JPH0338717B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜技術分野＞ 本発明は誘導加熱調理を行う誘導加熱器に関す
るもので、特にその無負荷検知手段または小物負
荷検知手段に関する。

＜従来技術＞ 誘導加熱器においては、炎が見えず、スプーン
やフオークなどの小物金属があやまつて加熱され
た場合、人が触れてやけどの恐れがあるため、小
物金属は加熱されないような小物負荷加熱防止手
段が必要であつた。

従来、小物金属を検知する小物負荷検知手段
は、第１１図に示すように、入力コンデンサ３の
両端の電圧を検出し、その電圧の谷の部分の電圧
が一定の電圧以下になれば大物負荷、そうでない
時は小物と判別していたが、この場合電源電圧が
変動すれば、大物・小物の境界レベルが変化する
（実際には10V上昇すれば境界レベルがφ100mmの
鍋からφ105mmの鍋へとφ5mm大きくなる）ため、
精度の良い小物判定ができなかつた。

第１１図は従来の誘導加熱器の構成図で、低周
波交流電源１より整流回路２に交流電圧を加え、
直流電圧に変換する整流回路２の直流出力端子Ｖ
１，Ｖ２間には入力コンデンサ３が接続される。
また、出力端子Ｖ１，Ｖ２はインバータ回路４の
入力端子に接続され、インバータ回路４の出力端
子に加熱コイル５が接続される。通常加熱コイル
５はインバータ回路４の共振用インダクタを兼ね
る。インバータ回路４は制御装置Ｃの制御回路６
により制御され、インバータ装置が構成される。
制御回路６は入力コンデンサ３の端子電圧Vcを
検知するため、直流出力端子Ｖ１，Ｖ２に接続さ
れた入力電圧検知端子６００ａ，６００ｂを有
し、インバータ回路４に含まれるパワー半導体ス
イツチング素子の導通を制御する制御出力端子６
０１を有する。

第１４図ａは誘導加熱出力の大きい通常の製鉄
鍋の時の入力コンデンサ３の端子電圧Vcで、同
図ｂは小物負荷の場合のVcである。インバータ
回路４以降のインピーダンスは等価抵抗負荷と考
えて差仕えなく、誘導加熱出力の大きい時には等
価抵抗は小さく、小物負荷では大きい。よつて、
通常、入力コンデンサ３は力率をよくするため、
10〜30μFに選ばれるので、通常鍋負荷では端子
電圧Vcは、ほとんど全波整流波形である。

しかし、小物負荷では力率が悪くなり、AC零
電圧近辺でも、入力コンデンサ３の放電電圧が残
るため、第１４図ｂに示すような電圧Vcminが
発生する。そこで小物判別手段Ｂは、AC零電圧
近辺での電圧がある一定レベル以上になると小物
負荷と判断するよう構成される。

第１２図はその具体的な回路例で、第１３図は
その各部波形を示す。第１２図において、直流出
力端子Ｖ１，Ｖ２に接続される電圧検知回路６１
に入力電圧検知端子６００ａ，６００ｂから入力
電圧が入力され、電圧検知回路６１の出力信号
Vsは比較回路６２のコンパレータ６２０に加え
られ、その出力信号Vpはインバータ回路４の発
振起動停止を制御する発振起動停止制御回路６３
に加えられる。電圧検知回路６１は入力コンデン
サ３の端子電圧レベルを検知する。

電圧検知回路６１では、第１２図の如く直流
（＋）端子Ｖ１より抵抗６１０とツエナーダイオ
ード６１１およびトランジスタ６１２のベースは
直列関係に接続され、トランジスタ６１２のエミ
ツタはアースへ接続される。直流（−）端子Ｖ２
は制御回路６のアースと共通接続される。トラン
ジスタ６１２のベース・エミツタ間には逆並列ダ
イオード６１３が接続され、コレクタにはコレク
タ抵抗６１４が接続される。ツエナーダイオード
６１１のカソード端子は直流（＋）端子Ｖ１側に
接続され、ツエナー電圧Vz以上の時トランジス
タ６１２はオン状態となる。トランジスタ６１２
のコレクタにはトランジスタ６１５のベースが接
続され、トランジスタ６１５のコレクタと直列接
続されたダイオード６１６により、抵抗６１７，
６１８とコンデンサ６１９のタイマー回路を制御
する。すなわち第１３図のVsに示す如く、入力
コンデンサ電圧Vcがツエナー電圧Vzより低い時
にはトランジスタ６１２がオフ状態で、トランジ
スタ６１５はオン状態となるので、ダイオード６
１６、低抵抗６１８によりコンデンサ６１９の電
荷が放電され、コンデンサ６１９の電圧は、ほと
んど零となる。

入力コンデンサ電圧Vcがツエナー電圧Vz以上
の時には高抵抗６１７と低抵抗６１８を介して、
コンデンサ６１９を充電し充電時定数は低周波交
流電流半波の周期よりも長いので、コンデンサ電
圧は通常鉄製鍋の時には低いレベルである。

言い換えれば、通常鉄製鍋の時には入力電圧
Vcはツエナー電圧Vzよりも毎サイクル低くな
り、トランジスタ６１５により毎サイクルコンデ
ンサ６１９を放電させる。

しかし、小物負荷ではVcはツエナー電圧Vzよ
りも低くならず、トランジスタ６１５はオフ状態
となり、高抵抗６１７よりコンデンサ６１９は充
電され続け、コンパレータ６２０のしきい値Vth
よりも高くなり、コンパレータ６２０の出力Vp
はＬレベルとなる。VpがＬレベルとなれば、発
振起動停止回路６３はインバータ回路４を発振停
止状態にする。

発振起動時には入力電圧Vcは常にツエナー電
圧Vzより高く、コンデンサ６１９の電圧は制御
回路電圧Vccに等しく、比較回路６１の出力信号
VpはＬレベルである。よつて、発振起動時には
発振起動停止回路６８により、コンデンサ６１９
の電圧を下げる必要があり、ベース抵抗６３０を
介してトランジスタ６３１をオン状態にし、ダイ
オード６３２、低抵抗６１８により急速に放電さ
せる。発振起動時にはベース抵抗６３０への入力
信号Vtは幅の狭いパルス信号が加わる。

第６図に示すように、小物Ｃ鍋加熱時の入力コ
ンデンサ３両端電圧波形の谷部の値は、電源電圧
が上がれば上昇する。そのため従来例のように一
定のツエナー電圧Vzで検出すれば、電源電圧に
より、小物・大物の境界レベルが変化することに
なる。

＜目的＞ 本発明は、上記欠点を改良するためになされた
もので、電源電圧の変動に対しても安定した小物
検知を可能とする誘導加熱器の提供を目的として
いる。

＜実施例＞ 以下、本発明の一実施例を第１図ないし第１０
図に基づいて説明すると、本実施例の誘導加熱器
は、低周波電力を直流電力に変換する整流回路２
と、チヨークコイル７を介して該整流回路２の直
流出力端子間に接続される入力コンデンサ３及び
インバータ回路４と、該インバータ回路４に接続
される誘導加熱コイル５と、前記インバータ回路
４を制御する制御装置Ｃとを具え、前期誘導加熱
コイル５上の被加熱物Ａがナイフやフオーク等の
小物のときにこれに検出する小物判別手段Ｂが設
けられ、該小物判別手段Ｂは、前記整流回路２と
は別に前記低周波電力を直流電力に変換する小物
判別用整流回路８の電圧V0を検出する電源電圧
検出回路６４と、前記入力コンデンサ３の両端電
圧V1を検出するコンデンサ電圧検出回路６５と、
該コンデンサ電圧検出回路６５の出力と前記電源
電圧検出回路６４の出力との比較する比較回路６
６と、該比較回路６６の出力に応じてHigh信号
又はLow信号を発生させる小物判別回路として
の周波数変換回路６７とを具え、前記制御装置Ｃ
は、該周波数変換回路６７の出力信号に基いて前
記インバータ回路４を制御するよう構成されたも
のである。

前記制御装置Ｃは、前記周波数変換回路６７か
らの信号によりインバータ回路４の発振停止の信
号を出力する発振起動停止回路６８と、該発振起
動停止回路６８の出力信号により前記インバータ
回路４を制御する制御回路６とから構成されたも
のである。

前記判別用整流回路８は、例えばダイオードブ
リツジ回路であり、また前記電源電圧検出回路６
４は、第２図の如く電源電圧の両波整流波形を抵
抗Ｒ１，Ｒ２によりR2／（R1＋R2）に分圧した
電圧Vaを出力するものである。また前記コンデ
ンサ電圧検出回路６５は、第３図の如くインバー
タ回路４へ供給する電源波形を抵抗Ｒ３，Ｒ４に
よりR4／（R3＋R4）に分圧した電圧Vbを出力
するものである。そして前記比較回路６６は、電
源電圧検出回路６４及びコンデンサ電圧検出回路
６５の出力電圧を直接に比較し、Vb＞Vaのとき
にその出力VfをHighとするものである。

また前記周波数変換回路６７は、第４図の如く
抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１とによるRC積分回路
に比較回路６６の出力Vfが入力され、該積分回
路がコンパレーター９の（＋）端子に接続され
る。一方コンパレーター９の（−）端子には制御
回路電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８による分圧値が入力さ
れる。

そしてコンパレーター９の出力側はトランジス
タTr１のベース側に接続される。またトランジ
スタTr１のコレクタ側にダイオードＤ１が直列
接続され、該ダイオードＤ１により抵抗Ｒ９，Ｒ
１０とコンデンサＣ２のタイマー回路が制御され
て信号Vdが出力される。

また前記発振起動停止回路６８は、第７図の如
く周波数変換回路６７の出力Vdを（＋）端子に
入力するコンパレータ１０が設けられ、該コンパ
レータ１０の（−）端子に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で
分圧された値が入力される。そして該コンパレー
ター１０の出力端子と、何秒かHigh、何秒か
Lowのパルスを発生する無安定マルチバブレー
タ１１からの出力端子とはOR回路１２に接続さ
れ、該OR回路１２より信号Veが出力される。

第９図は適正鍋の場合の各部の出力波形で、同
図ａは電源電圧が80Vの場合、同図ｂは120Vの
場合を夫々示し、第１０図は小物鍋の場合の各部
の出力波形で、同図ａは電源電圧80Vの場合、同
図ｂは120Vの場合を夫々示す。

ここで電源電圧は電源電圧検出回路６４で検出
され、またインバータ回路４へ供給する電源波形
はコンデンサ電圧検出回路６５で検出される。こ
のとき電源電圧検出回路６４の出力Vaとコンデ
ンサ電圧検出回路６５の出力VbがVb＞Vaの時
に比較回路６６の出力VfがHighになる。第９図
から明らかな通り適正鍋Ａの時の出力VfのHigh
幅は電源電圧の大小にかかわらず同じになつてい
る。これは電源電圧が下がればVaはその波形頂
点が下がり、ゼロレベル付近の傾きが緩やかにな
り、またVbはそれに従つて傾きがゆるやかにな
るからであり、このVa，Vbを比較することによ
り総合的に電源電圧が変化しないのと同じ効果と
なるためである。小物鍋の時はVaが同じでVbが
上昇するので出力VfのHigh幅は大きくなる。

次に周波数変換回路６７の動作について説明す
る。第４図の如く出力Vfの出力はRCの積分回路
により略三角波となり、コンパレーター９の
（＋）端子に入力される。コンパレーター９の
（−）端子には一定の電位を与えているのみであ
り、大物（適正）負荷の時は、第９図の如くその
High幅が小であるため、第５図ａの如くコンパ
レーター９の出力がLowになる。また小物負荷
の時は、第１０図の如くそのHigh幅が大である
ため、第５図ｂの如く出力Vfと同じ周期のパル
スがコンパレーター９より出力される。即ち、出
力Vfの幅がせまいと比較電圧に達しないからト
ランジスタTr１は常にOFFとなり、したがつて
出力Vdは抵抗Ｒ９を通して制御回路電圧Vccが
出てくる。また、出力Vfの幅が広い時、比較電
圧を越えた間だけトランジスタTr１がONにな
り、抵抗Ｒ１０を通してコンデンサＣ２を放電す
る。その後抵抗Ｒ９によつてゆつくりコンデンサ
Ｃ２が充電されていくが、電源電圧がゼロ付近に
なると、また出力Vfのパルスがやつてきてその
High幅が広ければ上に述べたようにコンデンサ
Ｃ２を放電する。これを切り返すことにより出力
Vdを得る。

ここで抵抗Ｒ９を大、Ｒ１０を小に選んである
ので、トランジスタTR１による放電は速く、
Vcc方向への充電は非常に遅いため、第６図の如
く出力Vdの山の部分はVccより十分低くなり、
小物負荷の時は、出力Vdの電位はLowとなり、
大物負荷の時はトランジスタTr１がONしていな
にのでHighとなる。

そして周波数変換回路６７の出力Vdは起動時
には小物時と同じく山の部分がLowに近い三角
波であるのでコンパレータ１０の出力はLowで
あり、出力Veはパルスとなる。また大物の時は
出力VeはHighとなる。

制御回路６では出力Veに応じてインバータ回
路４に高周波信号を送り出し、例えば出力Veが
パルスなら間欠的にしか送り出さず、また出力
VeがHighなら連続的に送り出す。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるもの
ではなく、本発明の範囲内で上記実施例に多くの
修正および変更を加え得ることは勿論である。

＜効果＞ 以上の説明から明らかな通り、本発明は、低周
波電力を直流電力に変換する整流回路と、該整流
回路の直流出力端子間に接続される入力コンデン
サ及びインバータ回路と、該インバータ回路に接
続される誘導加熱コイルと、前記インバータ回路
を制御する制御装置とを具えた誘導加熱器におい
て、前記誘導加熱コイル上の被加熱物が小物のと
きにこれを検出する小物判別手段が設けられ、該
小物判別手段は、電源電圧を検出し、その出力波
形が電源電圧が下がるに従つてゼロレベル付近の
傾きが緩やかになるよう構成された電源電圧検出
回路と、前記入力コンデンサの両端電圧を検出
し、その出力波形が電源電圧が下がるに従つてゼ
ロレベル付近の傾きが緩やかになり、かつ小物負
荷時にはその出力が適性負荷性に比べて上昇する
よう構成されたコンデンサ電圧検出回路と、該コ
ンデンサ電圧検出回路の出力と前記電源電圧検出
回路の出力とを比較しコンデンサ電圧検出回路の
出力が電源電圧検出回路の出力よりも大となつた
時に出力が高レベルとなり、そのパルス幅が小物
負荷時には適性負荷時よりも大となるよう構成さ
れた比較回路と、該比較回路の出力パルス幅が小
の時、適性負荷であると判別し低レベル信号を出
力し、比較回路の出力パルス幅が大の時、小物負
荷であると判別し比較回路の出力と同じ周期のパ
ルスを出力するよう構成された判別回路とを具
え、前記制御装置は、該判別回路の出力信号に基
いて前記インバータ回路を制御するよう構成され
たものである。

したがつて、本発明によると、電源電圧は電源
電圧検出回路で検出され、入力コンデンサの両端
電圧はコンデンサ電圧検出回路で検出される。そ
して、電源電圧検出回路の出力と、コンデンサ電
圧検出回路の出力とが比較回路にて比較される。

このとき、電源電圧検出回路は、その出力波形
が電源電圧が下がるに従つてゼロレベル付近の傾
きが緩やかになるよう構成され、コンデンサ電圧
検出回路も、その出力波形が電源電圧が下がるに
従つてゼロレベル付近の傾きが緩やかになるよう
構成されているので、適性負荷時または小物負荷
時に対応する比較回路の出力パルス幅は、電源電
圧の変動に関係なく同じ幅となる。

ここで、比較回路の出力は、コンデンサ電圧検
出回路の出力が電源電圧検出回路の出力よりも大
となつた時に高レベルとなるが、コンデンサ電圧
検出回路が、小物負荷時にはその出力が適性負荷
時に比べて上昇するよう構成されているので、比
較回路の出力パルス幅は、小物負荷時には適性負
荷時よりも大となり、比較回路から出力パルス幅
の大なる信号が出力されると、判別回路は、小物
負荷であると判別し比較回路の出力と同じ周期の
パルスを制御装置に出力してインバータ回路を制
御する。

このように、電源電圧検出回路及びコンデンサ
電圧検出回路の出力波形が電源電圧が下がるに従
つてゼロレベル付近の傾きが緩やかになること
で、適性負荷時または小物負荷時に対応する比較
回路の出力パルス幅が、電源電圧の変動に関係な
く同じ幅となることと、コンデサ電圧検出回路の
出力が小物負荷時には適性負荷時に比べて上昇す
ることで、比較回路の出力パルス幅が小物負荷時
には適性負荷時よりも大となることとを利用して
小物検知を行つているので、電源電圧の変動に対
して非常に安定した小物検知が可能となるといつ
た優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す誘導加熱器の
構成ブロツク図、第２図は電源電圧検出回路の回
路図、第３図はコンデンサ電圧検出回路の回路
図、第４図は周波数変換回路の回路図、第５図は
比較回路の出力に対する周波数変換回路のコンパ
レーターの出力波形を示す図、第６図は周波数変
換回路の各部の出力波形を示す図、第７図は発振
起動停止回路の回路図、第８図は小物鍋加熱時の
入力コンデンサの電源電圧波形図、第９図ａ，ｂ
は適正鍋加熱時の電源電圧検出回路、コンデンサ
電圧検出回路及び比較回路の出力波形を示す図、
第１０図は小物鍋加熱時の電源電圧検出回路、コ
ンデンサ電圧検出回路及び比較回路の出力波形を
示す図、第１１図は従来の誘導加熱器の構成ブロ
ツク図、第１２図は同じくそのコンデンサ電圧検
出回路図、第１３図はコンデンサ電圧検出回路、
比較回路及び発振起動停止回路の出力波形図、第
１４図は入力コンデンサの両端電圧波形図であ
る。 Ａ：被加熱物、Ｂ：小物判別手段、Ｃ：制御装
置、２：整流回路、３：入力コンデンサ、４：イ
ンバータ回路、５：誘導加熱コイル、７：チヨー
クコイル、８：判別用整流回路、６４：電源電圧
検出回路、６５：コンデンサ電圧検出回路、６
６：比較回路、６７：判別回路（周波数変換回
路）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 低周波電力を直流電力に変換する整流回路
   と、 該整流回路の直流出力端子間に接続される入力
   コンデンサ及びインバータ回路と、 該インバータ回路に接続される誘導加熱コイル
   と、 前記インバータ回路を制御する制御装置と を具えた誘導加熱器において、 前記誘導加熱コイル上の被加熱物が小物のとき
   にこれを検出する小物判別手段が設けられ、 該小物判別手段は、 電源電圧を検出し、その出力波形が電源電圧が
   下がるに従つてゼロレベル付近の傾きが緩やかに
   なるよう構成された電源電圧検出回路と、 前記入力コンデンサの両端電圧を検出し、その
   出力波形が電源電圧が下がるに従つてゼロレベル
   付近の傾きが緩やかになり、かつ小物負荷時には
   その出力が適性負荷時に比べて上昇するよう構成
   されたコンデンサ電圧検出回路と、 該コンデンサ電圧検出回路の出力と前記電源電
   圧検出回路の出力とを比較しコンデンサ電圧検出
   回路の出力が電源電圧検出回路の出力よりも大と
   なつた時に出力が高レベルとなり、そのパルス幅
   が小物負荷時には適性負荷時よりも大となるよう
   構成された比較回路と、 該比較回路の出力パルス幅が小の時、適性負荷
   であると判別し低レベル信号を出力し、比較回路
   の出力パルス幅が大の時、小物負荷であると判別
   し比較回路の出力と同じ周期のパルスを出力する
   よう構成された判別回路と を具え、 前記制御装置は、 該判別回路の出力信号に基いて前記インバータ
   回路を制御するよう構成された ことを特徴とする誘導加熱器。