JPH0334095B2 - - Google Patents

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JPH0334095B2
JPH0334095B2 JP59132134A JP13213484A JPH0334095B2 JP H0334095 B2 JPH0334095 B2 JP H0334095B2 JP 59132134 A JP59132134 A JP 59132134A JP 13213484 A JP13213484 A JP 13213484A JP H0334095 B2 JPH0334095 B2 JP H0334095B2
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JP
Japan
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signal
reactive power
command signal
control device
angle
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JP59132134A
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JPS6045824A (ja
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Rindosei Ripitsuto Dabido
Heinzu Uookaa Rooren
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General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
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Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
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Publication of JPH0334095B2 publication Critical patent/JPH0334095B2/ja
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
    • H02J3/1821—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators
    • H02J3/1835—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control
    • H02J3/1842—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using shunt compensators with stepless control having reactive elements actively controlled by bridge converters, e.g. active filters or static compensators [STATCOM]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/20—Active power filtering [APF]

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般に、時間とともに変動する負荷に
給電する交流AC送電線の力率、電流と電圧との
間の位相角を制御する方法と手段に関するもので
あり、更に詳しくはこのような送電線で負荷の補
償および力率の補正に使用される可変リアクタン
スとして働く静止形無効電力var発生器に関する
ものである。
無効電力補償と力率補正のため従来では回転同
期進相機と機械的にスイツチングされる固定のコ
ンデンサまたはインダクタのバンクが使用されて
きたが、大電力サイリスタ技術の最近の進歩の結
果として一般に無効電力発生器と呼ばれる制御可
能な静止形無効電力源が開発された。電流源無効
電力発生機として知られている１つの公知の一般
的な種類の無効電力発生器には６パルス式交流−
直流AC−DC変換器が含まれ、その交流端子は交
流送電線に接続され、直流端子は直流インダクタ
を介して短絡されている。この種類の特定の形式
では、その６パルス式AC−DC変換器として被制
御電流インバータCCIのインバータ部分を使つて
いる。
ラスズロ・グユギ（Laszlo Gyugyi）の論文
「サイリスタ回路による無効電力の発生と制御」
（IEEE Transactions On Industry
Applications、1A−15巻、５号、1979年９月／
10月、521頁乃至532頁）に開示されているよう
に、無効電力発生器として使用される電流源イン
バータは自然転流または制御転流とすることがで
きる。自然転流式インバータは遅れ無効電力しか
供給できないのに対して、強制転流式インバータ
は遅れ無効電力と進み無効電力の両方を供給する
ことができる。自然転流式インバータは６個のサ
イリスタの簡単なブリツジで構成されるのに対し
て、強制転流式インバータには６個のサイリスタ
のブリツジ、直列接続されたダイオード、および
交差結合されたコンデンサが含まれる。どちらの
回路も当業者には周知のものである。自然転流式
インバータが動作できるのは直流電流が１対のサ
イリスタから次のサイリスタへ自然に切り変えら
れるような遅れ角でサイリスタが点弧されるとき
だけである。したがつて、自然転流式インバータ
はサイリスタの点弧遅れ角が0゜から180゜の範囲に
限定された制御可能な整流器として動作する。
90゜遅れの点の近くで、すなわち交流電流が電圧
に対して90゜遅れるようにサイリスタのゲート駆
動を岡ぬことによつて、ほぼゼロ・ボルトの直流
電圧が発生され、インダクタの電流はゲート駆動
の角度の僅かな変化（進み）によつて制御するこ
とができる。したがつて、この回路は交流線路両
端間の連続的に可変の平衡３相インダクタすなわ
ち制御可能な遅れ無効電力の源として現れる。
しかし、強制転流式インバータ構成では、サイ
リスタは0゜−360゜の全点弧角範囲にわたつて動作
させ得るゲート・ターンオフ素子のように働き、
したがつて進み線路電流と遅れ線路電流の両方を
供給することができるので、可変の平衡３相コン
デンサまたはインダクタとして選択的に動作する
ことができる。
強制転流式サイリスタ・ブリツジは進み象限と
遅れ象限の両方で電流限無効電力発生器
（CSVG）として制御することができるが、これ
は本来非常に被直線な制御特性を示し、非常に大
きくかつ変動する輸送遅延を生じ、進み動作と遅
れ動作で制御特性が異なる。
発明の概要 したがつて、本発明の１つの目的は無効電力発
生器とその動作方法を改良することである。
本発明のもう１つの目的は電流限無効電力発生
器の制御を改良することである。
本発明の更にもう１つの目的は進み象限と遅れ
象限の動作に於いて電流限無効電力発生器の線形
制御を提供することである。
本発明の更にもう１つの目的はダイナミツク応
答が一様な線形制御特性を表わす電流限無効電力
発生器を提供することである。
本発明の更にもう１つの目的は大きい遅れ無効
電力からゼロを通つて大きい進み無効電力の至る
負荷の全範囲にわたつて線形の一様なダイナミツ
ク応答を示す電流限無効電力発生器を提供するこ
とである、 上記の目的およびその他の目的はサイリスタ・
ブリツジを含む強制転流式電流源インバータで構
成される無効電力発生器の制御特性が実質的に非
直線であるという事実を認識することによつて達
成される。この非直線性とは無効電力の利得がゲ
ート駆動の角度の関数として広範囲に変ることを
言う。負帰還調整器では基本的なシステム利得が
非常に広範囲に変る動作点の範囲にわたつて無効
電力発生器を安定かつ満足に調整することはでき
なかつた。本発明の方法と装置を用いれば無効電
力発生器が良好に制御される。即ちシステムの非
直線性を擬似したフイードフオワード関数発生器
によつて無効電力発生器の静的動作点を設定し、
これを通常の負帰還調整器と組み合わせて、ダイ
ナミツク動作を制御し、フイードフオワード・モ
デルと制御しようとする真実のシステムとの間の
誤差を補正する。無効電力指令と現在の無効電力
レベルとの和でフイードフオワード関数発生器を
駆動することにより過渡応答が改善される。進み
と遅れの両方の動作で同様なダイナミツク応答が
得られる。
発明の具体的説明 次に第１図に於いて、３相交流電源１０は局部
的な誘導性リアクタンス１２，１４および１６を
含んでいて、交流端子２３，２５、および２７に
接続された交流電力線２２，２４、および２６に
よつて強制転流式電流源AC−DCインバータCCI
２０に接続されている。電流源インバータ２０は
当業者には周知の強制転流式サイリスタ・ブリツ
ジで構成され、６個のサイリスタ２８1乃至２８
６、その角々に直列接続されたダイオード３０1乃
至３０6、および６個の交差結合されたコンデン
サ３２1乃至３２6を含んでいる。更に第１図に示
すように、インダクタ３４が回路導線３６および
３８によつてサイリスタ・ブリツジの直流出力端
子３３と３５との間に接続されている。図示され
ていないサイリスタ・ゲート駆動回路すなわちサ
イリスタ点弧回路がサイリスタ２８1乃至２８6の
各々のゲート電極に接続されており、自然転流の
最も早い時点、すなわち３相交流システムの線間
電圧のゼロ交差点から測つた所定の遅れ角αでサ
イリスタを逐次的に点弧する。
更に周知の如く、インダクタ３４という誘導性
負荷を有する強制転流式電流源インバータ２０は
遅れまたは進みの無効電力（ボルト・アンペア無
効分）を供給する無効電力発生器として働いて、
交流電源１０に接続された（図示しない）負荷イ
ンピーダンスの互に反対の形式の負荷リアクタン
スを補償する。このような負荷インピーダンスの
代表的なものとして、電気機械、線路転流式サイ
リスタ電動機駆動装置のような比較的大きな遅れ
（誘導性）負荷がある。負荷のリアクタンス成分
に大きさがほぼ等しくて、それとは反対の無効電
力成分（バール）を供給することによつて、負荷
に対して最大の電力転送を行うほぼ抵抗性の交流
インピーダンスとして現われる同調システムが提
供される。無効電力発生器を制御することにより
力率を１以外にすること、たとえば負荷変動によ
る電圧擾乱を最小限にする様にすることができ
る。
第１図の無効電力発生器２０の動作特性は第２
図に示すようになつている。この特性を表わすグ
ラフは遅れと進みの両方の無効電力と、サイリス
タ２８1乃至２８6の点弧の遅れすなわちゲート駆
動の遅れ角αとの関係を描いたものである。この
特性は次のように説明することができる。もし第
１図の回路構成が直列ダイオードや転流コンデン
サのない単なる６個のサイリスタのブリツジであ
るとすれば、それはサイリスタのゲート駆動の遅
れを変えることによつて制御可能な直流電圧をイ
ンダクタ３４の両端間に与える制御可能な整流回
路として働くだけである。90゜遅れの点の近くで、
すなわち電流が線路電圧より90゜遅れるようにサ
イリスタゲート駆動することによつて、ほぼ０ボ
ルト直流電圧が発生され、インダクタ３４の直流
電流は図示特性曲線の直線部分４０で表わされる
ようにゲート駆動の角度を例えば進ませるように
僅かに変化させることによつて制御することがで
きる。しかし、ダイオード３０1乃至３０6および
コンデンサ３２1乃至３２6が含まれていると、サ
イリスタ２８1乃至２８6に対するターンオフ機能
が得られ、0゜−360゜の全点弧角範囲にわたつてゲ
ート駆動を行うとこができるので、進み無効電力
源が得られる。したがつて、ゲート駆動を第２図
の270゜の遅れに対応する90゜の進みまで変化させ
ると、直流出力電圧は90゜遅れの場合と同様にゼ
ロになる。インダクタの電流レベルはまたゲート
駆動の角度を選択することによつて制御可能であ
るが、ゲート駆動の角度進ませるにつれて、即ち
270゜から進ませるにつれて、第２図に示す実際の
特性の非直線特性部分４２に従つて電流が減少す
る。この非直線進み特性４２は、サイリスタを進
み動作でオンにゲート駆動するたびごとに特定の
転流コンデンサの電圧が逆転するのに要する時間
によつてきまる。この時間は典型的には60Hzの最
大直流電流で30゜である。更に、この時間はサイ
リスタのゲート駆動と対応する直流ダイオードの
電流通電開始との間の遅延である。交流線路から
電流を引き出すために、90゜進みの点、即ち第２
図に示すように270゜の点でダイオードは導通を開
始しなければならない。したがつて、最大進み無
効電力では、270゜遅れ即ち90゜進みの点より30゜先
にあるα＝240゜遅れの点でサイリスタがゲート駆
動される。
サイルサタとダイドーお転流の間の遅延は直流
電流にほぼ反比例する。この特性はダイオード導
通の遅延が120゜となるような電流に達するまで当
てはまる。この120゜の遅延はサイリスタのゲート
駆動が270゜−120゜＝150゜、すなわち第２図の特性
曲線の点44で行われる場合に生じる。したがつ
て、転流容量が存在するために、特性曲線の部分
４６で示すように、たとえゲート駆動の角度を
90゜の点に向つて変化させても、電流はこの最小
レベルより下に下ろうとしない。最小電流の値は
次の式で与えられる。
Id（最小）＝Vs√２ω３／２C〓 ……(1) ここで、Vs√２は線路間ピーク電源電圧、ω
は電源周波数（ラジアン／秒の単位）、C〓は転流
コンデンサ３２1乃至３２6のうちの１つの容量値
である。
ゲート駆動を更に進めて90゜遅れの点に近づけ
たとき（第２図）、ダイオード３０1乃至３０6の
導通期間が重なり、最終的に６個のダイオードの
うち５個が常に導通し、コンデンサ３２1乃至３
２6が転流コンデンサとして働かなくなる。この
ようにして、上記の制御可能な整流回路の動作が
行なわれる。導通しているダイオードはコンデン
サを直接、交流電源１０とサイリスタ２８1乃至
２８6との間に接続し、直流電流が自由にインダ
クタ３４に流れるようにする。その結果、特性曲
線の内の直線特性部分４０が得られる。ゲート駆
動の角度領域４８および５０は、インダクタ両端
間に大きな正の直流電圧が発生して過大直流電流
が生じるために使用されない過大電流領域を表わ
す。
次に第３図に示す回路は、第２図に示す特性を
有する第１図の電流源無効電力発生器２０の動作
を変換して、ほぼ線形で一様なダイナミツク応答
を有し且つ遅れ無効電力と進み無効電力の両方を
罰製する無効電力発生器とするものである。第３
図では、第１図の強制転流式電流源インバータ
CCI２０がサイリスタ点弧回路５２に接続され
て、無効電力回路５４を構成するものとして示さ
れている。無効電力回路５４は電力線２２，２
４，２６ならびに隔離リアクトル２３，２５，２
７によつて３相交流電源１０に接続されている。
交流電源１０は更に３相電源線５８，６０，６２
を介して、例えば電動機負荷よりなる負荷５６に
接続され、また電力線５９，６１，６３を介して
電動機負荷端子に接続された固定コンデンサ・バ
ンク６４にも接続されている。固定コンデンサ・
バンク６４は負荷のインダクタンスを部分的に補
正または補償する役目を果す。
電動機負荷のリアクタンス特性はその動作中、
比較的広い範囲にわたつて変動するので、可変補
償電源が必要になり、これはCCI無効電力発生器
２０によつて得られる。無効電力発生器２０は無
効電力指令信号VAR*および無効電力帰還信号
VAR FDBKに応答して発生される点弧角指令信
号α*によつて制御される。
無効電力指令信号VAR*は第３図に示すように
力率１の制御を行うために発生することができ
る。無効電力計算回路６７は電力ILと電圧VTを検
知することにより、従来の２電力計構成とほぼ同
様の方法で負荷とコンデンサ・バンクにおける全
無効電力を計算する。この計算した無効電力信号
LOAD VARが線６９に現われる。これはインバ
ータ７１で反転され、線７３で信号VAR*として
無効電力発生器に与えられる。負荷とコンデンサ
における無効電力とは反対の無効電力を発生する
ように無効電力発生器に指令することによつて、
交流電源１０から正味ゼロの無効電力が引き出さ
れ、負荷は力率１として現われる。
無効電力指令信号VAR*は力率１以外の目的を
達成するために使うこともできる。無効電力指令
を発生する別の方法が1983年６月28日出願の米国
特許出願第508711号に示されている。これによれ
ば、負荷の変動によつて交流電源電圧の大きさが
乱されないように維持する無効電力指令が発生さ
れる。
無効電力帰還信号VAR FDBKは無効電力計算
回路６６によつて発生される。無効電力計算回路
６６は計算回路６７と類似しており、これも従来
の２電圧計構成とほぼ同様に構成することができ
る。無効電力計算回路６６は電流源インバータ２
０を交流電源１０に接続する交流電力線路の内の
たとえば線路２２および２６に現われる２つの線
路電流Ivと２つの線路電圧VTに応答する。それが
望ましい場合には、電子的なメータ回路構成を使
うことができる。
第３図に於いて、点弧角指令信号α*は加算結
合点６８に印加される２つの角度信号の和により
形成される。第１の角度信号は線形帰還制御回路
７０により発生され、第２の角度信号は非線形フ
イードフオワード制御回路７２によつて発生され
る。帰還制御回路７０は無効電力指令信号VAR*
と無効電力帰還信号VAR FDBKとの誤差に応答
して第１の角度信号の発生を実質的に制御するよ
うに動作する。フイードフオワード制御回路７２
は同じ信号VAR*と信号VAR FDBKとの和に応
答して第２の角度信号の発生を実質的に制御する
ように動作する。
第２図に示すように、遅れ無効電力に対する制
御特性はほぼ直線であるのに対して、進み無効電
力に対する制御特性は非直線である。したがつ
て、線形帰還制御回路７０には線形調整回路７４
が含まれており、線形調整回路７４の入力信号は
加算結合点７６の出力であり、これは無効電力指
令信号VAR*とバール帰還信号VAR FDBKとの
間の差信号即ち誤差信号である。調整回路７４は
例えば演算増幅器で構成された比例・積分型制御
器であり、伝達関数−Ｋ（１＋ST／Ｓ）の利得増幅 器として動作する。ここで、Ｓはラプラス演算
子、Ｔは時定数、Ｋは利得定数である。この増幅
器は、希望によつては単純な利得を持つようにす
ることもできる。調整回路７４の出力は信号クラ
ンプ回路７８に与えられる。信号クランプ回路７
８は調整回路７４の可変出力を制限する。
フイードフオワード制御回路７２は非線形能動
回路を含み、これは第２図の実際の静的特性に合
う信号伝達関数を持つように設計されている。こ
れは主として無効電力指令信号VAR*に応答す
る。ブロツク８２および８４は信号変換回路を表
わし、それぞれＫおよび１−Ｋの利得を持つ。こ
こでＫは0.5と1.0との間の範囲内の値である。Ｋ
が１に等しい場合には、ブロツク７２の機能は加
算結合点６８に無効電力指令信号に対応する適切
なゲート駆動の角度αの値を与えることである。
このようにして、帰還制御回路７０はαの値に対
してダイナミツクな強制的な精密な誤差補正を行
い、フイードフオワード制御回路８０は静的な設
定値を与える。
進みと遅れの両方の動作で同様なダイナミツク
応答を維持するために、非直線回路８０のダイナ
ミツク動作を制限することが必要である。と云う
のは、伝達関数が象限内の無効電力ゼロの近傍に
非常に高利得の領域を含んでいるからである。こ
の高利得により、この領域内での無効電力指令の
小さな変化に対して比較的大きな角度指令が与え
られることがある。この影響は、一部が無効電力
指令信号VAR*で構成され、一部が無効電力帰還
信号VAR FDBKで構成された入力信号を回路８
０に与えることによつて打ち消される。このため
無効電力指令信号VAR*が信号変換回路８２に結
合され、無効電力帰還信号VAR FDBKが信号変
換回路８４に結合される。この２つの回路８２お
よび８４の倍率即ち利得は和が１となるようにそ
れぞれＫと１−Ｋに選ばれる。第３図に示すよう
に、２つの回路８２および８４は加算結合点８６
に接続されている。加算結合点８６で発生される
複合駆動信号は非線形回路８０の入力に接続され
る。
したがつて、無効電力指令信号VAR*と無効電
力帰還信号VAR FDBKとがほぼ等しい定常状態
では、回路８０の複合入力信号は信号VAR*によ
り定められる動作点に等しくなり、回路８０の出
力は適切な点弧角指令α*に設定される。無効電
力指令信号VAR*がダイナミツクに動いて無効電
力発生器２０がまだ応答していないときは、非線
形回路８０による強制的な作用は係数Ｋだけ小さ
くされる。倍率Ｋと１−Ｋを適切な大きさ、典型
的にはＫ＝0.75と１−Ｋ＝0.25に設定することに
よつて、進み動作における過渡応答を遅れ動作に
おけるものと同様に作ることができるので、全体
の過渡応答はすべての動作点でほぼ一様になる。
ここで、線形帰還制御回路７０の非線形フイー
ドフオワード制御回路７２との組み合わせで行わ
れる制御の結果として、直流電流でなく無効電力
（バール）が調整されることに注意されたい。も
しインダクタ３４を通る直流電流を調整する場合
には、本発明の制御は進み動作から遅れ動作への
遷移時に方向を反転しなければならず、したがつ
てゼロの無効電力で動作することが難しくなる。
更に、非線形フイードフオワード制御と線形帰還
制御の組み合わせの使用によつて、高速応答し、
線形であり、安定である精密制御が得られる。
第３図に示した無効電力調整制御を実行する回
路の詳細が第４図の回路図に示されている。第４
図で、信号α*はゼロ・ボルトのときゲート駆動
の角度を180゜とし、正極性のときは遅れ無効電
力、即ち90゜（第２図）に向つて、ゲート駆動の角
度αを進めることを表わし、負極性のときは進み
無効電力、即ち270゜遅れ（第２図）に向つて角度
αを遅らせることを表わすものとする。無効電力
指令信号VAR*がたとえば端子８８に与えられ、
無効電力帰還信号VAR FDBKが端子９０に与え
られる。まず線形帰還回路７０について考える
と、調整回路７４は反転入力と非反転入力の１対
の入力をそなえた演算増幅器９２で構成される。
第４図に示すように、反転入力９３は信号加算結
合点７６に直結され、この結合点７６は加算抵抗
９４，９５を介して信号端子８８および９０に結
合される。しかし、信号VAR*の入力端子８８と
抵抗９５との間には簡単な信号反転演算増幅器９
６がある。更に、入力端子８８と反転増幅器９６
の入力との間には隔離抵抗９７が接続されてい
る。更に調整回路７４の演算増幅器９２には、出
力９９と反転入力９３との間に直列の抵抗および
コンデンサよりなる帰還回路９８が接続されてい
る。非反転入力１００は固定抵抗１０１を介して
アースに接続されている。
双極性信号クランプ回路７８は演算増幅器９２
の出力９９に接続されていて、１対の互いに逆極
性のダイオード１０２および１０３で構成されて
いる。ダイオード１０２，１０３はともに加算結
合点７６を介して反転入力９３に接続されてい
る。ダイオード１０２および１０３の反対側の端
子は、＋Ｖ基準電圧端子１０８と−Ｖ基準電圧端
子１０９との間に直列接続された抵抗１０４，１
０５，１０６，１０７を含む分圧回路の中間点に
それぞれ接続されている。図示するように、抵抗
１０４および１０７は可変抵抗であり、ダイオー
ド１０２および１０３に印加されるバイアス電圧
をそれぞれ制御する。演算増幅器９２の出力９９
の電圧レベルはこれらのバイアス電圧に打ち勝た
なければならない。このようにしてダイオードが
導通することにより、演算増幅器９２の出力９９
が抵抗１０５と１０６の間の共通接続点に接続さ
れているので、所望のクランプ効果が得られる。
演算増幅器９２のクランプされた出力は加算抵抗
１１０を介して信号加算結合部６８に与えられ
る。
角度指令信号α*に対して信号利得の多に適正
な信号極性を与えるために、加算結合点６８は、
非反転入力１１４がアースに直結された演算増幅
器１１２の反転入力に接続されている。第３図の
サイリスタ点弧回路５２を制御するための角度指
令信号α*がこのように演算増幅器の出力１１３
に得られる。
無効電力発生器２０の動作特性を擬似した非線
形回路８０は加算抵抗１１６を介して加算結合点
６８、したがつて演算増幅器１１２に接続されて
いる。非線形回路８０は非線形増幅器１１７、能
動クランプ回路１１８、比較器１１９、加算増幅
器１２０等のいくつかの個別の能動回路要素から
構成されている。非線形増幅器１１７は演算増幅
器１２１で構成され、演算増幅器１２１の反転入
力１２２は利得設定分圧抵抗１２３に接続されて
いる。分圧抵抗１２３は電圧フオロワ演算増幅器
１２４の出力に接続されている。演算増幅器１２
４の非反転入力１２５は分圧抵抗１２６のワイパ
ーに直結されている。分圧抵抗１２６は第３図の
Ｋおよび１−Ｋの倍率をかける信号変換回路８２
および８４、ならびに加算結合８６を構成するよ
うに働く。非線形増幅器１１７にはダイオード１
２７等の帰還回路も含まれており、演算増幅器の
出力１２８と反転入力１２２との間に接続されて
いる。非線形増幅器１１７は＋Ｖ基準電位に接続
された分圧抵抗１２９、ならびに１対の分圧抵抗
１３０および１３１で構成された抵抗回路でバイ
アスされている。ダイオード１２７の機能は、ダ
イオード１２７が導通したときに信号折点を与え
ることであり、線形出力特性を変化させて実際の
特性曲線（第２図）の非直線部分４２に相似させ
ることである。希望により、ダイオード１２７な
らびに抵抗１２９，１３０および１３１で構成さ
れた回路に類似した付加的な回路を追加して信号
折点を追加することにより非線形関数のモデルの
精度を向上することができる。
クランプ回路１１８の目的は90゜遅れの領域の
特性曲線の直線部分４０（第２図）を擬似するこ
とであり、ステツプ関数回路１１９は特性曲線の
部分４６を擬似するために設けられている。第４
図に示すように、クランプ回路１１８は演算増幅
器１３２で構成される。演算増幅器１３２の反転
入力１３３は演算増幅器１３５で構成された加算
増幅器１２０の出力１３４に接続されている。出
力１３４と入力１３３との結合は固定抵抗１３６
を介して行われる。演算増幅器１３２の出力１３
７はダイオード１３８および結合抵抗１３９を介
して非線形増幅器１１７の演算増幅器１２１の反
転入力１２２に結合されている。反転入力１１２
には、固定抵抗１４１と−Ｖ基準電圧に接続され
た分圧抵抗１４０が接続されている。分圧抵抗１
４０は非線形特性の順方向オフセツトを与えるよ
うに働く。
クランプ回路１１８の動作は次の通りである。
分圧抵抗１４３によつて与えられる基準電圧はα
＝90゜という値を表わす。非線形フイードフオワ
ード制御回路によつて指令される角度（α＊）の
実際の値は出力１３４の所に存在する。この信号
は逆極性になつている。実際の値（反転されてい
る）と基準値はそれぞれ抵抗１３６および１４４
によつて演算増幅器１３２の反転入力１３３に接
続されている。この接続によつて、演算増幅器１
３２の出力１３７は分圧抵抗１４３と出力１３４
の間の電圧の差に応答する。出力１３７によつて
指令される角度（α）信号90゜より大きいときは、
出力１３７の電圧は負となる。これによりダイオ
ード１３８が阻止状態になるので、クランプ回路
１１８は不動作となる。しかし、出力１３４の電
力がα＝90゜の値に達したときは点１３７の電圧
は正になる。これによりダイオード１３８が導通
するので、クランプ回路は動作する。出力１３４
の信号がα＝90゜を表わす信号を越えて更に進ま
ないようにする信号が加算結合点１４９ひ注入さ
れる。抵抗１４５は増幅器１３２の利得を規定
し、そのクランプ動作を線形にする。クランプ回
路が動作した後に遅れ無効電力の指令が与えられ
ると、角度αの小し進んだ値を表わす電圧が出力
１３４に生じる。このようにして実際の特性の部
分４０の匂配はクランプ回路１１８の他の抵抗と
ともに１４５によつて制御される。コンデンサ１
４６によつて閉ループ・クランプ機能の動作が安
定化される。
ステツプ関数回路１１９は基本的に電圧比較器
１４７で構成されている。電圧比較器１４７は電
子スイツチ装置１４８を動作させて、非線形演算
増幅器１１７の出力ととともに予じめ定められた
＋Ｖ電圧の加算結合点１４９に与える。演算増幅
器１１７の出力は加算抵抗１５０を介して与えら
れるのに対し、スイツチ１４８からの＋Ｖ電圧は
加算抵抗１５２を介して与えられる。
ステツプ関数回路１１９に於いて、比較器１４
７に反転入力１５３は＋Ｖ基準電圧源に接続され
た分圧抵抗１５４に抵抗１５５を介して接続され
ている。非反転入力１５６は固定抵抗１５７およ
び接地コンデンサ１５８によつて信号VAR＊の
入力端子８８に接続されている。固定抵抗１５９
は演算増幅器１４７の出力１６０から非反転入力
１５６に接続されて、ヒステリシスを与える。固
定コンデンサ１６１はノイズ抑制のために２つの
入力１５３と１５６との間に接続されている。信
号VAR＊の振幅が、分圧抵抗１５４によつて設
定されたレベルを越えたとき、比較器１４７の出
力はスイツチ１４８に結合される。この信号の結
合は抵抗１６２およびアースに接続されたダイオ
ード１６３によつて行なわれる。またバイアスが
固定抵抗１６４とそれぞれに接続された＋Ｖ基準
電位によつて与えられる。更に、スイツチ１４８
は結合抵抗１６５と波コンデンサ１６６によつ
て加算抵抗１５２に接続されている。比較器１４
７の出カレベルが負になつて、スイツチの反転入
力端子１６７に接続されたダイオード１６３の正
バイアスに打ち勝つたとき、スイツチ１４８が動
作する。
加算結合点１４９は加算用演算増幅器１３５の
反転入力１６８に接続され、演算増幅器１３５の
非反転入力１６９はアースに接続されている。演
算増幅器１３５の出力１３４の出力信号は第２図
に示す動作性を電気的に擬似したものであり、こ
れは加算結合点６８および加算用演算増幅器１１
２に与えられたとき角度指令信号α＊を発生す
る。これにより、進み遅れ無効電力動作モードで
無効電力発生器のほぼ直線的な応答が得られる。
次に第３図に戻つて、３相交流電源１０に接続
された負荷５６が電動機のような誘導性負荷を含
んでいるとき、補償のために遅れと進みの両方の
無効電力の発生が必要かという疑問が生じる。と
いうのは、電動機負荷は誘導性のリアクタンス負
荷インピーダンスを有し、これは主として進み無
効電力補償を必要とするからである。しかし指摘
しておかなければならないのは、負荷５６が働か
なくなつて実質的に消滅したための交流電源１０
の負荷が実効的に容量性負荷になつたときに、負
荷５６の両端間に接続された固定補償コンデンサ
６４自体が補償を必要とし、遅れ無効電力補償が
必要となる。したがつて、第３図および第４図に
開示された制御では、大きな遅れ無効電力からゼ
ロを通つて大きな進み無効電力までの負荷範囲全
体にわたつて線形制御が行われる。
以上、本発明の好ましい実施例について図示
し、説明してきたが、この制御をデイジタル計算
制御器で実行することもできることは明らかであ
る。本発明にこのような変形や他の変形を行うこ
とは当業者には容易なことである。したがつて、
本発明を図示し説明した特定の構成に限定するこ
とは好ましくなく、本発明の趣旨と範囲の中にあ
るこのような変形をすべて包含するものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は公知の従来技術による強制転流式電流
源無効電力発生器の概略電気回路図である。第２
図は第１図に示すような強制転流式電流源無効電
力発生器の制御特性を表わすグラフである。第３
図は本発明による第１図に示した電流源の制御を
線形化する回路の好ましい実施例を表わすブロツ
ク図である。第４図は第３図に示した無効電力発
生器の制御を実行する回路を表わす電気回路図で
ある。 ［主な符号の説明］ １０……３相交流電源、２
０……強制転流式電流源インバータ（CCI）、４
０……特性曲線の直線特性部分、４２……特性曲
線の非直線特性部分、４６……特性曲線のステツ
プ関数部分、５２……サイリスタ点弧回路、５６
……負荷、６６，６７……バール計算回路、６８
……信号加算結合点、７０……線形機関制御回
路、７４……調整回路、７６……加算結合点、７
８……信号クランプ回路、８０……フイードフオ
ワード制御回路、８２，８４……信号変換回路、
８６……加算結合点。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源に接続された静止形無効電力発生器
    の非線形動作特性を線形化する制御装置に於い
    て、(a)上記交流電源に接続されて電流源無効電力
    発生器として動作する、誘導性負荷を持つ強制転
    流式サイリスタ・インバータ、(b)ゲート駆動の角
    度指令信号に応答して上記インバータのサイリス
    タの点弧角を制御して、少なくとも進み無効電力
    を発生させる手段、(c)無効電力に対する指令に対
    応する無効電力指令信号を設定する手段、(d)上記
    無効電力指令信号に応答して変わるゲート駆動の
    角度指令信号を発生する、非直線信号伝達関数を
    有する制御手段、および(e)上記制御手段に結合さ
    れて、上記インバータの点弧角を制御する手段に
    上記ゲート駆動の角度指令信号を供給する手段、
    を有することを特徴とする制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の制御装置に於い
    て、上記非直線信号伝達関数が上記無効電力発生
    器の動作特性の少なくとも一部分を擬似している
    制御装置。 ３ 特許請求の範囲第２項記載の制御装置に於い
    て、上記無効電力発生器の上記非直線動作特性の
    上記部分が、ステツプ関数特性領域と非直線関数
    特性領域とを含む隣接領域を含んでいる制御装
    置。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の制御装置に於い
    て、更に、発生された実際の無効電力に対応する
    無効電力信号を設定する手段、上記無効電力指令
    信号と上記無効電力信号にそれぞれ倍率をかける
    手段、上記倍率をかけた無効電力指令信号と上記
    倍率をかけた無効電力信号とを加算して、和の無
    効電力信号を送出する手段、および上記和の無効
    電力信号を上記制御手段に結合する手段、を含ん
    でいる制御装置。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の制御装置に於い
    て、上記無効電力指令信号と上記無効電力信号に
    それぞれ倍率をかける上記手段が、上記無効電力
    指令信号と上記無効電力信号にそれぞれ係数Ｋと
    １−Ｋをかける手段で構成され、Ｋが１以下であ
    る制御装置。 ６ 特許請求の範囲第１項記載の制御装置に於い
    て、更に、発生された実際の無効電力に対応する
    無効電力信号を設定する手段、上記無効電力指令
    信号と上記無効電力信号との差を求めて、差の無
    効電力信号を送出する手段、所定の信号伝達関数
    を有し、上記差の無効電力信号に応答して別の角
    度指令信号を発生する別の制御手段、および上記
    最初に述べた角度指令信号と上記別の角度指令信
    号とを組み合わせて合成角度指令信号を発生する
    手段を含み、そして上記点弧角を制御する手段に
    指令信号を供給する上記手段が上記合成角度指令
    信号を供給する手段を含んでいる制御装置。 ７ 特許請求の範囲第６項記載の制御装置に於い
    て、上記別の制御手段の上記設定の信号伝達関数
    がほぼ直線の伝達関数を構成する制御装置。 ８ 特許請求の範囲第６項記載の制御装置に於い
    て、更に、上記無効電力指令信号と上記無効電力
    信号とを加算して、和の無効電力信号を送出する
    手段、および上記和の無効電力信号を上記最初に
    述べた制御手段に結合する手段を含んでいる制御
    装置。 ９ 特許請求の範囲第８項記載の制御装置に於い
    て、更に、上記無効電力指令信号と上記無効電力
    信号とを加算する前に倍率をかける手段を含み、
    上記倍率をかけた信号の和が１以下である制御装
    置。 １０ 負荷に給電する交流電源に接続された電流
    源無効電力発生器の動作特性を改善する制御装置
    に於いて、(a)非直線の動作特性を有し、進みと遅
    れの両方の動作モードで動作して進みと遅れの無
    効電力を発生できる、誘導性負荷を持つ強制転流
    式サイリスタ・インバータ、(b)角度指令信号に応
    答して上記インバータのサイリスタの点弧角を制
    御する手段、(c)上記インバータからの所望の無効
    電力出力に比例した無効電力指令信号を設定する
    手段、(d)上記インバータの実際の無効電力出力に
    比例した実際の無効電力信号を発生する手段、(e)
    上記無効電力指令信号と上記実際の無効電力信号
    との差を表わす誤差信号を発生する手段、(f)上記
    無効電力指令信号と上記実際の無効電力信号に選
    択的に倍率をかけた振幅値の和信号を発生する手
    段、(g)第１の伝達関数を有し、上記無効電力指令
    信号と上記実際の無効電力信号との上記差に応答
    して変化する第１の角度指令信号を発生する第１
    の制御手段、ｈ）第２の信号伝達関数を有し、上
    記和信号に応答して変化する第２の角度指令信号
    を発生する第２の制御手段、および(i)上記第１と
    第２の角度指令信号を組み合わせて、上記サイリ
    スタの点弧角を制御する手段に上記角度指令信号
    を供給する手段、を有することを特徴とする制御
    装置。 １１ 特許請求の範囲第１０項記載の制御装置に
    於いて、上記第１の伝達関数がほぼ直線の伝達関
    数を構成し、かつ上記第２の伝達関数が非直線の
    伝達関数を構成する制御装置。 １２ 特許請求の範囲第１０項記載の制御装置に
    於いて、上記第１の制御手段が帰還信号手段で構
    成され、この帰還信号手段が上記誤差信号に応答
    して上記第１の角度指令信号を発生するように働
    く調整回路手段を含んでおり、上記第１の角度指
    令信号が上記誤差信号にほぼ直線的に比例してい
    る制御装置。 １３ 特許請求の範囲第１２項記載の制御装置に
    於いて、上記調整回路が全体的に直線の信号伝達
    関数を有する関数手段を含んでおり、上記第１制
    御手段が更に上記調整回路手段に接続されて上記
    第１角度指令信号の大きさを所定の制限振幅値に
    クランプするように働く信号クランプ手段を含ん
    でいる制御装置。 １４ 特許請求の範囲第１０項記載の制御装置に
    於いて、上記第２の制御手段が上記無効電力発生
    器の非直線動作特性を擬似した信号伝達関数を有
    する非直線回路で構成されている制御装置。 １５ 特許請求の範囲第14項記載の制御装置に於
    いて、上記非直線回路により擬似する上記動作特
    性が、上記第２の角度指令信号の関数としてサイ
    リスタの点弧角の遅延を表わした特性であつて、
    遅れ無効電力を要求する和信号に対して点弧角が
    ほぼ直線的に変化する領域、進み無効電力を要求
    する和信号に対して点弧角が非直線的に変化する
    領域、ならびにそれらの領域の間のステツプ関数
    領域が含まれている制御装置。 １６ 特許請求の範囲第１０項記載の制御装置に
    於いて、上記和信号を発生する手段が、上記無効
    電力指令信号と上記実際の無効電力信号にそれぞ
    れ結合された第１および第２の信号変換手段、お
    よび上記第１および第２の信号変換手段に接続さ
    れた信号加算手段を含み、上記第１および第２の
    信号変換手段はそれらの組み合わせ利得が整数と
    なるような信号伝達関数をそれぞれ有していて上
    記無効電力指令信号および実際の無効電力信号に
    それぞれの倍率をかけて小さくした値を送出し、
    上記信号加算手段は上記無効電力指令信号および
    実際の無効電力信号に倍率をかけた値を加算して
    上記和信号を発生する制御装置。 １７ 特許請求の範囲第１６項記載の制御装置に
    於いて、上記第１および第２の信号変換手段の信
    号伝達関数がそれぞれの利得を与え、これらの利
    得の和が定数であり制御装置。 １８ 特許請求の範囲第１６項記載の制御装置に
    於いて、上記第１および第２の信号変換手段の信
    号伝達関数がそれぞれＫおよび１−Ｋの信号利得
    を与え、Ｋが0.5以上で1.0以下の範囲にある制御
    装置。 １９ 特許請求の範囲第１６項記載の制御装置に
    於いて、上記第１および第２の信号変換手段の信
    号伝達関数がそれぞれＫおよび１−Ｋの信号利得
    を与え、Ｋが１以下である制御装置。 ２０ 特許請求の範囲第１９項記載の制御装置に
    於いて、Ｋの値がほぼ0.75に等しい制御装置。 ２１ 負荷に給電している交流電源に接続され
    た、誘導性負荷を持つ強制転流式サイリスタ・イ
    ンバータで構成されている電流源無効電力発生器
    の非直線動作特性を線形化する方法に於いて、(a)
    角度指令信号によつて上記サイリスタ・インバー
    タのサイリスタの点弧角を制御するステツプ、(b)
    無効電力に対する指令に対応する無効電力指令信
    号を発生するステツプ、(c)上記無効電力指令信号
    に応じて非直線的に変化するゲート駆動の角度指
    令信号を発生するステツプ、および(d)上記ゲート
    駆動の角度指令信号を上記インバータの点弧角を
    制御する手段に供給するステツプ、を有すること
    を特徴とする方法。 ２２ 特許請求の範囲第２１項記載の方法に於い
    て、上記ステツプ(c)が上記無効電力発生器の動作
    特性の少なくとも一部を擬似した非直線信号伝達
    関数により上記角度指令信号を発生することから
    なる方法。 ２３ 特許請求の範囲第２２項記載の方法に於い
    て、更に、発生された実際の無効電力に対応する
    無効電力信号を発生するステツプ、および上記無
    効電力指令信号と上記無効電力信号とを加算して
    和信号を発生するステツプを含み、上記ステツプ
    (c)が上記和信号に応答して上記ゲート駆動の角度
    指令信号を発生することからなる方法。 ２４ 特許請求の範囲第２２項記載の方法に於い
    て、更に、発生された実際の無効電力に対応する
    無効電力信号を発生するステツプ、上記無効電力
    指令信号と上記無効電力信号に選択的に倍率をか
    けるステツプ、および上記倍率をかけた無効電力
    指令信号と上記倍率をかけた無効電力信号とを加
    算して和信号を発生するステツプを含み、上記ス
    テツプ(c)が上記和信号に応答して上記ゲート駆動
    の角度指令信号を発生することからなる方法。 ２５ 特許請求の範囲第２４項記載の方法に於い
    て、上記倍率をかけるステツプが上記無効電力指
    令信号と上記無効電力信号にそれぞれ係数Ｋと１
    −Ｋをかけるステツプよりなり、Ｋが１以下であ
    る方法。 ２６ 特許請求の範囲第22項記載の方法に於い
    て、更に、発生された実際の無効電力に対応して
    実際の無効電力信号を発生するステツプ、上記無
    効電力指令信号と上記実際の無効電力信号との差
    を求めて差の無効電力信号を送出するステツプ、
    上記差の無効電力信号に応答して別のゲート駆動
    の角度指令信号を発生するステツプ、および上記
    の最初に述べた角度指令信号と上記別の角度指令
    信号とを組合わせて合成角度指令信号を発生する
    ステツプを含み、上記制御するステツプ(a)が上記
    合成角度指令信号によつて上記インバータのサイ
    リスタの点弧角を制御するステツプを有する方
    法。 ２７ 特許請求の範囲第２６項記載の方法に於い
    て、上記別の角度指令信号を送出するステツプが
    上記差の無効電力信号に応答してほぼ直線の伝達
    関数により上記別のゲート駆動の角度指令信号を
    発生することからなる方法。 ２８ 特許請求の範囲第２６項記載の方法に於い
    て、更に、上記無効電力指令信号と上記実際の無
    効電力信号に、Ｋを１以下の値として、Ｋと１−
    Ｋの係数をそれぞれかけるステツプ、および上記
    係数をかけた無効電力指令信号と上記係数をかけ
    た実際の無効電力信号を加算して和の無効電力信
    号を発生するステツプを含み、上記ステツプ(c)が
    上記和の無効電力信号に応答して上記ゲート駆動
    の角度指令信号を発生することからなる方法。 ２９ 負荷に給電する交流電源に結合された、誘
    導性負荷を持つ転流サイリスタ・インバータで構
    成されている電流源無効電力発生器の非直線動作
    特性を改善する方法に於いて、(a)合成角度指令信
    号に応答して上記インバータのサイリスタの点弧
    角を制御するステツプ、(b)上記インバータからの
    所望の無効電力出力に比例した無効電力指令信号
    を発生するステツプ、(c)上記インバータの実際の
    無効電力出力に比例した実際の無効電力信号を発
    生するステツプ、(d)上記無効電力指令信号と上記
    実際の無効電力信号との差を表わす誤差信号を発
    生するステツプ、(e)上記無効電力指令信号と上記
    実際の無効電力信号に選択的に倍率をかけた振幅
    値の和信号を発生するステツプ、(f)上記無効電力
    指令信号と上記実際の無効電力信号との上記差に
    応答して第１の信号伝達関数に従い第１の角度指
    令信号を発生するステツプ、(g)上記和信号に応答
    して第２の信号伝達関数に従い第２の角度指令信
    号を発生するステツプ、および(h)上記第１および
    第２の角度指令信号を組み合わせることにより上
    記サイリスタの点弧角を制御する上記合成角度指
    令信号を発生するステツプ、を有することを特徴
    とする方法。 ３０ 特許請求の範囲第２９項記載の方法に於い
    て、上記第１の伝達関数がほぼ直線の伝達関数か
    らなる方法。 ３１ 特許請求の範囲第２９項記載の方法に於い
    て、上記第１の伝達関数がほぼ直線の伝達関数か
    らなり、上記第２の伝達関数が上記無効電力発生
    器の非直線動作特性の少なくとも一部を擬似した
    非直線伝達関数を有している方法。 ３２ 特許請求の範囲第２９項記載の方法に於い
    て、上記第１の伝達関数がほぼ直線の伝達関数か
    らなり、上記第２の伝達関数が上記無効電力発生
    器の非直線動作特性を擬似している方法。 ３３ 特許請求の範囲第２９項記載の方法に於い
    て、上記第１の角度指令信号を発生するステツプ
    (f)が、上記無効電力指令信号と上記実際の無効電
    力信号に、Ｋを1.0以下の値として、利得係数Ｋ
    と１−Ｋをそれぞれかけるステツプを含んでいる
    方法。 ３４ 特許請求の範囲第３３項記載の方法に於い
    て、Ｋが0.5と1.0の間の値である方法。
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