JPH033473B2 - - Google Patents
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- JPH033473B2 JPH033473B2 JP56089642A JP8964281A JPH033473B2 JP H033473 B2 JPH033473 B2 JP H033473B2 JP 56089642 A JP56089642 A JP 56089642A JP 8964281 A JP8964281 A JP 8964281A JP H033473 B2 JPH033473 B2 JP H033473B2
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- Japan
- Prior art keywords
- phase
- filter capacitor
- wiring
- inverter
- gto
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/521—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はインバータ装置の改良に係り、特に装
置の小形化及び誘導障害対策に好適なインバータ
装置の改良に関する。
置の小形化及び誘導障害対策に好適なインバータ
装置の改良に関する。
第１図に本発明を適用できる３相のGTOイン
バータ装置の主回路構成の一例を示す。図におい
て、１は電源につながるフイルタコンデンサ、２
は３相インバータでＵ，ＶおよびＷ相を成する各
相アーム２１，２２および２３から成る。各相ア
ームは、GTO３１〜３６と、フリーホイールダ
イオード４１〜４６およびスナバを構成するダイ
オード５１〜５６、コンデンサ６１〜６６、抵抗
７１〜７６を備えている。８１〜８５は配線イン
ダクタンスを示す。インバータの負荷として誘導
電動機９が接続されている。
バータ装置の主回路構成の一例を示す。図におい
て、１は電源につながるフイルタコンデンサ、２
は３相インバータでＵ，ＶおよびＷ相を成する各
相アーム２１，２２および２３から成る。各相ア
ームは、GTO３１〜３６と、フリーホイールダ
イオード４１〜４６およびスナバを構成するダイ
オード５１〜５６、コンデンサ６１〜６６、抵抗
７１〜７６を備えている。８１〜８５は配線イン
ダクタンスを示す。インバータの負荷として誘導
電動機９が接続されている。
インバータは各相のGTOが交互に周期的にオ
ン、オフを繰返し、電動機９に三相交流を供給し
ている。
ン、オフを繰返し、電動機９に三相交流を供給し
ている。
ここでインバータの動作の一例を説明する。
いま、Ｕ相の正側GTO３１とＶ相の負側GTO
３４がオンしている状態を考えると、負荷電流は
フイルタコンデンサ１から、配線インダクタンス
８１、GTO３１、配線インダクタンス８３、電
動機９のＵ−Ｖ相、配線インダクタンス８４、
GTO３４および配線インダクタンス８２を経て
フイルタコンデンサ１へ流れる。次にGTO３１
をオフすると、電動機９および配線インダクタン
ス８３，８４により、電動機電流はＵ相のフリー
ホイールダイオード４２とGTO３４を流れる循
環電流となつて持続する。次にＷ相のGTO３５
がオンすると負荷電流はGTO３５、配線インダ
クタンス８５、電動機のＷ−Ｖ相、配線インダク
タンス８４およびGTO３４と流れる。インバー
タがこのような転流動作を繰返すことにより電動
機９に三相交流を与えることができる。
３４がオンしている状態を考えると、負荷電流は
フイルタコンデンサ１から、配線インダクタンス
８１、GTO３１、配線インダクタンス８３、電
動機９のＵ−Ｖ相、配線インダクタンス８４、
GTO３４および配線インダクタンス８２を経て
フイルタコンデンサ１へ流れる。次にGTO３１
をオフすると、電動機９および配線インダクタン
ス８３，８４により、電動機電流はＵ相のフリー
ホイールダイオード４２とGTO３４を流れる循
環電流となつて持続する。次にＷ相のGTO３５
がオンすると負荷電流はGTO３５、配線インダ
クタンス８５、電動機のＷ−Ｖ相、配線インダク
タンス８４およびGTO３４と流れる。インバー
タがこのような転流動作を繰返すことにより電動
機９に三相交流を与えることができる。
ここで前述のGTO３１がオフした直後の動作
に注目すると、第２図において、フイルタコンデ
ンサ１とGTO３１間の配線インダクタンス８１
に蓄えられていたエネルギーが、GTO３１のオ
フ状態への移行によりスナバダイオード５１を通
じ、実線矢印で示すように、スナバコンデンサ６
１を充電する形となり、スナバコンデンサ６１の
電圧を上昇させる。このコンデンサ電圧はGTO
３１のアノードとカソード間に電圧VAKとして印
加される。この電圧VAKは、GTOの保護のため
極力小さく抑える必要がある。この時のGTO３
１の電流iAと電圧VAKは第３図に示すように変化
し、ピーク電圧VDOPは次式で表わされる。
に注目すると、第２図において、フイルタコンデ
ンサ１とGTO３１間の配線インダクタンス８１
に蓄えられていたエネルギーが、GTO３１のオ
フ状態への移行によりスナバダイオード５１を通
じ、実線矢印で示すように、スナバコンデンサ６
１を充電する形となり、スナバコンデンサ６１の
電圧を上昇させる。このコンデンサ電圧はGTO
３１のアノードとカソード間に電圧VAKとして印
加される。この電圧VAKは、GTOの保護のため
極力小さく抑える必要がある。この時のGTO３
１の電流iAと電圧VAKは第３図に示すように変化
し、ピーク電圧VDOPは次式で表わされる。
ここで、電源電圧VSとしや断電流（GTO31に流
れていた電流）ITは回路によつて一義的に決定さ
れる。GTO３１にかかるピーク電圧VDOPを小く
するためには上式からわかるように配線のインダ
クタンス８１（すなわちL1）を小さくする方法
と、スナバコンデンサ６１の容量CSを大きくする
方法とがある。後者は、第２図に破線矢印で示す
スナバコンデンサ６１の放電エネルギーにみあつ
たスナバ抵抗器７１も大きくなり、その結果、装
置として大形になるという欠点がある。
れていた電流）ITは回路によつて一義的に決定さ
れる。GTO３１にかかるピーク電圧VDOPを小く
するためには上式からわかるように配線のインダ
クタンス８１（すなわちL1）を小さくする方法
と、スナバコンデンサ６１の容量CSを大きくする
方法とがある。後者は、第２図に破線矢印で示す
スナバコンデンサ６１の放電エネルギーにみあつ
たスナバ抵抗器７１も大きくなり、その結果、装
置として大形になるという欠点がある。
一方、配線インダクタンス８１（すなわちL1）
を小さくする方法として、往復導体を密着して配
線したり、共心ケーブルを用いることなどが考え
られる。これらの方法によれば、単線配線に比較
してインダクタンスを低減できるが、充分ではな
く、かつ製作費がかさむ問題がある。
を小さくする方法として、往復導体を密着して配
線したり、共心ケーブルを用いることなどが考え
られる。これらの方法によれば、単線配線に比較
してインダクタンスを低減できるが、充分ではな
く、かつ製作費がかさむ問題がある。
このように、配線インダクタンスを小さくでき
れば、自己消弧機能をもつ半導体素子にかかる電
圧を低く抑えることができ、より安全に半導体素
子を保護することができる。又、同じピーク電圧
で半導体素子の動作が可能であるならば、前式か
らもわかるようにスナバコンデンサの容量も小さ
くできるため、装置としても小形化が可能とな
る。
れば、自己消弧機能をもつ半導体素子にかかる電
圧を低く抑えることができ、より安全に半導体素
子を保護することができる。又、同じピーク電圧
で半導体素子の動作が可能であるならば、前式か
らもわかるようにスナバコンデンサの容量も小さ
くできるため、装置としても小形化が可能とな
る。
しかし、インバータ電車においては、インバー
タ回路部品が大きく、装置も大形となることか
ら、GTOを用いたインバータのＵ，Ｖ，Ｗ２１
〜２３と、電源のフイルタコンデンサ１とを分離
した箱に収納し、この間を前述の往復導体や、共
心ケーブルで接続していた。
タ回路部品が大きく、装置も大形となることか
ら、GTOを用いたインバータのＵ，Ｖ，Ｗ２１
〜２３と、電源のフイルタコンデンサ１とを分離
した箱に収納し、この間を前述の往復導体や、共
心ケーブルで接続していた。
これらの箱は電車の床下に取付けられる場合を
考えると１〜２ｍ離れて配置されることになる。
従つて、この間の配線のインダクタンスも数μH
となり、前述の如く、スナバ回路のコンデンサ、
抵抗の容量を大きくしなければならない。これら
は、容量が大きくなるに伴い、それ自体の大きさ
も大きくなるので、装置全体の大型化は、従来構
造では避けられない問題となつていた。
考えると１〜２ｍ離れて配置されることになる。
従つて、この間の配線のインダクタンスも数μH
となり、前述の如く、スナバ回路のコンデンサ、
抵抗の容量を大きくしなければならない。これら
は、容量が大きくなるに伴い、それ自体の大きさ
も大きくなるので、装置全体の大型化は、従来構
造では避けられない問題となつていた。
また、フイルタコンデンサの収納箱とGTOの
収納箱が別々に床下に設置される。そのため、こ
の間の配線が長くなる。また、箱間を渡る配線が
箱外に出てしまう。これらの要因により、地上に
設置された設備（信号線等）に誘導障害を起こす
という問題が生じる。
収納箱が別々に床下に設置される。そのため、こ
の間の配線が長くなる。また、箱間を渡る配線が
箱外に出てしまう。これらの要因により、地上に
設置された設備（信号線等）に誘導障害を起こす
という問題が生じる。
本発明の目的はインバータ装置を小形化すると
共に、配線が長くなることによる誘導障害を防止
することである。
共に、配線が長くなることによる誘導障害を防止
することである。
上記目的を達成するため、自己消弧機能をもつ
半導体素子を各相毎に、直線的に間隔をおいて分
割配置し、その各相間に、フイルタコンデンサを
夫々配置し、この半導体素子とフイルタコンデン
サを一体箱内に収納する。
半導体素子を各相毎に、直線的に間隔をおいて分
割配置し、その各相間に、フイルタコンデンサを
夫々配置し、この半導体素子とフイルタコンデン
サを一体箱内に収納する。
半導体素子とフイルタコンデンサを単に一体箱
に収納する場合、例えばフイルタコンデンサ、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相のような構成で一体箱に収納する
場合と、本発明の装置のように半導体素子を各相
毎に直接的に間隔をおいて分割配置し、その各相
間に、フイルタコンデンサを夫々配置し、一体箱
に収納する場合との相違について説明する。
に収納する場合、例えばフイルタコンデンサ、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相のような構成で一体箱に収納する
場合と、本発明の装置のように半導体素子を各相
毎に直接的に間隔をおいて分割配置し、その各相
間に、フイルタコンデンサを夫々配置し、一体箱
に収納する場合との相違について説明する。
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を構成する半導体素子は、各
相毎に冷却装置容器内に収納されており、その大
きさは相当なものとなる。
相毎に冷却装置容器内に収納されており、その大
きさは相当なものとなる。
また、第１図の誘導電動機９が負荷をとつてい
る場合、フイルタコンデンサ１の放電電流が、半
導体装置の各相に流れ、誘導電動機９が電気エネ
ルギーを放出する場合、その電流は、半導体装置
の各相からフイルタコンデンサ１に流入し、フイ
ルタコンデンサを充電する。
る場合、フイルタコンデンサ１の放電電流が、半
導体装置の各相に流れ、誘導電動機９が電気エネ
ルギーを放出する場合、その電流は、半導体装置
の各相からフイルタコンデンサ１に流入し、フイ
ルタコンデンサを充電する。
これらの条件を考慮して前者の単に一体箱内に
収納する場合と後者の半導体装置の各相間にフイ
ルタコンデンサを配置し一体箱に収納した場合を
比較する。前者においては、フイルタコンデンサ
と各相との充放電関係で考えると、フイルタコン
デンサＵ相、フイルタコンデンサＷ相との配線長
に相当の差があり、配線インダクタンスも配線長
に応じて、相当の差が生じる。つまり、Ｗ相のス
ナバ回路の方が、Ｕ相のスナバ回路よりも容量も
容積も大きなものもしなければならない。しか
し、各相の要素は等しくなければバランスがとれ
ないものとなるため、全ての相のスナバ回路は等
しいものにする必要がある。つまり、Ｗ相のスナ
バ回路に合わせて、Ｕ相、Ｖ相のスナバ回路を作
る。結局、一体箱にしてもスナバ回路の余分な大
きさだけ装置が大きくなつてしまう。
収納する場合と後者の半導体装置の各相間にフイ
ルタコンデンサを配置し一体箱に収納した場合を
比較する。前者においては、フイルタコンデンサ
と各相との充放電関係で考えると、フイルタコン
デンサＵ相、フイルタコンデンサＷ相との配線長
に相当の差があり、配線インダクタンスも配線長
に応じて、相当の差が生じる。つまり、Ｗ相のス
ナバ回路の方が、Ｕ相のスナバ回路よりも容量も
容積も大きなものもしなければならない。しか
し、各相の要素は等しくなければバランスがとれ
ないものとなるため、全ての相のスナバ回路は等
しいものにする必要がある。つまり、Ｗ相のスナ
バ回路に合わせて、Ｕ相、Ｖ相のスナバ回路を作
る。結局、一体箱にしてもスナバ回路の余分な大
きさだけ装置が大きくなつてしまう。
後者の本発明の装置は、例えばＵ相フイルタコ
ンデンサ、Ｖ相、フイルタコンデンサ、Ｗ相のよ
うに配置されている。この構成により、前者よ
り、フイルタコンデンサと各相間の距離の平均値
が短くなり、配線インダクタンスも小さくなる。
また、フイルタコンデンサと、各相との配線長が
ほぼ等しくなり、配線インダクタンスも同様にほ
ぼ等しくなる。
ンデンサ、Ｖ相、フイルタコンデンサ、Ｗ相のよ
うに配置されている。この構成により、前者よ
り、フイルタコンデンサと各相間の距離の平均値
が短くなり、配線インダクタンスも小さくなる。
また、フイルタコンデンサと、各相との配線長が
ほぼ等しくなり、配線インダクタンスも同様にほ
ぼ等しくなる。
また、アンテナとして作用してしまう配線が短
くなつたので、フイルタコンデンサと各相間の充
放電等に起因する、地上設備（主に信号）への誘
導障害を防止する。
くなつたので、フイルタコンデンサと各相間の充
放電等に起因する、地上設備（主に信号）への誘
導障害を防止する。
さらに、フイルタリアクトルと半導体素子を一
体箱に収納したので、有害な電波がシールドされ
る。
体箱に収納したので、有害な電波がシールドされ
る。
以下、本発明の一実施例を第４図により説明す
る。図において、２１，２２，２３はGTOイン
バータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相アームの機器で
あり、フイルタコンデンサ１は、２分割されたフ
イルタコンデンサ単位１１および１２から成り、
インバータ箱２０内部の各相アーム間に収納され
ている。３０はGTOを駆動するゲート装置等を
示している。
る。図において、２１，２２，２３はGTOイン
バータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相アームの機器で
あり、フイルタコンデンサ１は、２分割されたフ
イルタコンデンサ単位１１および１２から成り、
インバータ箱２０内部の各相アーム間に収納され
ている。３０はGTOを駆動するゲート装置等を
示している。
この装置においては、インバータを構成する各
相のGTOとフイルタコンデンサが近接配置され
ているため、GTOとフイルタコンデンサ間の配
線長を短くすることが可能で、フイルタコンデン
サと各相半導体素子との充放電という点から、配
線インダクタンスを極度に小さくすることができ
る。この結果、GTOにかかるピーク電VDOPを予
定値に押えるものとすると、スナバコンデンサの
容量を小さくすることができる。又、このコンデ
ンサの放電エネルギを吸収、放散させるスナバ抵
抗器の容量も小さくでき、発熱量の低減（省エネ
ルギー）と併せ、機器の小形化が可能となる。
相のGTOとフイルタコンデンサが近接配置され
ているため、GTOとフイルタコンデンサ間の配
線長を短くすることが可能で、フイルタコンデン
サと各相半導体素子との充放電という点から、配
線インダクタンスを極度に小さくすることができ
る。この結果、GTOにかかるピーク電VDOPを予
定値に押えるものとすると、スナバコンデンサの
容量を小さくすることができる。又、このコンデ
ンサの放電エネルギを吸収、放散させるスナバ抵
抗器の容量も小さくでき、発熱量の低減（省エネ
ルギー）と併せ、機器の小形化が可能となる。
これら、スナバ抵抗とコンデンサはインバータ
の各アーム毎に挿入されているため、各機器の小
形化が装置（箱）の小形化に寄与する効果は大き
いものとなる。特に車両床下に搭載されるインバ
ータ装置にとつては占有スペースの小さいことが
要求されるので、実用上の効果は顕著である。
の各アーム毎に挿入されているため、各機器の小
形化が装置（箱）の小形化に寄与する効果は大き
いものとなる。特に車両床下に搭載されるインバ
ータ装置にとつては占有スペースの小さいことが
要求されるので、実用上の効果は顕著である。
また、配線が短くなつたことにより、信号等へ
の誘導障害防止することができる。
の誘導障害防止することができる。
本発明によれば、配線のインダクタンスを低減
できるので、スナバの小形化と、これに伴う装置
の小形化及び誘導障害を防止することができる。
できるので、スナバの小形化と、これに伴う装置
の小形化及び誘導障害を防止することができる。
第１図は本発明を適用できるインバータ主回路
の一例構成図、第２図は第１図のスナバ回路の動
作説明図、第３図は半導体素子のオフ時の電流電
圧波形図、第４図は本発明の一実施例によるイン
バータ装置の配線を示す側面図である。 １，１１，１２…フイルタコンデンサ、２…イ
ンバータ、２０…インバータ箱、２１〜２３…イ
ンバータ各相アーム、３１〜３６…自己消弧機能
をもつ半導体素子。
の一例構成図、第２図は第１図のスナバ回路の動
作説明図、第３図は半導体素子のオフ時の電流電
圧波形図、第４図は本発明の一実施例によるイン
バータ装置の配線を示す側面図である。 １，１１，１２…フイルタコンデンサ、２…イ
ンバータ、２０…インバータ箱、２１〜２３…イ
ンバータ各相アーム、３１〜３６…自己消弧機能
をもつ半導体素子。
Claims (1)
- １ 自己消弧機能をもつ半導体素子を用いて構成
され、各相アームを直流電源に対して並列に接続
すると共に、その直流側にフイルタコンデンサを
接続したインバータ装置において、前記フイルタ
コンデンサを分割し、前記半導体素子を各相アー
ムごとに間隔をおいて直線的に分割配置し、その
各相間の隔部に、前記分割されたフイルタコンデ
ンサを夫々配置し、このフイルタコンデンサと前
記半導体素子とを同一箱内に収納したインバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56089642A JPS57206279A (en) | 1981-06-12 | 1981-06-12 | Gto inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56089642A JPS57206279A (en) | 1981-06-12 | 1981-06-12 | Gto inverter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57206279A JPS57206279A (en) | 1982-12-17 |
| JPH033473B2 true JPH033473B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=13976418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56089642A Granted JPS57206279A (en) | 1981-06-12 | 1981-06-12 | Gto inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57206279A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0811068Y2 (ja) * | 1987-01-19 | 1996-03-29 | 株式会社東芝 | インバ−タ装置 |
| JPH066983A (ja) * | 1992-03-26 | 1994-01-14 | Sanshin Dengu Seizo Kk | 逆変換装置 |
| DE69421749T2 (de) * | 1993-04-27 | 2000-06-08 | Hitachi, Ltd. | Halbleiterschalter mit IGBT und Thyristor |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4983521U (ja) * | 1972-11-07 | 1974-07-19 | ||
| JPS51150427U (ja) * | 1975-05-27 | 1976-12-01 |
-
1981
- 1981-06-12 JP JP56089642A patent/JPS57206279A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57206279A (en) | 1982-12-17 |
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