JPH0332399A - 交流励磁同期機の２次励磁装置 - Google Patents
交流励磁同期機の２次励磁装置Info
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- JPH0332399A JPH0332399A JP1165075A JP16507589A JPH0332399A JP H0332399 A JPH0332399 A JP H0332399A JP 1165075 A JP1165075 A JP 1165075A JP 16507589 A JP16507589 A JP 16507589A JP H0332399 A JPH0332399 A JP H0332399A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は揚水発電所の発電機運転時の系統周波数制御
（以下ＡＦＣ）調整幅を増大させた交流励磁同期機の２
次励磁装置に関する。
（以下ＡＦＣ）調整幅を増大させた交流励磁同期機の２
次励磁装置に関する。
最近の電力系統は原子力の比率の増大および火力のデー
リースタートストソブ回数の増大に伴ない、深夜帯のＡ
ＦＣ調整容量が不足し、この対応として揚水発電所の人
力調整が必要となって来た。 第５図は電学誌、１０７巻３号、昭６２．湊、実根「可
変速水力発電システム」に示された従来の可変速発電シ
ステムの代表的な回路構成図であり、図において１は交
流）ＥＭ磁同刈機（以下、ＡＥＳＭと略称）の固定子、
２は同しく回転子（２次コイル）、３は可逆式ポンプ水
車、４はシャフト、５ば励磁変換器用変圧器、６は励磁
用変換器（以下、ＥＸと略称）、７ば回転位相検出器（
レゾルバ）、８はＥＸの制御器、９ば高調波抑制用フィ
ルタである。 次に動作について説明する。まず、交流励磁同期機（Ａ
ＥＳＭ）は回転子２上に電気的に回転移動する磁界を作
る必要があるため三相巻線を平衡に分布して収めた構造
とする。 そして、ＡＥＳＭを可変速で運転するには、ＡＥＳＭを
ＥＸ６によって２次励磁する励磁側（回転子側）制御方
式が通常採用される。 この制御方式は回転数が変っても、系統周波数と一致す
るようにスヘリ分だけ２次励磁により周波数を補正して
やるもので系統との並列運転が可能となる。ＥＸ６とし
ては、交流から直接に交流を作るサイクロコンバータ方
式が使用される。ずなわら、ＥＸ６は電源用の励磁変換
器用変圧器５を経て商用周波の交流電源を取込み数Ｈｚ
の低周波交流に変換してＡＥＳＭの回転子（２次コイル
）２に供給する。また、レゾルバ７の出力信号（位相検
出信号）をマイクロコンピュータによって演算を行うＥ
Ｘの制御器８に与え、ＥＸ６のサイリスタデー１・制御
や可逆式ポンプ水車３を制御するガバナ制御信号等に用
いる。第４図に示すように設定された有効電力指令、無
効電力指令、電圧及び最適回転数になるようにＥＸの制
御器８を制御してＡ、 Ｅ Ｓ Ｍを運転する。
リースタートストソブ回数の増大に伴ない、深夜帯のＡ
ＦＣ調整容量が不足し、この対応として揚水発電所の人
力調整が必要となって来た。 第５図は電学誌、１０７巻３号、昭６２．湊、実根「可
変速水力発電システム」に示された従来の可変速発電シ
ステムの代表的な回路構成図であり、図において１は交
流）ＥＭ磁同刈機（以下、ＡＥＳＭと略称）の固定子、
２は同しく回転子（２次コイル）、３は可逆式ポンプ水
車、４はシャフト、５ば励磁変換器用変圧器、６は励磁
用変換器（以下、ＥＸと略称）、７ば回転位相検出器（
レゾルバ）、８はＥＸの制御器、９ば高調波抑制用フィ
ルタである。 次に動作について説明する。まず、交流励磁同期機（Ａ
ＥＳＭ）は回転子２上に電気的に回転移動する磁界を作
る必要があるため三相巻線を平衡に分布して収めた構造
とする。 そして、ＡＥＳＭを可変速で運転するには、ＡＥＳＭを
ＥＸ６によって２次励磁する励磁側（回転子側）制御方
式が通常採用される。 この制御方式は回転数が変っても、系統周波数と一致す
るようにスヘリ分だけ２次励磁により周波数を補正して
やるもので系統との並列運転が可能となる。ＥＸ６とし
ては、交流から直接に交流を作るサイクロコンバータ方
式が使用される。ずなわら、ＥＸ６は電源用の励磁変換
器用変圧器５を経て商用周波の交流電源を取込み数Ｈｚ
の低周波交流に変換してＡＥＳＭの回転子（２次コイル
）２に供給する。また、レゾルバ７の出力信号（位相検
出信号）をマイクロコンピュータによって演算を行うＥ
Ｘの制御器８に与え、ＥＸ６のサイリスタデー１・制御
や可逆式ポンプ水車３を制御するガバナ制御信号等に用
いる。第４図に示すように設定された有効電力指令、無
効電力指令、電圧及び最適回転数になるようにＥＸの制
御器８を制御してＡ、 Ｅ Ｓ Ｍを運転する。
従来の交流励磁同期機の２次励磁装置は以」二のように
構威されているので、励磁用変換器の電源側の力率が悪
く、かつ励磁変換器用変圧器の複雑な構成、また交流励
磁同期機の容量大等のために装置の設置スペースが大と
なり、交流励磁方式可変速システム全体として不経済で
あるなどの課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、励磁用変換器の回路構成、及び制御方法の改善
を図ることにより経済的な揚水運転時のＡＦＣ調整が可
能な交流励磁同期機の２次励磁装置を得ることを目的と
する。
構威されているので、励磁用変換器の電源側の力率が悪
く、かつ励磁変換器用変圧器の複雑な構成、また交流励
磁同期機の容量大等のために装置の設置スペースが大と
なり、交流励磁方式可変速システム全体として不経済で
あるなどの課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、励磁用変換器の回路構成、及び制御方法の改善
を図ることにより経済的な揚水運転時のＡＦＣ調整が可
能な交流励磁同期機の２次励磁装置を得ることを目的と
する。
請求項（１）記載の発明に係る交流励磁同期機の２次励
磁装置ば、励磁用変換器を互いに独立して制御可能に分
離したインバータ及び強制転流式電圧型コンバータと、
前記インバータへの制御指令を出力するために有効電力
指令、無効電力指令、電圧及び最適回転数の諸指令を取
込んで演算をする励磁用変換器の制御器と、前記コンバ
ータの力率を１．０に近似する制御を実行するための力
率改善回路を備えたものである。 また、請求項（２）記載の発明に係る交流励磁同期機の
２次励磁装置は、励磁用変換器を二１ンハークおよび強
制転流式のインバータで構威し、前記インバータの始動
時と運転時とを切替えて制御するため、該インバータに
制御指令を与えるための運転・始動切替回路と、前記イ
ンバータの始動時には前記運転・始動切替回路を始動側
に切替えて該インバータに交流励磁同期機の漸増始動を
指令する始動時周波数指令回路と、前記インバータ始動
の所定時間後に運転・始動切替回路を運転側に切替え該
インバータに対し出力３相電流をｄ、 ｑ軸の２軸変
換して交流励磁同期機を制御するため有効電力、最適無
効電力、電圧及び最適回転数制御の諸指令による演算を
実行するインバータ制御部と、前記コンバータに対して
直流出力電圧一定制御と電源側力率１．０近似の制御を
行う励磁用変換器の制御部とを備えたものである。
磁装置ば、励磁用変換器を互いに独立して制御可能に分
離したインバータ及び強制転流式電圧型コンバータと、
前記インバータへの制御指令を出力するために有効電力
指令、無効電力指令、電圧及び最適回転数の諸指令を取
込んで演算をする励磁用変換器の制御器と、前記コンバ
ータの力率を１．０に近似する制御を実行するための力
率改善回路を備えたものである。 また、請求項（２）記載の発明に係る交流励磁同期機の
２次励磁装置は、励磁用変換器を二１ンハークおよび強
制転流式のインバータで構威し、前記インバータの始動
時と運転時とを切替えて制御するため、該インバータに
制御指令を与えるための運転・始動切替回路と、前記イ
ンバータの始動時には前記運転・始動切替回路を始動側
に切替えて該インバータに交流励磁同期機の漸増始動を
指令する始動時周波数指令回路と、前記インバータ始動
の所定時間後に運転・始動切替回路を運転側に切替え該
インバータに対し出力３相電流をｄ、 ｑ軸の２軸変
換して交流励磁同期機を制御するため有効電力、最適無
効電力、電圧及び最適回転数制御の諸指令による演算を
実行するインバータ制御部と、前記コンバータに対して
直流出力電圧一定制御と電源側力率１．０近似の制御を
行う励磁用変換器の制御部とを備えたものである。
請求項（１）記載の発明におりる励磁用変換器は、強制
転流式電圧形のコンバータを含んで構成され、このコン
バータは力率改善回路によって力率が１．０となるよう
に制御される。 また、請求項（２）記載の発明における励磁用変換器は
、強制転流式のインバータおよびコンバータを含んで構
成され、このインバータは電力制御および最適回転数制
御が施され、また、コンバータは力率が１．０となるよ
うに制樹１されるとともに出力電圧一定制御が施される
。
転流式電圧形のコンバータを含んで構成され、このコン
バータは力率改善回路によって力率が１．０となるよう
に制御される。 また、請求項（２）記載の発明における励磁用変換器は
、強制転流式のインバータおよびコンバータを含んで構
成され、このインバータは電力制御および最適回転数制
御が施され、また、コンバータは力率が１．０となるよ
うに制樹１されるとともに出力電圧一定制御が施される
。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
、第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、６−１はＥＸ６のインバータ、６−２は
同しくＥＸ６のコンバータ、１０はコンバータ６−２の
電源側の力率を１．０に制御する力率改善回路である。 次に動作について説明する。まずＥＸの制御器８に入力
された有効電力指令、無効電力指令、電圧及び最適回転
数等の制御指令はインバータ６１を制御する制御指令を
生威し、該インバータ６１の出力は回転子２に可変周波
数の交流電力を与える。一方、力率改善回路１０は前記
インバータ６−１とは独立して構成されたコンバータ６
２の電源側力率が常に１．０に近似するように該コンバ
ータ６−２を制御する。（従来のサイクロコンバータ方
式ではコンバータ部が独立していなかったために力率制
御が単独に行えないため通常の力率は０．２程度と非常
に低い。） 第２図はこの発明の各部波形の一例を示したものである
。また、従来のサイクロコンバータ方式の各部波形の一
例を第６図に示す。第２図に示したように力率改善回路
１０によって力率１．０に近似の制御が行われるとイン
バータ６−１の出力側ａ、ＡＥＳＭ側）とコンバータ６
−２の入力端（ｂ、電源側）の電圧、電流は明らかにＥ
Ｘの制御器８による波形改善の効果が顕著に現われてい
る。 すなわち、電圧と電流間に位相のずれば見当らない。特
に第６図の従来例と比較した場合には第２図の場合、電
源側における電圧電流の位相差に力率改善の成果が明確
に現われていることがわかる。 また、従来のサイクロン：Ｉンバータ方式では回路上Ｊ
ｉｉｌ］磁変換器相変換器用変圧器５複雑になるのに対
し、この発明では極めて単純化された構造になっている
ことがわかる。これはＥＸ６をインバータ６−１とコン
バータ６−２とに完全に機能分離の構成としたことによ
る。 更に、ｂ、電源側の波形もこの発明の場合にはリンプル
含有率が少いために各部フィルタの容量が小さくなる。 また、この発明のパワー回路にはＧＴＯ（ゲートターン
オフ）素子２０が使用される。ＧＴＯ素子２０を採用す
ると並列、直列スナバ回Ｎ（ザージ抑制回路）２１．２
２が必要どなるので、そのスパナ回路２１．２２の損失
も大きい。そこで、第３図に示すようにスナバエネルギ
回生回路２３を設けることにより前記損失を小さく抑え
ることができる。図中、２４はスナバコンデンサ、２５
はスナバリアクトル、２６は補助ＧＴＯ１２７はＣＴ（
電流検出器）、２８は直列コンデンサ、２９９ はフライホイールダイオードである。 なお、第３図はインバータ回路６−１の１アームを取出
して示した要部の詳細図である。 また、七記実施例では励磁用変換器６の一例として強制
転流式１２相電圧コンバータについて説明したが、１２
相でなく多相形であってもよい。 また、片側強制転流式であってもよい。 次に、第４図にこの発明の他の実施例を示す。 図は交流励磁同期機の２次励磁装置のブロック図である
。図において、１１はインバータ制御部、１２は系統の
電流を検出する変流器、１３は同じく系統の電圧を検出
する変成器、１４ば有効電力。 最適回転数制御部、１５は電圧、無効電力制御部、１６
は位相の（ｄ、 ｑ）軸制御部、１７ば運転・始動切替
回路、１８は始動時周波数指令回路である。 次に動作について説明する。まず、この場合にはＥＸ６
を強制転流式の多相インバータとコンバークと完全分離
するために該インバータ６−１は有効電力、最適回転数
制御部１４によって制御し、コンバータ６−２は出力電
圧一定制御と電源側力０ 率１．０となるように制御区分したものである。インバ
ータ制御部１１は大きくは有効電力、最適回転数制御部
１４及び電圧、無効電力制御部１５から制御指令とレゾ
ルバ７によって検出される位相信号とを取込んで交流励
磁同期機の３相電流をｄｑ軸の２軸変換し、有効型ツノ
、最適無効電力、電圧と最適回転数制御とを行う演算が
行われる。また、始動時には運転・始動切替回路１７を
ｂ（始動）側に切替えておき、始動時周波数指令回路１
８からの指令によってインバータ６−１を運転開始し、
ＡＥＳＭを徐々に加速する。しかる後に運転・始動切替
回路１７をａ（運転）側に切替えて通常運転に入る。ま
た、位相制御の基準となる信号を前記レゾルバ７によっ
て検出し系統周波数と回転速度との差を生威し、この基
準信号を基にして励磁電流の大きさと位相とをインバー
タ６−１で制御して回転子２に人力し固定子１の電圧及
び電力を最終的に制御する。 なお、上記実施例では励磁用変換器６の一例として強制
転流式多相電圧インバータについて説明したが、強制転
流は片側あるいは両側強制転流式であってもよく並列多
重としてもよい。また、電圧形でも電流形でもよく、素
子はＧＴＯ，）ランジスタ、または他の素子であっても
よく上記実施例と同様の効果を奏する。
、第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、６−１はＥＸ６のインバータ、６−２は
同しくＥＸ６のコンバータ、１０はコンバータ６−２の
電源側の力率を１．０に制御する力率改善回路である。 次に動作について説明する。まずＥＸの制御器８に入力
された有効電力指令、無効電力指令、電圧及び最適回転
数等の制御指令はインバータ６１を制御する制御指令を
生威し、該インバータ６１の出力は回転子２に可変周波
数の交流電力を与える。一方、力率改善回路１０は前記
インバータ６−１とは独立して構成されたコンバータ６
２の電源側力率が常に１．０に近似するように該コンバ
ータ６−２を制御する。（従来のサイクロコンバータ方
式ではコンバータ部が独立していなかったために力率制
御が単独に行えないため通常の力率は０．２程度と非常
に低い。） 第２図はこの発明の各部波形の一例を示したものである
。また、従来のサイクロコンバータ方式の各部波形の一
例を第６図に示す。第２図に示したように力率改善回路
１０によって力率１．０に近似の制御が行われるとイン
バータ６−１の出力側ａ、ＡＥＳＭ側）とコンバータ６
−２の入力端（ｂ、電源側）の電圧、電流は明らかにＥ
Ｘの制御器８による波形改善の効果が顕著に現われてい
る。 すなわち、電圧と電流間に位相のずれば見当らない。特
に第６図の従来例と比較した場合には第２図の場合、電
源側における電圧電流の位相差に力率改善の成果が明確
に現われていることがわかる。 また、従来のサイクロン：Ｉンバータ方式では回路上Ｊ
ｉｉｌ］磁変換器相変換器用変圧器５複雑になるのに対
し、この発明では極めて単純化された構造になっている
ことがわかる。これはＥＸ６をインバータ６−１とコン
バータ６−２とに完全に機能分離の構成としたことによ
る。 更に、ｂ、電源側の波形もこの発明の場合にはリンプル
含有率が少いために各部フィルタの容量が小さくなる。 また、この発明のパワー回路にはＧＴＯ（ゲートターン
オフ）素子２０が使用される。ＧＴＯ素子２０を採用す
ると並列、直列スナバ回Ｎ（ザージ抑制回路）２１．２
２が必要どなるので、そのスパナ回路２１．２２の損失
も大きい。そこで、第３図に示すようにスナバエネルギ
回生回路２３を設けることにより前記損失を小さく抑え
ることができる。図中、２４はスナバコンデンサ、２５
はスナバリアクトル、２６は補助ＧＴＯ１２７はＣＴ（
電流検出器）、２８は直列コンデンサ、２９９ はフライホイールダイオードである。 なお、第３図はインバータ回路６−１の１アームを取出
して示した要部の詳細図である。 また、七記実施例では励磁用変換器６の一例として強制
転流式１２相電圧コンバータについて説明したが、１２
相でなく多相形であってもよい。 また、片側強制転流式であってもよい。 次に、第４図にこの発明の他の実施例を示す。 図は交流励磁同期機の２次励磁装置のブロック図である
。図において、１１はインバータ制御部、１２は系統の
電流を検出する変流器、１３は同じく系統の電圧を検出
する変成器、１４ば有効電力。 最適回転数制御部、１５は電圧、無効電力制御部、１６
は位相の（ｄ、 ｑ）軸制御部、１７ば運転・始動切替
回路、１８は始動時周波数指令回路である。 次に動作について説明する。まず、この場合にはＥＸ６
を強制転流式の多相インバータとコンバークと完全分離
するために該インバータ６−１は有効電力、最適回転数
制御部１４によって制御し、コンバータ６−２は出力電
圧一定制御と電源側力０ 率１．０となるように制御区分したものである。インバ
ータ制御部１１は大きくは有効電力、最適回転数制御部
１４及び電圧、無効電力制御部１５から制御指令とレゾ
ルバ７によって検出される位相信号とを取込んで交流励
磁同期機の３相電流をｄｑ軸の２軸変換し、有効型ツノ
、最適無効電力、電圧と最適回転数制御とを行う演算が
行われる。また、始動時には運転・始動切替回路１７を
ｂ（始動）側に切替えておき、始動時周波数指令回路１
８からの指令によってインバータ６−１を運転開始し、
ＡＥＳＭを徐々に加速する。しかる後に運転・始動切替
回路１７をａ（運転）側に切替えて通常運転に入る。ま
た、位相制御の基準となる信号を前記レゾルバ７によっ
て検出し系統周波数と回転速度との差を生威し、この基
準信号を基にして励磁電流の大きさと位相とをインバー
タ６−１で制御して回転子２に人力し固定子１の電圧及
び電力を最終的に制御する。 なお、上記実施例では励磁用変換器６の一例として強制
転流式多相電圧インバータについて説明したが、強制転
流は片側あるいは両側強制転流式であってもよく並列多
重としてもよい。また、電圧形でも電流形でもよく、素
子はＧＴＯ，）ランジスタ、または他の素子であっても
よく上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば交流ｗＪ磁同期機の２
次励磁装置を、励磁用変換器として強制転流式電圧形の
コンバータを使用するように、または、強制転流式のイ
ンバータおよびコンバータを使用するように構成したの
で、電源側力率を１．０とする制御が可能となって交流
励磁同期機の容量を低減でき、かつ、回路構成を簡易に
できる経済的なものが得られる効果がある。
次励磁装置を、励磁用変換器として強制転流式電圧形の
コンバータを使用するように、または、強制転流式のイ
ンバータおよびコンバータを使用するように構成したの
で、電源側力率を１．０とする制御が可能となって交流
励磁同期機の容量を低減でき、かつ、回路構成を簡易に
できる経済的なものが得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による交流励磁同期機の２
次励磁回路のブロック構成国、第２図はこの発明の要部
波形の説明図、第３図はこの発明のスナバエネルギー回
生回路の説明図、第４図はこの発明の他の実施例を示す
インバータ制御部のブロック構成図、第５図は従来の交
流励磁同期機の２次励磁回路のブロック構成国、第６図
は従来の要部波形の説明図である。 図において、２は回転子、３は可逆式ポンプ水車、６は
励磁用変換器、６−１はインバータ、６２はコンバータ
、８は励磁用変換器の制御器、ＩＯは力率改善回路、１
１はインバータ制御部、１４は有効電力、最適回転数制
御部、１５は電圧。 無効電力制御部、１７は運転・始動切替回路、１８は始
動時周波数指令回路である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 ｌ〕 の ω の 〉〉−
次励磁回路のブロック構成国、第２図はこの発明の要部
波形の説明図、第３図はこの発明のスナバエネルギー回
生回路の説明図、第４図はこの発明の他の実施例を示す
インバータ制御部のブロック構成図、第５図は従来の交
流励磁同期機の２次励磁回路のブロック構成国、第６図
は従来の要部波形の説明図である。 図において、２は回転子、３は可逆式ポンプ水車、６は
励磁用変換器、６−１はインバータ、６２はコンバータ
、８は励磁用変換器の制御器、ＩＯは力率改善回路、１
１はインバータ制御部、１４は有効電力、最適回転数制
御部、１５は電圧。 無効電力制御部、１７は運転・始動切替回路、１８は始
動時周波数指令回路である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 ｌ〕 の ω の 〉〉−
Claims (2)
- （１）可逆式ポンプ水車に直結された交流励磁同期機の
回転子を励磁用変換器により制御し可変速運転を行うよ
うに構成した交流励磁同期機の２次励磁装置において、
前記励磁用変換器を互いに独立して制御可能に分離した
インバータ及び強制転流式電圧型コンバータと、前記イ
ンバータへの制御指令を出力するために有効電力指令、
無効電力指令、電圧及び最適回転数の諸指令を取込んで
演算をする励磁用変換器の制御器と、前記コンバータの
力率を１．０に近時する制御を実行するための力率改善
回路を備えたことを特徴とする交流励磁同期機の２次励
磁装置。 - （２）可逆式ポンプ水車に直結された交流励磁同期機の
回転子を励磁用変換器により制御し可変速運転を行うよ
うに構成した交流励磁同期機の２次励磁装置において、
前記励磁用変換器は強制転流式のインバータおよびコン
バータで構成され、前記インバータの始動時と運転時と
を切替えて制御するため、該インバータに制御指令を与
えるための運転・始動切替回路と、前記インバータの始
動時には前記運転・始動切替回路を始動側に切替えて該
インバータに交流励磁同期機の漸増始動を指令する始動
時周波数指令回路と、前記インバータ始動の所定時間後
に運転・始動切替回路を運転側に切替え該インバータに
対し出力３相電流をｄ、ｑ軸の２軸変換して交流励磁同
期機を制御するため有効電力、最適無効電力、電圧及び
最適回転数制御の諸指令による演算を実行するインバー
タ制御部と、前記コンバータに対して直流出力電圧一定
制御と電源側力率１．０近似の制御を行う励磁用変換器
の制御部とを備えたことを特徴とする交流励磁同期機の
２次励磁装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165075A JP2588275B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | 交流励磁同期機の２次励磁装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165075A JP2588275B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | 交流励磁同期機の２次励磁装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0332399A true JPH0332399A (ja) | 1991-02-12 |
| JP2588275B2 JP2588275B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=15805395
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1165075A Expired - Fee Related JP2588275B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | 交流励磁同期機の２次励磁装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2588275B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR3112039A1 (fr) * | 2020-06-30 | 2021-12-31 | Supergrid | Système de transfert de puissance entre un réseau à courant alternatif et une turbine hydraulique réversible |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5475514A (en) * | 1977-11-30 | 1979-06-16 | Hitachi Ltd | Exciting device of thyristor |
| JPS5812596A (ja) * | 1981-07-14 | 1983-01-24 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 巻線形誘導発電機による力率調整方法 |
-
1989
- 1989-06-27 JP JP1165075A patent/JP2588275B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
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| US12316123B2 (en) | 2020-06-30 | 2025-05-27 | Supergrid Institute | Power transfer system between an AC network and a reversible hydraulic turbine |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2588275B2 (ja) | 1997-03-05 |
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