JPH033694A - 誘導電動機のフリーラン状態検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置による誘導電動機の瞬停再始
動、フリーラン再投入、または商用切替時に実行される
誘導電動機のフリーラン状態検出方法に関するものであ
る。

〔従来の技術〕

第７図は３相誘導電動機（以下誘導電動機と記す）を速
度制御するために従来から実用されている。出力電圧Ｖ
と出力周波数ｆの比を一定に制御する。いわゆるＶ／ｆ
一定制御方式のインバータ装置に、フリーラン状態にあ
る上記誘導電動機の回転周波数９回転方向などを検出す
る回路を付加したものである。

図において、（１）は３相交流を出力する商用電源。

（２）は入力された３相交流を直流に変換して出力する
整流回路、（３）は平滑コンデンサ、（４）はトランジ
スタなどの自己消弧型素子とこの素子に逆並列に接続さ
れた帰環ダイオードからなり、直流を任意の周波数の３
相交流に逆変換して出力するインバータ部であり、その
Ｕ、Ｖ、Ｗ相からなる交流出力端に誘導電動機（５）が
接続されている。（６）はインバータ部（４）の出力電
流を検出する電流検出器、（））はフリーラン状態にあ
る誘導電動機（５）の残留電圧を検出するトランス等か
ら構成された電圧検出器。

（８）は商用電源（１）の電圧を検出する電圧検出器で
ある。（９）は瞬停検出再始動手段であり、上記電圧検
出器（８）を介して商用電源（１）の瞬時停電を検出し
。

後述のフリーラン状態検出部（１１へ誘導電動機（５）
のフリーラン周波数Ｆおよび回転方向を検出すべく指令
信号を出力すると共に、上記誘導電動機（５）が停止状
態からの始動ではなく、上記フリーラン状態検出部α１
の検出結果に基づいてフリーラン状態から再始動するよ
うに、後述の制御回路部０へ切換信号を出力する。員は
フリーラン状態検出部であり、上記瞬停検出再始動手段
（９）から指令信号が与えられると、電圧検出器（７）
の出力信号を入力して誘導電動機（５）のフリーラン周
波数Ｆを演算し。

電圧信号として出力する回転数演算手段ｔ１１１および
回転方向を判別し０判別信号を出力する回転方向判別手
段（１３から構成されている。ａ３はインバータ部（４
）へその交流出力の制御信号を出力する制御回路部であ
り、誘導電動機（５）に対する速度指令を出力する速度
指令器α転上記速度指令の入力により。

誘導電動機（５）が緩起動するように上記速度指令に応
じた電圧信号を徐々に上昇させて出力する加減速制限手
段αＳ、瞬停検出再始動回路（９）からの切換信号によ
って制御され０回転数演算手段αＤｉたけ加減速制限手
段ａＳのいずれか一方からの入力信号を通過させる周波
数切換手段ａｅ、この周波数切換手段ｑｅを介して入力
された電圧信号をこの信号に対応した周波数ｆに変換し
て出力するＶ／ｆ変換手段＋ｌη、加減速制限手段αり
から入力された電圧信号を基に、上記ｖ／ｆ変換手段α
ηが出力する周波数ｆに対してＶ／ｆ比が一定となる電
圧指令Ｖを出力する通常電圧パターン出力手段αり１回
転数演算手段αυから入力された電圧信号に基き、出力
電圧が通常のＶ　／　ｆ比となるまで徐々に上昇する再
始動減電圧パターン出力手段α口、瞬停検出再始動手段
（９）の出力信号によって切換制御され１通常電圧パタ
ーン出力手段α３又は再始動減電圧パターン出力手段α
９のいずれか一方からの入力信号を通過させる電圧切換
手段■、この電圧切換手段■を介して入力された電圧指
令とＶ　／　を変換手段α力からの信号入力に基づき３
相正弦波の制御信号を出力する制御信号出力手段ＱＤ、
上記３相正弦波の制御信号が入力され、パルス変調信号
に変換し、上記インバータ部（４）の交流出力を制御す
る制御信号として上記インバータ部（４）へ出力するＰ
ＷＭ回路四。

および電流検出器（６）の出力信号を監視し、所定値を
超える過電流が検出されたらインバータ部（４）の交流
出力を停止、もしくは制限するように上記ＰＷＭ回路四
へ警報信号を出力する過電流検出回路（至）から構成さ
れている。なお、瞬停検出再始動手段（９）、フリーラ
ン検出部（ＩＩ、および制御回路部０の加減速制限手段
（１５〜制御信号出力手段ｃ！Ｄは通常それ等の機能が
ＣＰＵ　、メモリ、入出力インターフェイス等からなる
コンピュータのプログラム上に構築されている。

次に動作について説明する。誘導電動機（５）が完全ニ
停止した状態において、この誘導電動機（５）を始動さ
せる場合には、まず速度指令器α４により誘導電動機（
５）の回転速度が設定され、電源（１）が投入されると
１周波数切換手段員および電圧切換手段■は瞬停検出再
始動手段（９）からの信号により、それぞれ、加減速制
限手段αｊおよび通常電圧バタン出力手段１１９側に切
換設定されており、上記速度指令器Ｉからの速度指令値
の入力により加減速制限手段（１９は零から徐々に所定
の時間を要して上記速度指令値まで上昇させた電圧信号
を出力し、この信号は周波数切換手段０らを介してＶ　
／　ｆ変換手段α力に入力され、ここで上記速度指令値
に応じた周波数ｆに変換され制御信号出力手段ＣｆＪへ
入力される。一方加減速制限手段αりの出力信号は通常
電圧パターン出力手段αｅに入力され、上記速度指令値
に応じた。すなわち上記Ｖ／ｆ変換手段αηの出力周波
数ｆに対してＶ　／　ｆ比が一定となる電圧指令Ｖを出
力し、この電圧指令Ｖが電圧切換手段■を介して上記制
御信号出力手段ＱＴＪへ入力される。制御信号手段ｃ！
Ｄは上記周波数ｆおよび電圧指令Ｖの入力によシ上記速
度指令に応じた３相正弦波信号を出力し、ＰＷＭ回路（
２）はインバータ部（４）から誘導電動機（５）へ所望
の周波数の３相電力が供給させるように、入力された上
記３相正弦波信号をパルス幅変調信号に変換し、上記イ
ンバータ部（４）の制御信号として出力する。

次に瞬時停電が発生してインバータ装置が停止した後、
復電により再始動する場合、またはインバータ装置が停
止時に誘導電動機（５）が外力によりフリーに回転して
いる状態から始動する場合について説明する。

上記のような場合には、フリーラン状態にある誘導電動
機（５）の回転周波数Ｆとインバータ装置の出力周波数
ｆとをはソ一致させて再加速させる必要がある。その理
由は、誘導電動機（５）がある回転数Ｆでフリーラン状
態にあったとき、インバータ装置の周波数ｆおよび電圧
Ｖを通常の運転と同様にＶ　／　を比を一定に漸次上昇
させた場合には、上記インバータ装置の出力周波数ｆが
誘導電動機（５）の回転周波数Ｆに下から接近すると回
生制動くよる大きな制動トルクが、同期速度を通過後に
は逆に加速トルクが上記誘導電動機（５）に発生する。

これは誘導電動機（５）の負荷に対して大きなトルクシ
ョックを与えることになシ９例えば負荷がプロアであれ
ばプロアの駆動軸に大きな衝撃を与え、その寿命を短か
くする。それゆえに、Ｖ／ｆ一定制御方式のインバータ
装置においてはその始動時において、上記出力周波数ｆ
と誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆとを一致させ
るために上記周波数Ｆを知る必要があシ、タコジェネレ
ータ等の速度検出器を備えるとか、誘導電動機の残留電
圧を検出し、その周波数成分から算出する等により上記
フリーラン周波数Ｆを求めている。

第７図においては、フリーラン状態にある誘導電動機（
５）の残留電圧を電圧検出トランス（７）によシ検出し
、フリーラン状態検出部Ｈにおける回転数演算手段（Ｉ
ｌｌにて、残留電圧の周期を求め、その逆数よりフリー
ラン周波数Ｆを推定し０回転方向判別手段α２は例えば
、Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ間等、異なる２つの線間の残留電圧の
位相差を検出してフリーラン状態にある誘導電動機（５
）の回転方向を判別する。瞬停検出再始動回路（９）が
電圧検出トランス（８）を介して商用電源（１）の瞬時
停電を検出した夛、または正常な始動であっても、誘導
電動機（５）がフリーラン状態にあることを上記フリー
ラン状態検出部（１１からの信号入力により検知した場
合には０周波数切換手段αｅおよび電圧切換手段■をそ
れぞれフリーラン状態検出部ａｒｈ側および再始動減電
圧パターン出力手段（Ｌｌｌｌｌｌに切換設定しておき
、誘導電動機（５）の再始動時において、そのフリーラ
ン状態における回転周波数Ｆに応じた電圧信号および回
転方向の情報が周波数切換手段（１６１を介してＶ　／
　ｆ変換手段ａηに入力され、上記回転周波数ＦＫ一致
した周波数ｆに変換されて制御信号出力手段ｃ２Ｄへ入
力される。一方、フリーラン状態検出部員からの出力信
号は再始動減電圧パターン回路（１９にも入力され、こ
こで入力信号に応じた。すなわち、上記周波数ｆＫ対応
した通常の電圧Ｖになるまで徐々に上昇していく電圧指
令に変換され上記制御信号出力手段Ｑυへ入力される。

以下、制御信号出力手段なりが出力する３相正弦波信号
に基づいて。

ＰＷＭ回路（２）からインバータ部（４）へ出力制御信
号が出力され、フリーラン状態にある誘導電動機（５）
をその回転周波数Ｆに合せて始動する。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の誘導電動機のフリーラン状態検出方法によれば１
以上のように誘導電動機の残留電圧を検出し、残留電圧
の周期の逆数よりフリーラン状態にある上記誘導電動機
の回転周波数を求め、ｔた異なる２つの線間の残留電圧
の位相差を検出してフリーラン状態における回転方向を
判別するようにしたので、上記誘導電動機の残留電圧の
検出のために、電圧検出用トランスのごとき専用の電圧
検出器を必要とするのでインバータ装置がその外大型化
すると共に、上記誘導電動機の残留電圧が小さい場合に
はそのフリーラン状態における周波数９位相等の検出が
困難であるなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、誘導電動機の残留電圧を検出する電圧検出器
を有せずともフリーラン状態にある上記誘導電動機の回
転状態を検出できる誘導電動機のフリーラン状態検出方
法を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係わる誘導電動機のフリーラン状態検出方法
は、誘導電動機へ電流を出力するインバータ部と、電流
指令信号を出力する電流指令部と。

上記電流指令部から出力された電流指令信号と上記イン
バータ部の出力電流の検出値である検出信号との偏差信
号に基づいて上記インバータ部の出力電流を制御する制
御信号系とを備え、上記誘導電動機がフリーラン状態に
ある場合において、上記電流指令部から′電流指令信号
としてほぼ一定の指令信号を出力し、このとき上記制御
信号系に発生するリップル成分を抽出し、上記フリーラ
ン状態にある上記誘導電動機の回転状態を求めるもので
ある。

〔作用〕

この発明によれば、誘導電動機がフリーラン状態にある
場合くおいて、電流指令部から直流の電流指令信号が出
力されると、制御信号系にて、上記直流の電流指令信号
とインバータ部の出力電流の検出値である検出信号との
偏差信号に基づいて上記インバータ部の出力電流が制御
され、このとき上記制御信号系にリップル成分が発生し
、このリップル成分が抽出されて上記フリーラン状態に
ある上記誘導電動機の回転状態が求められる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施列を第１図〜第６図により説明
する。＠１図はこの発明による誘導電動機（５）のフリ
ーラン状態検出方法を実現するためのインバータ装置の
回路ブロック図であシ０図中。

第７図に示した従来例と同一符号は従来例のそれと同一
、または相当するものを示す。

図において、　（１０Ａ）はフリーラン状態検出部であ
り、瞬停検出再始動手段（９）からの指令信号の入力に
より、直交する２相の電流指令信号ｔｃｒ２（ａ軸成分
）、ｉｑ”（ｑ軸成分）および上記ｉｄｓ　。

Ｉｑｓ　　の位相角θを出力する電流指令部としての電
流位相指令手段＠、上記位相角θに対応した正弦ｇｉｎ
θおよび余弦ｃａＩＳを出力する関数発生手段（至）。

電流検出器（６）が検出して出力するインバータ部（４
）の出力電流の３相からなる検出信号ｆｕ　、　ｉｖ　
、　ｆｖ　ｆｃ２相電流１ｄｓ（ｄ軸成分）、　　１ｑ
ｓ（ｑ軸成分）に変換する３相／２相変換手段（至）、
上記電流位相指令手段■および３相／２相変換手段（至
）が出力する２相電流のｄ軸成分ｔａ？およびｉｄａ　
とｑ軸成分ｉｑ２およびｉｑ＠　　のそれぞれを比較し
、偏差信号（ｉｄ”　−ｉｄｓ　）　　を出力するｄ軸
電流比較手段（ロ）および偏差信号（ｉｑ”−１ｑｓ　
）　　を出力するｑ軸電流比較手段（ハ）、上記ｄ軸電
流比較手段（財）からの偏差信号を入力して増巾すると
共に、上記偏差信号が零となるようにインバータ部（４
）の出力電流を制御するための２相電圧指令のｄ軸成分
マｄ２を出力するｄ軸電流制御手段器および同様にｑ軸
電流比較手段（至）からの偏差信号を入力して２相電圧
指令のｑ軸成分ｖｑｓを出力するｑ軸電流制御手段（至
）。

上記２相電圧指令マｄ２．　ｖｑ誉を３相電圧指令譜。

ｖｖ、ＶＷ　　に変換する３相／２相変換手段Ｇυ、お
よび上記２相電圧指令ｖｄ２．ｖｑ２　を入力し、この
指令電圧に重畳されたリップル成分を抽出して。

フリーラン状態にある誘導電動機の回転周波数Ｆと１回
転方向を演算するフリーラン周波数１回転方向検出手段
（至）から構成されている。（１３Ａ）はインバータ部
（４）の出力を制御する制御回路部であり。

瞬停検出再始動手段（９）からの切換信号により、制御
信号発生手段Ｑυまたはフリーラン状態検出部ａ３の２
相／３相変換手段ＯＤからの入力信号のいずれかを切換
設定して後段のＰＷＭ回路＠へ通過させる出力切換手段
（至）を有し、この制御回路部（１３Ａ）のその他の構
成は従来例における制御回路部０と同様である。

なお、上記フリーラン状態検出部（１０Ａ）を構成する
３相／２相変換手段（ハ）、電流比較手段（３）、＠。

電流制御手段−，（至）および２相／３相変換手段ＯＤ
と、制御回路部（１３Ａ）を構成するＰＷＭ回路翰と。

インバータ部（４）と、電流検出器（６）とから誘導電
動機（５）のフリーラン状態？検出する制御信号系の主
要部を形成している。

第２図は上記フリーラン周波数回転方向検出手段（２）
の詳細を示すブロック図であり、２相電圧指令のｑ軸成
分ｖｑｓを入力して重畳するリップル成分の周波数ｆｎ
を検出するリップル周波数検出手段（３２ｍ）　、上記
リップル周波数ｆｎを入力し、予め入力されている比例
定数ｒを乗じて、誘導電動機（５）のフリーラン周波数
Ｆを求め、この周波数Ｆに相応する電圧信号を出力する
フリーラン周波数演算手段（３２ｂ）　、上記ｖ貼と共
に、ｄ軸成分ｖｄ２を入力し１両者間の位相差を比較す
る位相比較手段（３２ｃ）　、および上記位相比較手段
（５２ｃ）による比較結果に基づき誘導電動機（５）の
回転方向を判別する回転方向判別手段（３２ｄ）から構
成されている。

なお、上記フリーラン状態検出部（１０Ａ）　、制御回
路部（１３Ａ）の加減速制限手段＋ｉｓ〜制御信号出力
手段ｔ２Ｄおよび出力切換手段（至）は瞬時検出再始動
手段（９）と共に、それ等の機能がＣＰＵ　、メモリ、
入出力インターフェイス等からなるコンピュータのプロ
グラム上に構築されている。

次に第１図に示したインバータ装置の動作について説明
する。誘導電動機（５）が完全に停止した状態にて、こ
の誘導電動機（５）を始動させる場合については、瞬停
検出再始動回路（９）からの切換信号により、出力切換
手段（至）が制御信号出力手段Ｑυの出力信号をＰＷＭ
回路四へ入力するように切換設定されておシ　第７図に
示した従来例の場合と同様に動作して上記誘導電動機（
５）を始動し、速度制御する。

次に瞬時停電が発生してインバータ装置が停止した後、
復電により再始動する場合、またはインバータ装置が停
止時に誘導電動機（５）が外力によシフリーに回転して
いる状態から始動する場合について説明する。フリーラ
ン状態検出部（１０Ａ）において、電流指令部としての
電流位相指令手段な４は瞬時検出再始動手段（９）から
の指令信号入力によシ。

電流指令信号として一定の例えば直流信号を出力ｉｄ誉
　　“ する。すなわち、２相電流指令　　、　ｉｑｓおよびそ
の位相角θについて を出力する。上記電流指令はそれぞれｄ軸電流比較手段
勾とｑ軸電流比較手段（至）にて３相≠較手段（ホ）が
出力する２相電流ｉｄｓ　、　　ｉｑｇ　　とそれぞれ
比較され、出力された偏差信号（ｉｄ”　−ｉ　ｄｓ）
がｄ軸電流制御手段（至）に入力されてＰＩ（比例・積
分）制御されて２相電圧指令のｄ軸成分マｄ２として、
また偏差信号（１ｑ１１−１ｑ１１　）がｑ軸電流制御
手段（至）に入力され、ＰＩ制御されて２相電圧指令の
ｑ軸成分Ｎｑｓとして出力される。上記２相電圧指令ｖ
ｄ２　、ｖｑ′？：　は誘導電動機（５）の１相当りの
１次抵抗の値をＲｓ　とすると。

で与えられる直流である。上記電流ｉｕ　、　ｉｖ　、
　ｉｗは次式 となるように制御される。上記２相電圧指令ｖ　ｄ２　
。

ｖｑｓは２相／３相電圧変換手段６υにより３相電圧指
令ｖｕ　、　ｖｖ　、　ｖｗに変換され、出力切換手段
（至）を介してＰＷＭ回路■に入力され、ＰＷＭ回路（
イ）はインバータ部（４）から誘導電動機（５）へ所望
の電流が出力されるように、上記インバータ部（４）へ
その出力電流を制御する信号を出力する。上記インバー
タ部（４）から出力される所望の電流とはにおいて（１
）式、すなわちｉｄ書＝　Ｉｄｓ　、　ｉｑ沓＝０゜０
；０を代入して算出される。

この電流がｔ光検出器（６）で検出され、３相／２相変
換手段（至）により２相電流ｉｄｓ、ｉｑｓに変換され
、それぞれｄ軸、ｑ軸電流比較手段面、＠に負帰環され
る。

上記ｉｄｓ　、　ｉｑｓは次式により算出される。

ところが、電流位相指令手段（財）から上記（１１式で
示された直流の電流指令、すなわちｉｄ％’：＝Ｉｄｓ
（一定）、＋ｑａ＝０．θ＝０を入力した場合において
、制御信号系における。（２）式で示された２相電圧指
令ｖａ２　、　　ｖ　ｑ２　、　＋３）式で示されたイ
ンバータ部（４）の出力電流およびその検出値、その変
換された２相電流ｉｄｓ　、　ｉｑｓ等には誘導電動機
（５）のフリーランに起因するリップル成分が重畳し、
上記（２）式で示されたｙｄ’Ｆ＝　Ｒｓ　・Ｉｄａ　
、　ｖｑ”＝　Ｏや、（３）式で示されたｉｕ　、　ｉ
ｖ　、　ｉｗ　　等はその平均値を示すものである。

次に、誘導電動機（５）がフリーラン状態にある場合に
おいて、電流指令信号として直流の指令信号を出力した
場合において、電流負帰環方式の制御信号系にリップル
成分が重畳する理由について。

および上記制御信号系に属する２相電圧指令ｖｄｎ。

マｑ讐に対して重畳するリップル周波数とフリーラン回
転周波数について説明する。

ａ−ｑ座標軸における誘導電動機（５）の状態方程式は
一般に次式で示される。

（６）式において。

ｉｄｒ　：誘導電動機のｄ軸２次電流 ｉｑｒ　：誘導電動機のｑ軸２次電流 ｐｃｄｒ：誘導電動機の回転角周波数（電り４角）Ｒｓ
：１相当りの１次抵抗 Ｒｒ：１相当りの２次抵抗 Ｍ　：相互インダクタンス Ｌ＋ｓ：１次自己インダクタンス Ｌｒ：２次自己インダクタンス σ　：漏れ係数（σ＝　１−Ｍ２／　Ｌ　ｓＬ　ｒ　）
Ｐ　：微分演算子 である。上記（６）式を ｐｉ＝Ａｉ＋Ｂｖｓ ただし、　　ｉ　＝　［：ｉｄｓ　ｉｑｓ　ｉｄｒ　ｉ
ｑｒ］’ｖｓ　＝　（ｖｄ＋ｓ　ｖｑａ　）τ ・・・（７） と表現し、さらに １ｓ＝ｃｉ ただし、　　ｉ＠＝　［ｔｄａ　ｉｑａ］”・・・（８
） 示したブロック図で表現される。

上記ブロック図において、ｄ軸、ｑ軸電流制御手段（至
）、（至）はＰＩ（比例積分）制御するものであるから
、その伝達関数Ｇ　ｃ　（ｓ）はとした。ただし、　Ｋ
ｐは比例ゲイン、Ｔは積分時間を示す。

上記ブロック図のＰＩ制御部、すなわちｄ軸。

ｑ軸電流制御手段（ハ）、（７）の積分出力をＶ工＝〔
マｄ工ｖｑ工〕７ とおけば１図の閉ループ系の状態方程式は次式で示され
る。

と表現し、電流指令をＩ誉＝　（ｉ／’　ｉｑ”）”　
　とすると制御信号系、すなわち？！流制御系は第３図
に−１ ｆＩＩ式の固有値、すなわち閉ループ極は６個存在する
が、そのうちの誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆ
に近い固有周波数をもつ極、すなわち代表特性根がはソ
虚軸上に存在し、これが制御信号系の振動を発生し９例
えば２相電圧指令ｖｄ２．マｑ讐にリップルを重畳させ
る。なお、誘導電動機（５）の回転角周波数ｐωｒよシ
、そのフリーラン周波数Ｆｐωｒ はＦ＝−にて求められる。

２π 上記代表特性根は０１式に誘導電動機（５）の定数（Ｒ
ｓ、Ｒｒ、Ｍ、Ｌｓ、Ｌｒ）誘導電動機（５）のフリー
ラン周波数Ｆの設定値、電流制御回路ｗ、　Ｃ３１）の
比例ゲインＫｐ　、積分時間Ｔを与えれば数値計算によ
シ求まシ、さらに代表特性根の固有角周波数ωｎが計算
で求まる、このωｎが上記ｖｃｉ２　、　ｖｑ２に重畳
するリップルの角周波数であシ、リップルの周波数ｆｎ
＝−は一般に誘導電動機（５）のフリ１Ｃ −うン周波数Ｆよシ若干小さく、かつ、上記誘導電動機
（５）の定数等によりそれぞれ異なる。しかし。

上記フリーラン周波数Ｆとリップル周波数ｆｎ　　との
間には比例関係があるので、この両者間の比を比例定数
ｒとして予め求めておけば、上記ｖｄｎ。

ｖｑａに重畳するリップル周波数ｆｎを求めて上記比例
定数ｒを乗算することによシ、フリーラン周波数Ｆが容
易に演算できる。

第４図および第５図は電圧指令ｖｄ”、　　ｖｑ”に重
畳するリップル成分から誘導電動機（５）のフリーラン
周波数Ｆおよび回転方向を求める方法を実機を用いて実
験した結果に関するものであシ、第４図は正方向回転の
場合、第５図は逆回転の場合を示す。

実験に用いた実機は三菱５Ｆ−ＪＲ型１７Ｋｗ　４極３
相誘導電動機（定格入力電圧２００Ｖ）　　であり、残
留電圧零、１８００ｒｐｍでフリーラン中の上記誘導電
動機に直流の電流指令として ｉｄ譬＝ｔａｉＡ（定格励磁電流）　＊　　’ｑ譬＝０
゜０二〇 を与えて電流制御を行ない、電圧指令ｖｄ替、ｖｑ譬等
を求めたものである。

ただし上記実験においてはフリーラン再投入を模擬し、
フリーラン状態検出を開始し、その１０ｍ５後に電流指
令の位相角θを０から１８００に反転させてインバータ
部（４）の出力電流の極性を反転させた。この結果とし
て、電圧指令マｄ、ｖｑ２に重畳するリップル成分の振
巾が大巾に増大し、それ等の波高値は上記ｖｄ！１の平
均値Ｒｓ−Ｉｄｓ＝ｏ、４３３（ｇ）ｘｔａｆｆ囚−、
１６（ｖ）　　にはｙ等しい。

上記はフリーラン周波数ｔ８００ｒｐｍ　　での実験例
であるが、１５０　ｒｐｍ（５Ｈｚ）においても、リッ
プル成分の波高値として２〜３ｖが得られることが確認
された。

また、第４図および第５図において、ｖｄＲについては
その平均［Ｒｓ・Ｉｄｓ、を差引いて表示され。

そのリップル成分がｖｑｓのリップル成分と容易に比較
できるように表示している。なお、第４図および第５図
において、　　ｖｑ譬、　ｖｄ２の波形と１点鎖線Ａ−
にとの交点を比較するに、第４図に示した誘導電動機（
５）が正回転の場合にはｖｄ％’のリップル成分がｖｑ
ｓのリップル成分の位相よシ９０°進んでおり、逆に第
５図に示した逆回転の場合には上記位相より９０°遅れ
ておシ、もしくは２７０６進んでおシ、この位相差を検
出して誘導電動機の回転方向を判別できる。

なお、インバータ部（４）の出力電流、すなわちフリー
ラン状態の誘導電動機（５）への入力電流の極性をその
通電途中で反転させることによシ９重畳するリップル成
分の波高値が増大する理由は不安定な制御信号系が急峻
な電流変化を伴う外乱を受けることによる。

次に２相電圧指令ｖｄ２．　ｖｑ”に重畳するリップル
周波数より誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆおよ
び回転方向の具体的検出方法について述べる。

上記マｄ％、マｑ譬に重畳するリップル周波数ｆｎはａ
１式で示された状態方程式の代表特性機の固有周波数で
あるからｖｄ２　、　ＶＱ’：の両者共、同一周波数ｆ
ｎであシ、いずれから検出しても良い。しかし電流指令
として（１１式に示すごと＜　、　　ｆｄ”　＝　ｆｄ
”（一定）、　　１ｑｓ＝ｏを与えた場合には（２）式
に示すごとく、上記ｖｑｓの平均値は零であり、交流リ
ップルだけであるから、リップル周波数ｆｎが求め易い
。それゆえに、第２図に示したフリーラン状態検出部Ｃ
３りにおけるリップル周波数検出回路（３２ａ）に対し
て、上記ｖｄ”を入力し、第６図に示すようにそのゼロ
クロス点間の時間をリップルの１／２周期として求め、
リップル周波数ｆｎ　を逆算して求める。次にフリーラ
ン周波数演算回路（３２ｂ　）にて、上記ｆｎに予め入
力されている比例定数ｒ（＝ωｎ／ωｒ）を乗算して、
誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆを求める。

ｄ誉　　ゞ さらに、２相電圧指令ｖｅ　　ｖｑ’に重畳するリップ
ルの位相差は第５図に示すように誘導電動機（５）の回
転方向により異なシ。

正回転時・・・マｄ２がｖ貼に対して９０’進み位相逆
回転時・・°マｎがｖ貼に対して９０°遅れ位相となる
ので１位相比較回路（５２ｃ）にて、上記マｄ２および
ｖｑ’を入力し、マｑ誉と（ｖｄ２−Ｒｓ１ｄ２）とを
比較してその偏差を求め１回転方向判別回路（Ｓ２ａ）
にて、　ｖｑｓが負から正に転するときにおいて ｖｄ’：　−Ｒｓ　ｆｄ２　）　０　　　ならば正回転
ｖｄ脣−Ｒｓｉｄｓ（０ならば逆回転 と判別する。なお、上記においてＲｇｆｄＲはｖｄ替の
平均値であり（マｄ”　−Ｒａ　ｉ　者）はｖｄ誉から
抽出したリップル成分を示す。

上記実施例では誘導電動機（５）のフリーラン周波数Ｆ
および回転方向を検出する場合において、インバータ外
部（４）の３相出力電流を検出して直交する２相座標軸
系の電流ｉｄ＠、　ｉｑｓに変換し、１を流位相指令手
段Ｑ４が出力する２相電流指令ｉ諜。

ｉｑｓとのそれぞれの偏差（ｆｄ替−１ｄａ）、（ｉｑ
譬−１ｑａ）を求め、これらの信号をＰＩ（比例積分）
制御して２相電圧指令マｄ％、ｖｑ％を求め、さらに３
相電圧指令に変換して、インバータ部（４）から誘導電
動機（５）へ所望の電流が出力されるように制御する制
御信号系を備えたが、必ずしも、２相座標系でｐｘ制御
等の電流制御を実施する必要はなく３相の電流指令を与
え、３相座標のままで電流制御を行なっても同様な効果
が得られる。

また６上記実施例では電流制御としてＰＩ制御の例を示
したがＰ（比例）制御、ＰＩＤ　（比例積分、微分）制
御、またはそれ以外の制御を行なっても同様な効果が得
られる。

さらに、上記実施例では電圧指令ｖｄ２．　ｖｑＲに重
畳するリップル成分を抽出し、このリップル周波数ｆｎ
　、および２相間の位相差からフリーラン周波数Ｆと回
転方向を検出したが、上記リップル成分の抽出は電圧指
令ｖｄＲ、ｖｑ”に限定されるものではなく、上記制御
信号系の信号であれば、いずれの信号を用いても良く０
例えばインバータ部（４）の出力電流の検出値やこれ等
の電流を変換して得られた２相電流ｉｄａ　、　ｉｑｓ
に重畳されたリップル成分を抽出しても効果が得られる
。

まえ、上記実施例における第４図および第５図に示した
実機による実験において、誘導電動機（５）のフリーラ
ン状態におけるインバータ（４）の出力電流の極性を通
電の途中で反転させることにより。

制御信号系に重畳するリップルの成分の振巾の増大を図
ったが、極性を反転させなくとも、上記インバータ部（
４）の出力電流を急峻に変化させても。

リップル成分の振巾を増大させ、リップル周波数の検出
を容易にする効果がある。

なお、上記実施例では制御信号系の主要部を構成するフ
リーラン状態検出部（１０Ａ）をインバータ部（４）へ
制御信号を出力する制御回路部（１駄）の主要部と共に
、ＣＰＵメモリ、入出力インターフェイス等からなるコ
ンピュータのプログラム上に構築したソフトウェア構成
としたので、上記フリーラン状態検出部（１０Ａ）を付
加することによるインバータ装置の物理的寸法の増大を
防止したが、上記フリーラン状態検出部（ＩＱＡ）を制
御回路部（１３Ａ）と共にハードウェア構成とした場合
においても。

残留電圧が検出できない程に小さな、または全く発生し
ない誘導電動機（５）のフリーラン状態を検出できる効
果がある。

なお、電流指令信号として直流の例で説明したが、これ
はリップル成分の抽出が可能ならばよいのであって、直
流以外の信号でも可能である。

例えば、フリーラン状態の周波数よりも充分に長い時間
の間はぼ一定値の指令信号出力する低い周波数の信号や
断続的な信号でも良いことは上記実施例の説明からも明
らかである。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば誘導電動機がフリーラ
ン状態にある場合において、電流指令部からほぼ一定の
例えば直流の電流指令信号を与え。

制御信号系に発生するリップル成分を抽出し、上記誘導
電動機の回転状態を検出するようにしたので、上記誘導
電動機の残留電圧を検出することなく、そのフリーラン
状態を検出できる方法が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を実現するためのインバー
タ装置のブロック図、第２図はこの発明のフリ−ラン周
波数０回転方向検出手段のブロック図、第３図はこの発
明の誘導電動機の制御信号系としての電流制御系を示す
ブロック図、第４図はこの発明の誘導電動機が正方向に
１８０Ｏｒｐｍでフリーラン中における電圧指令マｄ％
、マｑ讐に重畳するリップル波形を示す図、第５図は誘
導電動機が逆方向にフリーラン中における第４図に対応
する図、第６図はこの発明の誘導電動機が正回転時にお
ける電圧指令ｖｄ２　、　ｖｑ？の位相関係と、上記ｖ
ｑ替からリップルの周期Ｔを求める説明図、第７図は従
来のインバータ装置のブロック図である。 図において、（１）は商用電源、（２）は整流回路、（
３）は平滑コンデンサ、（４）はインバータ部、（５）
は誘導電動機、（６）は電流検出器、（８）は電圧検出
器、（９）は瞬停検出再始動手段、　　（ＩＯＡ）はフ
リーラン状態検出部、（１狐）は制御回路部、　・Ｍは
電流指令部としての電流位相指令手段、（ハ）は関数発
生手段、（１）は３相／２相変換手段、＠はｄ軸電流比
較手段、＠はｑ軸電流比較手段、翰はｄ軸電流制御手段
、（７）はｑ軸電流制御手段、０υは２相／３相変換手
段。 （至）はフリ−ラン周波数９回転方向検出手段、（至）
は出力切換手段を示す。 なお１図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 第４図 第５図 Ｎ＝−１８００ヒＰりＬ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 誘導電動機へ電流を出力するインバータ部と、電流指令
   信号を出力する電流指令部と、上記電流指令部から出力
   された電流指令信号と上記インバータ部の出力電流の検
   出値である検出信号との偏差信号に基づいて上記インバ
   ータ部の出力電流を制御する制御信号系とを備え、上記
   誘導電動機がフリーラン状態にある場合において、上記
   電流指令部から電流指令信号としてほぼ一定の指令信号
   を出力し、このとき上記制御信号系に発生するリップル
   成分を抽出し、上記フリーラン状態にある上記誘導電動
   機の回転状態を求めることを特徴とする誘導電動機のフ
   リーラン状態検出方法。