JPH0336958A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に内燃機関の
点火装置として点火プラグの汚染に強い容量放電式点火
装置に最適なりＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

［従来の技術］ 自動車両用内燃機関の点火装置としては、現在の所、む
しろ支配的と言っても良い程、電流遮断型のものが多く
採用されているが、いわゆる点火プラグの“かぶり”等
、点火プラグの汚染に対しては、容量放電式の方が着火
性能上、有利なこともまた知られており、したがってエ
ネルギ利用効率が改善され、性能のさらなる向上と共に
コスト的にも低廉化すれば、この種の容量放電式点火装
置もまた、その実用化は大いに期待される。

もちろん、こうした容量放電式点火装置の回路構成等は
相当古くから周知であり、特許出願、実用新案登録出願
に係る公開、公告の各公報群を参照しても、例えば本出
願人の手になる実開昭６１−７６１６２号公報開示の考
案を始め、種々の構造的改良を含んで数多くあるが、そ
の原理を大概して言えば、あらかじめＤＣ−ＤＣコンバ
ータにより充電しておいたエネルギ蓄積コンデンサの蓄
積電荷を、機関の点火タイミングに合せて点火コイルの
一次側に一挙Ｃ放出させ、これにより点火コイルの二次
側に高電圧を得て、当該二次側に直列に挿入されている
点火プラグに燃料着火用の放電火花を発生させるもので
ある。

しかるに、このような目的に使用される従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを見てみると、自助型のものはほとんどｒ
ｔ　＜、他励型が主流であるが、中でも、例えば実開昭
ｆｉｎ−１５！１８２号公報の図面中に示されているよ
うに、二つのスイッチング手段を常に一定の周期で交互
にオン・オフし、これにより車両搭載のバッテリ等から
の直流電流をチョッピングして、電圧変換トランスの一
次側に与える疑似交番電流波形を得るタイプのものが多
かった。

これに対し、本出願人においても、上記のように常に一
定周期でスイッチング手段をオン・オフさせるのではな
く、実際に電圧変換トランスの一次巻線に流れる一次電
流を監視してスイッチング手段を制御するものも開発し
た。

すなわち、スイッチング手段をターン・オンして直流電
源から電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始すると
、当該−次電流はそのときの回路定数によって定まる最
大電流値に向かって増加して行くが、その途中の増加過
渡期において、この−次電流値があらかじめ設定しであ
る設定電流値に至ると、そこでスイッチング手段を一旦
、強制的にターン・オフし、−次電流を立ち下げてから
、その後に再度、スイッチング手段をターン・オンさせ
るような動作とし、これによって電圧変換トランスの一
次側に疑似交番電流波形を得るようにした。

もちろん、電圧変換トランスの二次側（得られる昇圧さ
れた交流波形は、上記いずれのタイプのものも、ＰＪＩ
には一本の整流ダイオードによる半波整流や、ダイオー
ド・ブリッジによる全波整流回路等、適当な整流回路に
より整流されて直流出力とされ、上記のように容量放電
式の点火装置に利用される場合には、この直流出力がエ
ネルギ蓄積コンデンサを充電するエネルギ源となる。

［発明が解決しようとするＸ！題］ しかるに、上記した従来例の中、常に一定周期で一対の
スイッチング手段を交互にオン・オフさせるタイプのも
のは、電圧変換トランス二次側にてその整流出力を利用
する負荷の状態のいかんにかかわらず、そのような交互
スイッチングを繰返すため、例え無負荷時といえども定
常的に電源電力を消費する点で望ましくなかった。事実
、特に節約を必要とする車載用バッテリを電源とせねば
ならない容量放電式点火装置用のＤＣ−ＤＣコンバータ
としては不適とされていた。

これに対し、改良された従来例として、電圧変換トラン
スの一次電流の増加過渡期における値を実際に監視し、
それが設定電流値に至るとスイッチング手段をターン・
オフし、その後に再度、ターン・オンするという動作を
繰返すものは、上記の従来例に比せば、遥かに合理的で
ある。

例えば、直流電源の電圧値が高く、スイッチング手段を
ターン・オンしてから電圧変換トランスの一次巻線に流
れ込む一次電流の増加率が高ければ、当該−次電流値は
早目に設定電流値に達するので、スイッチング手段も早
目にターン・オフするし、逆に、直流電源の電圧値が低
く、電圧変換トランスの一次巻線に流れ始めた一次電流
の増加率が低ければ、設定電流的に至るまでの時間も長
くなるから、スイッチング手段がオンとなっている時間
も長くなるというように、木質的には直流電源の電圧値
の変動に応じてスイッチング手段を効率良く動作させる
ことができ、その分は確実に、電力利用効率を高めるこ
とができる。

しかし、従来のこのような構成だけでは、上記のように
車両搭載のバッテリを直流電源として利用するような場
合には、当該直流電源の電圧変動幅が実際には極めて広
いことから、問題が生ずることが指摘された。

例えば、いわゆる普通車と呼ばれるような通常の自動車
両に塔載されているバッテリについて考えてみると、そ
の出力電圧は、定格でＤＣ１２Ｖとされていても、運転
開始に際して機関を始動するため、いわゆるセル・モー
タないしスタータを駆動すると、容易にＤＣ６Ｖ程度に
まで落ち込むし、一方ではまた、機関が始動し、スター
タを切ると、レギュレータにより安定化された発電電力
が供給されて、おおよそＤＣ１４Ｖ程度にまで上がり、
そこで落ち付く。

このような事情の下では、上記のように、電圧変換トラ
ンスに供給される一次電流値を実際に監視し、それが設
定電流値に至った所でスイッチング手段をターン・オフ
するように構成した方式を採用する場合、上記した設定
電流値を具体的には一体どの辺に設定すれば良いのかと
いうことが極めて難しい問題となる。

例えば、ＤＣ１２Ｖ程度の十分に高いバッテリ出力電圧
が得られる場合に、スイッチング手段のターン・オンと
共に電圧変換トランス−次巻線に供給され始める一次電
流値の増加率に応じ、それが必要な時間だけ流れてから
一旦、止められるまでの時間幅（すなわち、電圧変換ト
ランス−次側に与えられる疑似交番波形の一周期）を最
適にするべく、設定電流値を相対的に高目に設定すると
、バッテリ出力電圧が機関始動時等にあってＤＣ６Ｖ程
度等、かｔｔり低い電圧値にまで落ち込んだときには、
当該バッテリから電圧変換トランスの一次巻線に供給し
得る一次電流値の最大値がそもそも設定電流値じまで至
り得ないことがあり、その場合には当然、スイッチング
手段はオンになりっばなしになり、電圧変換に必要な交
番電流波形は得られない。

かと言フて逆に、バッテリ出力電圧の変動幅内で予想さ
れる最低出力電圧値（おいても、電圧変換トランスの一
次側にて適当な交番波形が得られるように、−吹型流に
関する設定電流値を低目に設定すると、今度は、バッテ
リ出力電圧が回復し、十分な高電圧となったときには、
スイッチング手段のターン・オンと共に電圧変換トラン
スの一次巻線に流れ始めた一次電流は、極めて短い時間
でこの設定電流値に達してしまい、スイッチング手段の
オン時間が極端に短くなるという事態を生む。これでは
結局、バッテリ電圧が高いのにもかかわらず、電圧変換
トランスの一次側に対し、単位周期ごとに供給される電
力は微小（なってしまうので、当然、その二次側でも、
電力として得られるエネルギ量は微小になってしまう。

本発明は基本的にこのような点に鑑みて成されたもので
、車両搭載のバッテリ等、相当に大きな電圧変動幅が見
込まれる直流電源を用いた場合にも、そうした電圧変動
に良く追従し、できるだけ効率的に直流昇圧作用を営み
得るＤＣ−ＤＣコンバータを）是供せんとするものであ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、スイッチング手段を
ターン・オンして直流電源から電圧変換トランスへ一次
電流の供給を開始するに伴い、増加傾向になる当該一次
電流値を監視し、これが所定の設定電流値にまで至ると
スイッチング手段を一旦ターン・オフしてそこで一次電
流を一旦遮断し、その後に再度、スイッチング手段をタ
ーン・オンするという動作を繰返すことにより、電圧変
換トランスの一次側に疑似交番電流波形を与え、これに
よって当該トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバータにおける
改良として、 ■車両搭載のバッテリに代表されるような上記直流電源
の電圧値を監視し、その高低変動に応じて上記の設定電
流値を変更し、直流電源電圧値が相対的に低い場合には
、相対的に高い場合に比し、設定電流値を相対的に小さ
な値とする設定電流値変更回路を組込むこと； を提案する。その上でさらに、 ■電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧交流出力を
整流して得られる直流出力電圧値をも監視し、この直流
出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったことを検出する
とスイッチング手段をオフ状態に維持する出力電圧監視
回路をも設けること： も提案する。

［作　　用］ 本発明によれば、既述してきたように、電圧変換トラン
スの一次電流値を実際に監視し、当該−次電流が供給さ
れ始めてからの増加過渡期においてそれが設定電流値に
至った時点でスイッチング素子を強制的にターン・オフ
し、そこで−次電流を一旦遮断するタイプのＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、直流電源の電圧値に応じ、上記の
設定電流値を可変にし、直流電源電圧値が低い場合には
高い場合に比し、上記した設定電流値を相対的に低く設
定しくしたがってその逆の場合には高く設定するので）
、従来のように設定電流値が固定であったがため、直流
電源の電圧値が大きく変動するとスイッチング素子がオ
ン・オフしな（なったり、あるいはオン時間が極端に短
くなって、単位周期あたりに電圧変換トランスに一次電
流を供給する時間が微小になり、電圧値は高いのに電力
容量としては大きな容量を取出せなくなるような欠点を
回避ないし緩和することができる。

例えば、直流電源電圧値が相対的に十分高いときに合せ
て最適な一次電流の交番波形が得られるよう（、相対的
に高い値■、Ｈに設定電流値が設定されていた場合、仮
にこれが固定であったとすると、内燃機関始動時等じあ
って直流電源の電圧値が８ｉ端に落ちたときには、当該
直流電源から電圧変換トランスの一次巻線に流し得る最
大電流値そのものがこの設定電流値Ｉ□に至り得す、ス
イッチング素子がオン社なりっばなしになり、バッテリ
電力を無駄に消費することもある。

しかし、本発明に従えば、そのように直流電源の電圧値
が低電圧になったときには、設定電流値１、そのものを
上記の相対的に高い値１３Ｎから相対的Ｃ低い値■１に
変更するので、−次電流の増加過渡期において相対的に
低い電圧値しか出力し得ない直流電源から比較的ゆっく
りとしか増加しない一次電流が供給され始めたときにも
、それが比較的低目に設定され直されている設定電流値
ＩＳＬに至ったときにスイッチング素子を所期通り、旦
ターン・オフさせることができ、これに対応して一次電
流に所定の交番波形を生成することができる。

なお、上記の説明から明らかなように、設定電流値■、
の変更は、アナログ的ないし連続的１２変化として直流
電源の電圧値Ｃ追従して行なっても良いし、何段階かの
所定の設定電流値群の中からそのときどきの直流電源電
圧値（応じて適当な値を選択するようにしても良い。

さらに、本発明のまた別の側面に従い、電圧変換トラン
スの二次側において整流された直流出力電圧を監視し、
これが所定の設定電圧値に至ったときにはスイッチング
素子をオフ状態に維持する監視回路をも設けると、エネ
ルギの利用効率は一層、高まる。

例えば、本発明によるＤＣ，−ＤＣコンバータは、すで
に述べたように、自動車両の内燃機関に対する容量放電
式点火装置においてエネルギ蓄積コンデンサを充電する
のに好適であるが、そのような場合には、電圧変換トラ
ンスの二次側整流出力は、当該エネルギ蓄積コンデンサ
の充電と共にその電圧値が増加し、満充電以降はほぼ一
定の電圧値に安定する。

しかるに、エネルギ蓄積コンデンサが満充電になると、
それ以降はＤＣ−ＤＣコンバータから充電エネルギを供
給するのは無駄になる。

そこで、本発明に従い、当該エネルギ蓄積コンデンサが
満充電になったときのコンデンサ両端電圧値を設定電圧
値とすれば、本ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧変換トラン
ス二次側（おいて整流された直流出力電圧値がこの設定
電圧値に至ったとき以降は、スイッチング素子が強制的
にオフ状態に維持されるので、上記のように無駄な電力
の供給を避けることができ、直流電源としての車両搭載
バッテリの負担を軽減することができる゛。

［実　施　例］ 第１図には、本発明に従って構成された一実施例として
のＤＣ−ＤＣコンバータｌＯを、自動車両の内燃機関駆
動のための容量放電式点火装置に利用した場合が示され
ている。

そのため、直流電源１１は車両搭載のバッテリであり、
また、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの直流出力は、容量
放電式点火装置におけるエネルギ蓄積コンデンサ３１を
充電するのに使われる。

あらかじめこの容量放電式点火装置の動作例につき、簡
単に説明してしまうと、機関点火時期以前においてあら
かじめ、エネルギ蓄積コンデンサ３１は本ＤＣ−ＤＣコ
ンバータｌＯにより、一般に満充電とされる。

各点火プラグ３５に最適な点火時期に至ると、点火制御
回路３３から点火指令信号が出力され、これにより、図
示の場合はＭＯＳ−ＦＥＴで例示されているパワー・ス
イッチング素子３４がターン・オンする。

すると、このパワー・スイッチング素子３４の主電疏通
路（例えばソース−ドレイン間のチャネル〉を介し、点
火コイル３２の一次巻線に対してエネルギ蓄積コンデン
サ３１の蓄積電荷が急激に放電され、これに応じて点火
コイル３２の二次側に高電圧が誘起され、点火プラグ３
５に放電火花が飛んで、燃料への着火が促される。

しかるに、このような用途に用いられる図示実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ１０は、大概すると、バッテリ１１
から選択的は一次電流の供給を受ける電圧変換トランス
１５と、当該−吹型流を選択的にオン・オフするため、
制御入力への４３号状態に応じて自身がオン・オフする
スイッチング素子１７と、電圧変換トランスの二次側に
得られる昇圧された交流出力を整流する整流回路１９と
、スイッチング素子１７を後述するように最適制御する
周辺回路群とを有している。

また、一般に独立のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、整
流回路１９の整流出力を安定化し、リップル分を除去す
るため、比較的大容量のフィルタ・コンデンサを要する
が、ここで想定している用途では、エネルギ蓄積コンデ
ンサ３１がその役目を兼ねることができる。

以下、本実施例の動作を追いながら、各部の詳細につい
て説明する。

まず、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯに対し、図示されて
いないスイッチ（例えば自動車両のスタータ・スイッチ
ないしキー・スイッチ等）の操作により、電源が投入さ
れたとしよう。

すると、第２図（＾）に示されているように、本ＤＣ−
ＤＣコンバータには、そのときのバッテリ１１の電圧に
ほぼ等しい値のｉｔ源電圧Ｖｉが印加される。

しかるに、電源投入の当初はスイッチング素子ｉ７はオ
フ状態にあり、電圧変換トランス１５の一次巻線も、こ
のスイッチング素子１７がオフ状態にあることにより開
放、遮断されているため、−吹型流■−はもとより流れ
ない。

したがって、本発明の趣旨に従い、電圧変換トランス１
５の一次電流の値をこの場合は電圧値に変換して監視す
るために挿人されている電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧値
Ｖｍも、はぼ零となっている。

この−吹型流検出抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖｍはまた、第一
の比較器１３の逆相人力ないし反転入力に与えられ、一
方、当該第一の比較器１３の正相人力ないし非反転入力
には、電源電圧値の変動に応じて電圧変換トランスに許
容する一次電流の最大値を規定するため、設定電圧値Ｖ
ｓが与えられている。

設定電圧値Ｖｓは、電源電圧ｖ６を抵抗Ｒ３，Ｒ２で分
圧した電圧値と、電源電圧ちをツェナ・ダイオード１２
によりクランプしたある一定のツェナ電圧Ｖｚ（Ｖｘ＜
Ｖａ）を抵抗Ｒ１＋　Ｒ２によって分圧した電圧値とを
、それら抵抗Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，＆：よる電圧加算回路で
加算した電圧値として与えられ、式で表せば次のように
なる。

したがってまず、ここで想定しているように、電源投入
直後の状態においては、上記の通り、第一比較器１３の
逆相人力に与えられている電圧値Ｖｍは零であり、正相
入力側は上記■式により有意の電圧値となるので、当該
比較器１３の出力は相対的に高レベル“Ｈ”になる。

この高レベル”Ｈ”は、当該第一比較器１３の出力に接
続されているコンデンサ１８を充電し始めるので、第２
図（ＣＪ中に示されているように、このコンデンサ１８
の両端電圧が所定の時定数に従い、上昇し始める。

この増加傾向になるコンデンサ１８の両端電圧値は第二
の比較器１４の正相入力に与えられ、一方で当該第二の
比較器１４の逆相入力には、ツェナ・ダイオード１２に
よるツェナ電圧Ｖｚを抵抗Ｒ，、Ｒ，で分圧する分圧回
路の接続中点（分圧出力点）が接続され、さらに、一端
が整流回路１９の出力に接続された抵抗Ｒ７の他端が接
続されている。

そのため、電源投入の当初にあってスイッチング素子１
７がオフ状態にあり、かつ、整流回路１９の出力に接続
されているエネルギ蓄積コンデンサ３１の蓄積電荷がほ
ぼ放電し切った状態にあれば、上記分圧回路の下側抵抗
Ｒ６に対し、実質的にこの抵抗Ｒ７が並列に入る結果と
なって、この分圧回路の上側抵抗Ｒ５に対し、実質的じ
下側抵抗値はかなり小さくなり、第二比較器１４の逆相
入力は十分低い電圧値に付けられるので、正相入力側の
“Ｈ“レベルに向かう電圧上昇により、比較的速く、こ
の第二比較器１４の出力も高レベル″Ｈ″になる。

しかるに、この第二比較器１４の″Ｈ″レベルは結局、
スイッチング素子１７へのターン・オン指令として働き
、バイポーラ・トランジスタの相補接続によるドライバ
回路１６を介し、スイッチング手段１７をターン・オン
する。

すると、第２図（Ｂ）に示されているように、当該オン
となったスイッチング素子１７を介し、直流電源１１か
ら電圧変換トランス１５の一次巻線に一次電流１ｍが供
給される。

この−吹型９ｆｆｉ１ｍは、時間と共に増加する過渡的
な波形であるが、その瞬時電流値に鑑み、上記の通り簡
単に■■として表すと、当該−吹型流Ｉｓを電圧値に変
換して検出する電流検出抵抗Ｒ４の当該変換電圧値Ｖｍ
は、当然、 ■１工Ｒ４・Ｉｍ　　　　　　　　　・・・・・・・・
■となり、すでに述べたように、これが第一比較器１３
の逆相入力に与えられる。

したがって、この時間と共に増加する一次電流１ｍの変
換検出電圧値Ｖｍが、やがてのことに上記■式で設定さ
れている設定電圧値Ｖｓ（第２図（＾）中では仮惣線の
しきい値直線で図示）に至ると、第一比較器１３の出力
は反転し、その出力に接続されているコンデンサ１８を
急速に放電するため、第二比較器１４の正相入力側の電
位も実質的に接地レベル程度にまで急速に低下し、これ
によってドライバ回路１６を介してのオン信号を立ち下
げ（ターン・オフィス号を発し）、スイッチング素子１
７をターン・オフする。

これにより、当然、第２図（Ｅ）と同図（Ｂ）の関係に
示されるように、電圧変換トランス１５の一次電流１ｍ 電流の一周期中における立ち上がり時間の終了となる。

しかるに、電圧変換トランス１５の一次電流１ｍが遮断
されれば、電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖｍも再び零に
なる。そのため、第一比較器１３の入力側における電圧
値の大小関係が再び反転し、当該第一比較器１３の出力
が“Ｈ”レベルに反転することでコンデンサ１８の両端
電圧が所定の時定数に従って上昇し始め、適当な時間経
過後に再び第二比較器１４の出力が“Ｈ”レベルになっ
てスイッチング素子１７が再度、ターン・オンし、以下
同様の動作が繰返されて行く。

明らかなように、このような動作によって得られる電圧
変換トランスの一次電流波形は第２図（Ｂ）に示される
ように疑似交番波形であるので、電圧変換トランス１５
における所定の昇圧比に従い、その二次巻線にも交流電
圧を得ることができ、整流回路１９はこれを整流して直
流出力とし、エネルギ蓄積コンデンサ２１を充電する。

しかし、第２図の右半分の状態に示されているように、
上記のメカニズムによって電圧変換トランス１５の二次
側に得られた直流電圧がエネルギ蓄積コンデンサ２１を
充電して行った結果、第２図（Ｄ）中に仮想線のしきい
値直線で示されているように、当該二次側出力電圧値が
設定電圧値Ｖ。に至ると、第二比較器１４の出力は低レ
ベル“Ｌ“に固定され、スイッチング素子１７をオフ状
態に維持するようになる。これは次のように説明できる
。

ダイオード整流回路１９の出力には抵抗Ｒ，の一端が接
続され、当該抵抗Ｒ７の他端は抵抗Ｒ，、Ｒ，の接続点
に接続される形で第二比較器１４の逆相人力に接続され
ている。したがって既述のように、電源没入の当初は、
ただ単に抵抗Ｒ６に対して実質的に並列に入っていたに
過ぎない抵抗Ｒ７が、その一端側における整流回路出力
電圧値の上昇により、実質的に抵抗値を上げて行くのと
同じ作用を来たし、むしろ、ツェナ電圧Ｖｚを抵抗Ｒｓ
　、　Ｒｅで分圧した電圧というよりも、整流回路出力
電圧を抵抗Ｒ，、Ｒ，の分圧回路で分圧した電圧を第二
比較器１４の逆相入力に印加するのが支配的となるよう
な作用を及ぼし、したがって、その電圧が、第二比較器
正相入力側に印加されている電圧を上回る状態を生じ得
る。

そこで、当該抵抗Ｒｓ　、　Ｉｌｔ　、　Ｒ？の値を適
当に選定することで直流出力電圧に関する設定電圧値Ｖ
。を設計的に定めて置けば、整流回路出力電圧値がこの
設定電圧値Ｖ。に至ったときに、第二比較器１４の入力
側における電圧値の大小関係が反転する状態を生起する
ことができ、したがってこの事実を利用して、さらに、
当該設定電圧値ｖｏを、エネルギ蓄積コンデンサ２１が
満充電となったときに飽和する整流回路１９の出力電圧
値として定めて置けば、エネルギ蓄積コンデンサ２１が
満充電となると、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を
停止ないし中断させることができる。

これは逆に言うと、エネルギ蓄積コンデンサ２１が満充
電となった後にまで、スイッチング素子１７を繰返しオ
ン・オフさせ続け、無駄にバッテリ１１のエネルギを消
費させるような不都合を回避し得るということである。

もちろん、エネルギ蓄積コンデンサ２１の両端電圧が低
下した場合には、第二比較器１４の出力は正相入力側の
電圧値によって規定されるので、第２図中、右半分の部
分にスパイク状に示したように、その低下分を補うよう
に、本ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯを再度、動作させるこ
とができる。

以上述べた所までで、まずは本発明に従って構成された
ＤＣ−ＤＣコンバータｌＯの基本的な動作と、直流出力
電圧値が設定電圧値ｖｏに至ったとき、ないし至ってい
る状態を続けているときにコンバージョン動作を中断し
得る動作を説明したが、次いで、バッテリ１１の電源電
圧変動に対しても、本ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が合理
的な動作を営むことにつき説明する。

上記で用いた第２図は、明らかなように、バッテリ１１
の電源電圧に実質的に等しい電圧値としての本ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータｌＯの電源電圧Ｖ、に大きな変動がなく、
少なくともほぼ一定値に安定している場合を示している
。実際上、このように、バッテリ１１の両端電圧値が安
定しているときに本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１０が
安定な動作をすることは当然のことながら必須であるの
で、これを証明する上で第２図は１ｇｌな意味があるが
、バッテリ１１による電源電圧ＶＢが変動した場合には
、第５図を参照しての説明となる。

この実施例で想定しているように、直流電源１１が車両
搭載のバッテリであるような場合、先にも述べたように
、当該車両の機関始動時にスタータを動作させると、当
該電源電圧ＶＢは相当に低い値にまで低下する。定１Ｄ
ｃ１２Ｖのバッテリでは容易にＤＣ６Ｖ程度にまで落ち
る。

このことを念頭に置いて第５図を見ると、同図（Ａ）に
は、その左半分の部分で電源電圧Ｖ５が電源としてのバ
ッテリ１１に許容可能な最低電圧値Ｖ３、にある場合を
、また右半分では最大電圧値Ｖ８にある場合を示してい
る。

同じ第５図中、（Ｂ）図から（Ｅ）図までは従来の場合
、ないし本発明を適用しない場合を示し、第５図（＾〉
に示されるように、電源電圧ＶＢが電圧値ＶＬ、　Ｖ、
間で大きく変動するにもかかわらず、電圧変換トランス
１５の一次電流Ｉｍに関し、ある固定の設定電流値Ｉｓ
ｏが設定されているときの当該−吹型流１＋ｍの変化と
、これを生ずるスイッチング素子１７の状態を示してい
る。

回路構造で言えば、第１図示実施例中にあって抵抗加算
回路Ｒ，、Ｒ，、Ｒ５により電源電圧Ｖ、とツェナ電圧
Ｖｚとを加算することにより、既述の０式に従って設定
電圧値Ｖｓが決定される場合と異なり、例えばツェナ・
ダイオードによってのみ、固定的な設定電流値ＴｉＯに
対応する固定的な設定電圧値ＶＳＯを定めた場合に相当
する。

しかるに、この固定的な設定１１ｔ流値ＸＳＯが、第５
図（Ａ）中の右半分に示されているように、電源電圧Ｖ
、が最大電圧値ｖＨにあるときに適当なるように設定さ
れている場合、つまり第５図　（Ｂ）　、　（Ｃ）の右
半分に示されているように、−周期ごとの電圧変換トラ
ンス１５に一次電流Ｉｎが流れている時間（スイッチン
グ素子がオンとなっている時間）ｔ　ｏｎと、流れてい
ない時間（スイッチング素子がオフとなっている時間）
　ｔｏｆｆとの比が最大電源電圧値ｖｏにおいて動作効
率上、最適なように定められていたとしよう。

してみるに、一方では第３図に示されているように、一
般に電源電圧ｖｌｌが上記のようじ最低電圧値ｖＬと最
大電圧値Ｖ。の間で変動する場合、当然ではあるが、当
該電源電圧値Ｖ８が最低電圧値ｖＬに近くなる程、電圧
変換トランス１５の一次巻線に流し得る一次電流の最大
値Ｉ−も低下する。したがって、第５図（Ａ）中、左半
分に示されるように、電源電圧Ｖ８が極端に低下し、最
低電圧値ＶＬｅ至る程にもなると、その電圧値ｖＬにお
いてバッテリ１１から電圧変換ト・ランス１５の一次巻
線に流し得る最大一次電流値■しそのものが、第５図（
Ｂ）に示されているように、固定的に設定されている設
定電流値Ｉ、ｏにそもそも至り得ない状況が起こる。

こうなれば当然、電圧変換トランス１５の一次電流が設
定電流値に至ったときは当該−次電流を一旦断つように
構成されたＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチング素
子にターン・オフ指令が与えられないことになり、第５
図（Ｃ）の左半分に示されるようにスイッチング素子は
オン状態を続け、−次電流は低電流値とは言え、最大電
流値ＩＭ＝ＩＬのまま、電圧変換トランス１５の二次側
エネルギには何等寄与しない無駄なエネルギとして、直
流的に流れ続けてしまう、これは車両搭載のバッテリ１
１を直流電源として使用する場合、極めて望ましくない
こと、明らかである。

そうかと言って、第５図　ＣＤ）　、　（Ｅ）の左半分
に示されているように、電源電圧ｖｌ、の変動範囲にお
ける最低電圧値ｖＬのときに、スイッチング素子ないし
一次電流のオン・オフ時間比（ｊｏｎ／１ｏｒｒ）が最
適になるように、設定電流値ｒｓｏを相当に低い値に設
定してしまうと、同じく第５図　（Ｄ）　、　（Ｅ）に
あ−ってもその右半分に示されるように、電源電圧ＶＢ
が十分高くなった場合には、当該電源から供給される電
圧変換トランスへの一次電流の最大電流値工、が上昇す
る結果、その立ち上がりも急峻になり、流れ始めてから
間もない中に、容易に設定電流値Ｉ３゜に至ってしまう
事態となり、そのオン時間ｔ。ｎ゛は極めて短くなって
、効率的な動作は期待できず、電圧変換トランスの二次
側で見ると、出力電力は大きく採れなくなってしまう。

これに対し、本発明においては、第５図（Ｆ）に示され
ているように、この電圧変換トランス１５に流れる一次
電流に関してスイッチング素子をターン・オフすべき電
流値である設定電流値■、そのものを可変にしている。

先に説明したように、第１図示の本発明実施例回路では
、−吹型流軸の監視は電流検出抵抗Ｒ４を介し電圧Ｖｍ
に変換して行なっており、そのときどきの一次電流値り
ｎ＋に対応するこの電圧値Ｖｍが第一比較器１３の逆相
入力に与えられている。

一方で、スイッチング素子１７をターン・オフすべき一
次電流値である設定電流値■、に対応する設定電圧値Ｖ
ｓは、電源電圧Ｖ、を分圧する抵抗回路Ｒ，、Ｒ，と、
電源電圧Ｖ８よりは低い基準電圧Ｖｚを分圧する抵抗回
路Ｒ，、Ｒ２の分圧回路による電圧加算回路を介して第
一比較器１３の正相入力に与えられている。この場合、
抵抗Ｒ２は両分圧回路に共通の抵抗として利用されてい
るが、木質的には各分圧回路に個別の下側抵抗の並列合
成抵抗値として定義できる。また、基準電圧源も、図示
の場合は最も簡単なツェナ・ダイオード１２を一本だけ
用いて構成しているが、もっと精度の高い回路であって
も良い。

いずれにしろ、このようにして、設定電圧値Ｖｓが既掲
の０式に従い、一定基準電圧Ｖｚと、変動する要因を含
む電源電圧ｖＩＩの加算電圧値として定義されると、当
該設定電圧値Ｖｓは、電源電圧ν、が低くなれば低くな
り、高くなれば高くなる追従特性を示す、■式中の変動
要因は電源電圧値Ｖａのみであって、残りの他の値Ｖｚ
　、　Ｒ，、Ｒ，、Ｒ８は全て、設計的に固定設定し得
るからである。

したがって、第３図に示されるように、バッチＩＪＩＩ
の電圧値Ｖ、の最大変動幅が最低電圧値ｖＬと最大電圧
値Ｖ、どの間であれば、それら両電圧値ＶＬ＋Ｖ、間の
変動に対し、上記他の値の設定によってその傾きαが定
義し得る直線Ｖｓを得ることができ、当該傾きα、すな
わち電源電圧変動率に対する設定電圧（基準電圧）Ｖｓ
の変動率関係や、電源電圧ＶＢが最低電圧値ｖＬないし
最大電圧値ｖＨにあるときにもスイッチング素子１７に
対して適当ないし許容可能なオン・オフ時間比（ｔ、、
／ｌ、ｒｒ）比を与え得る設定電圧ｖＳＬないしＶｓ□
（ひいては−吹型流Ｉｓに関する設定電流値Ｉ３Ｌない
しＩ　ＩＩＨ）を設計的に最適な値に決定し、低い電源
電圧値から高い電源電圧値まで、効率良く動作するＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることができる。

これは既述の０式を次のように書き直すと分かり易い。

Ｖｓ　＝α・ｖ！ｌ＋β； ただし、 すなわち、抵抗Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，の値により、電源電圧
Ｖ、に対する係数αを決定できるので、第３図に示され
ている設定電圧Ｖｓの変化曲線（−次直線）の傾きαを
それら抵抗値Ｒ，、Ｒ２，Ｒ，の値によって最適なよう
に設定することができ、電源電圧ｖ６の変動に応じての
設定電圧Ｖｓの変動率を最適に設定できるのみならず、
それら抵抗値Ｒ＋　、　Ｒ２、Ｒ３と基準電圧源１２の
発生する基準電圧Ｖｚに応じ、第２図中でＶｓ軸切片β
を決定できるので、例えば電源電圧Ｖ、が最低電圧値ｖ
ｌ、にあるときに最も効率の良い動作を期待し得る一次
電流オン・オフ比を得るための設定電圧値ＶＳＬ、をも
最適に設定することができる。もちろん、当該最低設定
電圧値ｖＳＬの値と設定電圧Ｖｓの変化率αとを独立に
決定できるということは、バッテリ１１の電圧ｖａが定
格電圧にあるときはもとより、許容変動範囲内の最大電
圧値Ｖイに至るまで、効率的なコンバージョン動作を保
証し得るものとなる。

これが例えば、第１図示の回路において、基準電圧Ｖｚ
に関する電圧加算を止め、抵抗りを排斥して抵抗Ｒ２、
Ｒ３により電源電圧ＶＢを分圧する回路だけを設け、こ
の分圧回路出力電圧のみを第一比較器１３に与えた状態
を考えると、それでも、電源電圧ｖｌｌの変動に対する
設定電圧Ｖｓの変化率は、それら抵抗値Ｒ，、Ｒ，の値
の如何により、上記の係数αを調整することによって、
ある程度任、！ＩＣ設定可能であるが、明らかなように
、第３図中におけるＶｓ軸切片βが得られず、したがっ
て、必ずしも最適なコンバージョン動作は保証し得ない
。

このようにして、本発明に従い、電源電圧ｖｌの変動に
追従し、スイッチング素子１７をターン・オフさせるべ
き一次電流値である設定電流値１．＋ないしこれに対応
する設定電圧値Ｖｓを最適に変更し得る回路が組まれて
いると、第５図　（Ｆ）　、　ＣＧ）に示されているよ
うに、同図左半分において電源電圧ｖ８が許容可能な最
低電圧値ｖＬにあるときに最も低い設定電流値Ｉ５．（
ないし設定電圧値ＶＳＬ）に従ってそのオン・オフが適
当なるように制御されていたスイッチング素子１７は、
仮に、同図右半分に示されているように、電源電圧ｖｌ
ｌが許容可能な最大電圧値ｖＨになったときにも、これ
に対応して設定電流値１．ないし設定電圧値Ｖｓが最大
の値１３ＨないしＶｓＨを採るので、やはり同様に最適
ないし少なくとも適当な範囲で制御される。

つまり、高い電圧値によって大きな一次電流がより急峻
な傾きで電圧変換トランス１５に供給されても、それが
そのときの設定電流値１１１８に至るまでの時間、ひい
てはスイッチング素子１７の単位回あたりのオン時間ｔ
０゜は、電源電圧ＶＢが低い場合と同程度に採ることが
できる。

もちろん、第５図中にあっては、電源電圧ｖｌｌの許容
変動範囲の最低、最大値について示しであるが、上記メ
カニズムからして明らかなように、それら最低、最大値
間の中間の電圧値範囲の全てに対し、そのときどきに適
当なるように、設定電流値■３または設定電圧値Ｖｓが
追従変化する。

このようにして変換効率ないし電源利用効率の改善され
た本発明ＤＣ−ＤＣコンバータ１０によれば、例えば図
示の通り、これを容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コ
ンデンサ２１の充電用に用いる場合にも、第４図に比較
曲線を示すように、従来にあっては機関の特に高回転領
域で発電電力の大きなとき、すなわち電源電圧の高いと
きにむしろ変換効率が落ち、仮想線の曲線で示されてい
るように、設定電圧値ｖｏに至ってエネルギ蓄積コンデ
ンサを充電するまで（は長い時間が掛かり、十分に充電
し切れない中に点火時期に至ってしまうようなことも実
際にあったが、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１０を利
用すると、実線の曲線で示されているように、機関の回
転状態にかかわらず、安定した、しかも高速での充電が
可能さなる。

なお、上記した図示実施例の場合、整流回路ｉ９は半波
整流ダイオードで簡単に構成されているが、全波整流用
ダイオード・ブリッジその他、適当な公知整流回路を用
いて良く、また、スイッチング素子１７も、図示の場合
には絶縁ゲート型電界効果トランジスタとして一般的な
ＭＯＳ−ＦＥＴが例示されているが、これに限らない。

ただ、電圧制御素子であると、周辺駆動回路系も簡幣に
なる外、バッテリの消費電力もそれだけ確実に低下し得
るので、その点では望ましい。バイポーラ型であっても
、通常のバイポーラ・トランジスタは避け、最近開発さ
れた絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（いわゆる
ＩＧＢＴ）等を用いた方が良い。また、設定電流値■ｓ
ないし設定電圧値Ｖｓは、図示実施例の場合、アナログ
的に変化するが、あらかじめデジタル的に何段階かの値
を定めて置き、そのときどきの直流電源電圧値社応じて
適当な値を選択するようにしても良い。

［効　　果］ 本発明によれば、簡単な回路構成であるにもかかわらず
、電源電圧の変動に応じてスイッチング素子をターン・
オフすべき電圧変換トランス一次電流値を変更制御でき
、電源電圧が低いときから高いときまで、効率良く動作
し得るＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

また、本ＤＣ−ＤＣコンバータが出力する直流電圧値に
関しても設定電圧値を設け、この設定電圧値に至った場
合には本ＤＣ−ＤＣコンバータのコンバージョン動作を
中断するようにした場合には、上記効果に加え、負荷の
状態に応じて最適な動作が期待でき、負荷側にてエネル
ギの供給を要求していないときにまで、無駄に動作する
のを防ぐことができ、消費電力を節約し、電源の負担を
大いに軽くすることができる。

したがって、直流電源として車載バッテリを用い、容量
放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ充電用に用い
る場合に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは特に有効で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従って構成された一実施例としてのＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを内燃機関の容量放電式点火装置に
用いた場合の概略構成図。 第２図は電源電圧がほぼ安定している場合において（Ｄ
本発明Ｄ　Ｃ−Ｄ　Ｃコンバータの動作の説明図。 第３図は電圧変換トランスの一次巻線に供給し得る一次
電流最大値あるいは設定を流値または設定電圧値に対し
、電源電圧の変動が及ぼす影響の説明図 第４図は容量放電式点火装置のエネルギ蓄積コンデンサ
充電用に本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合と
従来のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた場合とを当該充電
時間に関して比較した説明図。 第５図は電源電圧に変動が見込まれる場合における本発
明ＤＣ−ＤＣコンバータの動作の説明図。 である。 図中、１０は全体としての本発明ＤＣ−ＤＣコンバータ
、　１１は直流電源としてのバッテリ、１２は基準電圧
源としてのツェナ・ダイオード、１３は第一比較器、１
４は第二比較器、１５は電圧変換トランス、１６はドラ
イバ回路、１７はスイッチング素子、１８は時定数設定
用コンデンサ、　１９は整流回路としてのダイオード、
３１は容量放電式点火装置におけるエネルギ蓄積コンデ
ンサ、３２は点火コイル、３３は点火制御回路、３４は
パワー・スイッチング素子、３５は点火プラグ、ＶＢは
直流電源電圧、Ｉｌｌは電圧変換トランス−次電流、Ｖ
−は−次電流を電圧に変換して検出した当該検出電圧値
、Ｖｓは設定電圧、ＶＺは基ｌ電圧、Ｖ、は出力直流電
圧値に対する設定電圧、Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，は電源電圧及
び基準電圧の分圧回路兼電圧加算回路、Ｒ４は一次電流
の電圧変換検出抵抗、Ｒ，、Ｒ，、Ｒアは出力直流電圧
値の検出回路構成用の抵抗、である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング手段をターン・オンして直流電源か
   ら電圧変換トランスへ一次電流の供給を開始する一方、
   該供給開始後の該一次電流値を監視し、該一次電流値が
   所定の設定電流値にまで至ったことを検出すると上記ス
   イッチング手段を一旦ターン・オフし、その後再度、該
   スイッチング手段をターン・オンする動作を繰返すこと
   により、上記電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧
   交流出力を整流して直流出力とするＤＣ−ＤＣコンバー
   タであって； 上記直流電源の電圧値を監視し、その高低変動に応じて
   上記設定電流値を変更し、該直流電源電圧値が相対的に
   低い場合には、相対的に高い場合に比し、上記設定電流
   値を相対的に小さな値とする設定電流値変更回路を有す
   ること；を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. （２）上記電圧変換トランスの二次側に得られる昇圧交
   流出力を整流して得られる直流出力電圧値を監視し、該
   直流出力電圧値が所定の設定電圧値に至ったことを検出
   すると上記スイッチング手段をオフ状態に維持する出力
   電圧監視回路をも有すること； を特徴とする請求項（１）に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
   タ。