋Y+
（１−0.5X-）｝がミキサ１３の他方の入力側に供
給されると、エンベロープ検波されてその出力側
には45゜遅れの和信号X-すなわち（Ｌ＋Ｒ）∠-45゜
が得られる。
一方上記(9)式で表わされる中間周波信号が割算
器１９で除算係数１＋0.5X-で割算された後ミキ
サ２４の一方の入力側に供給され、このミキサ２
４の他方の入力側に供給される直交成分sinωcｔ
の信号と直交同期検波され、もつて出力側には次
式で表わされるような信号が得られる。
器１９で除算係数１＋0.5X-で割算された後ミキ
サ２４の一方の入力側に供給され、このミキサ２
４の他方の入力側に供給される直交成分sinωcｔ
の信号と直交同期検波され、もつて出力側には次
式で表わされるような信号が得られる。
（１＋X-）cos｛ωcｔ＋Y+（１−0.5X-）｝・sinωc
ｔ／１＋0.5X-＝（１＋X-）・sin｛Y+（１−0.5X-）｝
／１＋0.5X-…(10) 上記(10)式において、Y+（１−0.5X-）が小さい
と、sin｛Y+（１−0.5X-）｝≒Y+（１−0.5X-）と
なるので、上記(10)式は （１＋X-）・Y+（１−0.5X-）／１＋0.5X-＝１＋0.5X
-−0.5X2 -／１＋0.5X-・Y+＝（１−0.5X2／-／１＋0.5X
-）・Y+…(11) となる。ここで、0.5X2 -≪１、X-＜0.5とすると、
上記(11)式は ≒Y+＝（Ｌ−Ｒ）∠+45゜ …(12) となる。なお、この場合に差信号Y+に含まれる
歪分は上記(11)式より0.5X2／-／１＋0.5X-・Y+である
。
ｔ／１＋0.5X-＝（１＋X-）・sin｛Y+（１−0.5X-）｝
／１＋0.5X-…(10) 上記(10)式において、Y+（１−0.5X-）が小さい
と、sin｛Y+（１−0.5X-）｝≒Y+（１−0.5X-）と
なるので、上記(10)式は （１＋X-）・Y+（１−0.5X-）／１＋0.5X-＝１＋0.5X
-−0.5X2 -／１＋0.5X-・Y+＝（１−0.5X2／-／１＋0.5X
-）・Y+…(11) となる。ここで、0.5X2 -≪１、X-＜0.5とすると、
上記(11)式は ≒Y+＝（Ｌ−Ｒ）∠+45゜ …(12) となる。なお、この場合に差信号Y+に含まれる
歪分は上記(11)式より0.5X2／-／１＋0.5X-・Y+である
。
そしてミキサ１３の出力側に得られた和信号
（Ｌ＋Ｒ）∠-45゜と、ミキサ２４の出力側に得られ
た差信号（Ｌ−Ｒ）∠+45゜は夫々移相回路網２５
及び２６を通してマトリツクス回路２９に供給さ
れて、ここでマトリツクスされ、もつて出力端子
３０及び３１に夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チ
ヤンネル信号Ｒが取り出される。
（Ｌ＋Ｒ）∠-45゜と、ミキサ２４の出力側に得られ
た差信号（Ｌ−Ｒ）∠+45゜は夫々移相回路網２５
及び２６を通してマトリツクス回路２９に供給さ
れて、ここでマトリツクスされ、もつて出力端子
３０及び３１に夫々左チヤンネル信号Ｌ及び右チ
ヤンネル信号Ｒが取り出される。
なおISB方式において差信号（Ｌ−Ｒ）を得る
過程でAM−PM方式同様エンベロープ割算器が
使用されており、割算レベルがAM−PM方式の
１／２である。このため、AM分が残るが、この
AM分は送信側で掛けられた歪関数（１−kX-）
を効果的にキヤンセルするものである。
過程でAM−PM方式同様エンベロープ割算器が
使用されており、割算レベルがAM−PM方式の
１／２である。このため、AM分が残るが、この
AM分は送信側で掛けられた歪関数（１−kX-）
を効果的にキヤンセルするものである。
上述の如くこの発明によれば、単一のセツトで
ステレオ方式に応じて必要なスイツチを切換える
だけで、現在提案されている５つのステレオ方式
の全てを受信することができ、構成簡単にして廉
価な万能型のAMステレオ受信機を得ることがで
きる。
ステレオ方式に応じて必要なスイツチを切換える
だけで、現在提案されている５つのステレオ方式
の全てを受信することができ、構成簡単にして廉
価な万能型のAMステレオ受信機を得ることがで
きる。
尚、各スイツチは手動切換え、またはパイロツ
ト信号検出による自動切換え、或いは局メモリに
方式切換情報を記憶させ、これに基づいて切換え
る等、いずれの方法を用いてもよい。
ト信号検出による自動切換え、或いは局メモリに
方式切換情報を記憶させ、これに基づいて切換え
る等、いずれの方法を用いてもよい。
第１図はこの発明の基本原理の説明に供するた
めの線図、第２図はこの発明の一実施例を示す回
路構成図である。 １２は振幅制限器、１３，２４はバランスドミ
キサ、１４はPLL回路、１８，２０，２７，２
８，３２はスイツチ、１９は割算器、２５，２６
は移相回路網、２９はマトリツクス回路である。
めの線図、第２図はこの発明の一実施例を示す回
路構成図である。 １２は振幅制限器、１３，２４はバランスドミ
キサ、１４はPLL回路、１８，２０，２７，２
８，３２はスイツチ、１９は割算器、２５，２６
は移相回路網、２９はマトリツクス回路である。
Claims (1)
- １ 中間周波信号と該中間周波信号を一定振幅と
した信号より和信号（Ｌ＋Ｒ）を得るエンベロー
プ検波手段と、上記一定振幅の信号をPLL回路
を通して得た信号と上記中間周波信号をステレオ
方式に応じて切換えられる除算係数で割算した信
号とより差信号（Ｌ−Ｒ）を得る同期検波手段
と、上記和信号及び差信号を混合して左チヤンネ
ル信号Ｌ及び右チヤンネル信号Ｒを得るマトリツ
クス回路と、該マトリツクス回路と上記同期検波
手段との間に特定のステレオ方式の場合のみ挿入
される移相回路網とを具備して成るAMステレオ
受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9036382A JPS58206249A (ja) | 1982-05-27 | 1982-05-27 | Ａｍステレオ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9036382A JPS58206249A (ja) | 1982-05-27 | 1982-05-27 | Ａｍステレオ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58206249A JPS58206249A (ja) | 1983-12-01 |
| JPH0331021B2 true JPH0331021B2 (ja) | 1991-05-02 |
Family
ID=13996450
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9036382A Granted JPS58206249A (ja) | 1982-05-27 | 1982-05-27 | Ａｍステレオ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58206249A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4641341A (en) * | 1985-08-28 | 1987-02-03 | Kahn Leonard R | Automatic multi-system AM stereo receiver using existing single-system AM stereo decoder IC |
-
1982
- 1982-05-27 JP JP9036382A patent/JPS58206249A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58206249A (ja) | 1983-12-01 |
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