JPH0340078Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0340078Y2 JPH0340078Y2 JP1986076178U JP7617886U JPH0340078Y2 JP H0340078 Y2 JPH0340078 Y2 JP H0340078Y2 JP 1986076178 U JP1986076178 U JP 1986076178U JP 7617886 U JP7617886 U JP 7617886U JP H0340078 Y2 JPH0340078 Y2 JP H0340078Y2
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- Japan
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- transistor
- capacitor
- resistor
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Description
［産業上の利用分野］
本考案は、リンギングチヨーク形の直流−直流
変換器（DC−DCコンバータ）に関するものであ
る。 ［従来の技術］ 一般に、上記の直流−直流変換器は、スイツチ
ング・トランジスタと発振トランスとを備えて入
力直流電圧が印加されたときに発振する自励トラ
ンジスタ発振回路と、前記トランスの出力側に設
けられた整流回路とからなつている。第２図は従
来のこの種の直流−直流変換器の回路例を示した
もので、スイツチング・トランジスタＱのコレク
タに発振トランスＴの１次巻線Ｎ１の一端が接続
され、該１次巻線Ｎ１の他端はトランスＴの２次
巻線Ｎ２の一端及び直流正電圧入力端子Ｅに接続
されている。該２次巻線Ｎ２の他端はベース電流
制限抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱのベースに
接続され、トランジスタＱのベース、エミツタ間
に並列にバイアス抵抗Ｒ２が接続されて、該エミ
ツタと抵抗Ｒ２の接続点が直流負電圧入力端子Ｆ
に接続されている。以上により自励トランジスタ
発振回路１が構成されていて、上記の入力端子
Ｅ，Ｆ間に直流電源Ebが接続される。また、発
振トランスＴの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱの
コレクタとの接続点にダイオードＤのアノードが
接続され、該ダイオードのカソードとトランジス
タＱのエミツタとの間に平滑用コンデンサＣ１が
接続されて、整流回路２が構成されている。 そして、コンデンサＣ１の両端から直流正電圧
出力端子Ｕ及び直流負電圧出力端子Ｖが引出され
ていて、これらの出力端子Ｕ，Ｖ間に負荷Ｌが接
続される。 上記の直流−直流変換器においては、自励トラ
ンジスタ発振回路１におけるスイツチング・トラ
ンジスタＱのベース電位の所定の変化によるオ
ン・オフ動作により、発振トランスＴの１次巻線
Ｎ１を流れる直流電流が断続される。そして、ト
ランジスタＱのオンの期間にトランスＴの１次巻
線Ｎ１に蓄積された励磁エネルギが、トランジス
タＱのオフの期間にダイオードＤを介してコンデ
ンサＣ１を充電する。以上のようにして、コンデ
ンサＣ１の両端から直流電源Ebよりの入力直流
電圧を変換した直流出力電圧Eoを得て負荷Ｌに
供給するようになつている。 上述の回路動作において、ダイオードＤはトラ
ンジスタＱのオン・オフ動作に伴う急激な電圧変
化により、順・逆方向に交互にバイアスされるた
めに、その機能の逆回復時間に起因する高周波の
リンギング・ノイズが発生する。このノイズ成分
は、トランスＴを介してトランジスタＱのベース
へ帰還されて、一層ノイズが増幅される。第３図
はこのノイズを伴つた発振回路１の出力電圧波形
の一例を示したもので、同図のVpはリンギン
グ・ノイズの最大振幅、ｔ１はスイツチング周
期、ｔ２はノイズ成分の周期、ｔ３はノイズ持続
時間である。通常、ノイズ成分の周期ｔ２はスイ
ツチング周期ｔ１に比しかなり短い。 上記の高周波ノイズ成分は空中に放射され、ラ
ジオ障害や微小信号を取扱う電子機器の動作に悪
影響を与えるので、この種のノイズの防止対策が
必要となる。 従来はこのノイズ防止対策として、抵抗とコン
デンサの直列接続回路からなるサージ・アブソー
バをトランジスタＱ又はダイオードＤに並列に接
続することが行なわれていた。このサージ・アブ
ソーバは、コンデンサの作用によりトランジスタ
Ｑ又はダイオードＤを流れる電流の立上がり及び
立下がり速度を減少させて、該コンデンサに充電
されたエネルギを直列抵抗により消費することに
より、リンギング・ノイズ成分を吸収する作用を
するのである。 ［考案が解決しようとする問題点］ しかしながら、上記の手段ではスイツチング・
エネルギの大きい箇所にサージ・アブソーバを接
続することになるので、電力損失が大きくなり直
流変換効率が低下するという欠点があつた。 本考案の目的は、直流変換効率を低下させるこ
となくリンギング・ノイズの発生を防止した直流
−直流変換器を提供することにある。 ［問題点を解決するための手段］ 上記の問題点を解決するための本考案の構成
を、実施例の回路図を示す第１図を参照して以下
に説明する。 本考案の直流−直流変換器は、ベース電位の所
定の変化によりオン・オフ動作するスイツチン
グ・トランジスタＱにより発振トランスＴの１次
巻線Ｎ１の電流が断続され、該発振トランスＴの
２次巻線Ｎ２からの信号が前記スイツチング・ト
ランジスタＱのベースに帰還されるように構成さ
れて、入力直流電圧が印加されたときに所定の周
波数で発振する自励トランジスタ発振回路１と、
該自励トランジスタ発振回路の出力側に設けられ
た整流回路２とを備えた直流−直流変換器におい
て、 発振トランスＴの２次巻線Ｎ２とスイツチン
グ・トランジスタＱのベースとの間に、フイルタ
用抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２からなるローパ
ス・フイルタ３を設け、フイルタ用抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ２との接続点と前記ベースとの間にベ
ース電流制限抵抗Ｒ１を接続したものである。 ［考案の作用］ 上記の構成になる直流−直流変換器において
は、整流回路２の側から発振トランスＴを介して
スイツチング・トランジスタＱのベース側に帰還
されたリンギング・ノイズ成分がローパス・フイ
ルタ３によつて消去される。これにより、トラン
ジスタＱは正規のスイツチング信号のみで良好に
駆動されることになり、リンギング・ノイズの出
力が大幅に減少する。また、ローパス・フイルタ
３はスイツチング・エネルギの比較的小さい箇所
に挿入されているので電力損失が少なく、直流変
換効率が低下することがない。特に本考案におい
ては、ローパス・フイルタのフイルタ用抵抗とコ
ンデンサとの接続点が直接トランジスタのベース
に接続されることなく、ベース電流制限抵抗を介
して接続されるため、ローパス・フイルタのコン
デンサの容量を大きくすることなく、リンギン
グ・ノイズ成分を消去できる。なおベース電流制
限抵抗を用いない場合には、ローパス・フイルタ
のコンデンサの容量を大きくせざるをえず、この
コンデンサの容量を大きくすると基本発振成分の
波形がなまつてしまい、直流変換効率が低下す
る。 ［実施例］ 以下、本考案の実施例を図面を参照して説明す
る。第１図において、第２図の回路図と同一部分
には同符号を付してある。即ち、１は自励トラン
ジスタ発振回路、Ｑはベース電位の所定の変化に
よりオン・オフ動作するスイツチング・トランジ
スタ、Ｔは発振トランス、Ｒ１はベース電流制限
抵抗、Ｒ２はバイアス抵抗である。Ｒ３は発振ト
ランスＴの２次巻線Ｎ２と上記の抵抗Ｒ１との間
に挿入接続されたフイルタ用抵抗、Ｃ２は上記の
抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続回路に並列に接続され
たコンデンサで、これらの抵抗Ｒ３及びコンデン
サＣ２でローパス・フイルタ３を構成している。
２はダイオードＤ及びコンデンサＣ１で構成され
た第２図におけると同様の整流回路である。 本実施例においては、ダイオードの側から発振
トランスＴを介してスイツチング・トランジスタ
Ｑのベース側に帰還されたリンギング・ノイズ成
分がローパス・フイルタ３によつて消去される。
これにより、トランジスタＱは正規のスイツチン
グ信号のみで駆動されることになり、リンギン
グ・ノイズの出力が大幅に減少する。 第１表はこのノイズ減少の数値例を示したもの
で、前述のノイズ最大振幅Vp及びノイズ持続時
間ｔ３につき、ローパス・フイルタ３がある場合
とない場合を比較対照したものである。
変換器（DC−DCコンバータ）に関するものであ
る。 ［従来の技術］ 一般に、上記の直流−直流変換器は、スイツチ
ング・トランジスタと発振トランスとを備えて入
力直流電圧が印加されたときに発振する自励トラ
ンジスタ発振回路と、前記トランスの出力側に設
けられた整流回路とからなつている。第２図は従
来のこの種の直流−直流変換器の回路例を示した
もので、スイツチング・トランジスタＱのコレク
タに発振トランスＴの１次巻線Ｎ１の一端が接続
され、該１次巻線Ｎ１の他端はトランスＴの２次
巻線Ｎ２の一端及び直流正電圧入力端子Ｅに接続
されている。該２次巻線Ｎ２の他端はベース電流
制限抵抗Ｒ１を介してトランジスタＱのベースに
接続され、トランジスタＱのベース、エミツタ間
に並列にバイアス抵抗Ｒ２が接続されて、該エミ
ツタと抵抗Ｒ２の接続点が直流負電圧入力端子Ｆ
に接続されている。以上により自励トランジスタ
発振回路１が構成されていて、上記の入力端子
Ｅ，Ｆ間に直流電源Ebが接続される。また、発
振トランスＴの１次巻線Ｎ１とトランジスタＱの
コレクタとの接続点にダイオードＤのアノードが
接続され、該ダイオードのカソードとトランジス
タＱのエミツタとの間に平滑用コンデンサＣ１が
接続されて、整流回路２が構成されている。 そして、コンデンサＣ１の両端から直流正電圧
出力端子Ｕ及び直流負電圧出力端子Ｖが引出され
ていて、これらの出力端子Ｕ，Ｖ間に負荷Ｌが接
続される。 上記の直流−直流変換器においては、自励トラ
ンジスタ発振回路１におけるスイツチング・トラ
ンジスタＱのベース電位の所定の変化によるオ
ン・オフ動作により、発振トランスＴの１次巻線
Ｎ１を流れる直流電流が断続される。そして、ト
ランジスタＱのオンの期間にトランスＴの１次巻
線Ｎ１に蓄積された励磁エネルギが、トランジス
タＱのオフの期間にダイオードＤを介してコンデ
ンサＣ１を充電する。以上のようにして、コンデ
ンサＣ１の両端から直流電源Ebよりの入力直流
電圧を変換した直流出力電圧Eoを得て負荷Ｌに
供給するようになつている。 上述の回路動作において、ダイオードＤはトラ
ンジスタＱのオン・オフ動作に伴う急激な電圧変
化により、順・逆方向に交互にバイアスされるた
めに、その機能の逆回復時間に起因する高周波の
リンギング・ノイズが発生する。このノイズ成分
は、トランスＴを介してトランジスタＱのベース
へ帰還されて、一層ノイズが増幅される。第３図
はこのノイズを伴つた発振回路１の出力電圧波形
の一例を示したもので、同図のVpはリンギン
グ・ノイズの最大振幅、ｔ１はスイツチング周
期、ｔ２はノイズ成分の周期、ｔ３はノイズ持続
時間である。通常、ノイズ成分の周期ｔ２はスイ
ツチング周期ｔ１に比しかなり短い。 上記の高周波ノイズ成分は空中に放射され、ラ
ジオ障害や微小信号を取扱う電子機器の動作に悪
影響を与えるので、この種のノイズの防止対策が
必要となる。 従来はこのノイズ防止対策として、抵抗とコン
デンサの直列接続回路からなるサージ・アブソー
バをトランジスタＱ又はダイオードＤに並列に接
続することが行なわれていた。このサージ・アブ
ソーバは、コンデンサの作用によりトランジスタ
Ｑ又はダイオードＤを流れる電流の立上がり及び
立下がり速度を減少させて、該コンデンサに充電
されたエネルギを直列抵抗により消費することに
より、リンギング・ノイズ成分を吸収する作用を
するのである。 ［考案が解決しようとする問題点］ しかしながら、上記の手段ではスイツチング・
エネルギの大きい箇所にサージ・アブソーバを接
続することになるので、電力損失が大きくなり直
流変換効率が低下するという欠点があつた。 本考案の目的は、直流変換効率を低下させるこ
となくリンギング・ノイズの発生を防止した直流
−直流変換器を提供することにある。 ［問題点を解決するための手段］ 上記の問題点を解決するための本考案の構成
を、実施例の回路図を示す第１図を参照して以下
に説明する。 本考案の直流−直流変換器は、ベース電位の所
定の変化によりオン・オフ動作するスイツチン
グ・トランジスタＱにより発振トランスＴの１次
巻線Ｎ１の電流が断続され、該発振トランスＴの
２次巻線Ｎ２からの信号が前記スイツチング・ト
ランジスタＱのベースに帰還されるように構成さ
れて、入力直流電圧が印加されたときに所定の周
波数で発振する自励トランジスタ発振回路１と、
該自励トランジスタ発振回路の出力側に設けられ
た整流回路２とを備えた直流−直流変換器におい
て、 発振トランスＴの２次巻線Ｎ２とスイツチン
グ・トランジスタＱのベースとの間に、フイルタ
用抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２からなるローパ
ス・フイルタ３を設け、フイルタ用抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ２との接続点と前記ベースとの間にベ
ース電流制限抵抗Ｒ１を接続したものである。 ［考案の作用］ 上記の構成になる直流−直流変換器において
は、整流回路２の側から発振トランスＴを介して
スイツチング・トランジスタＱのベース側に帰還
されたリンギング・ノイズ成分がローパス・フイ
ルタ３によつて消去される。これにより、トラン
ジスタＱは正規のスイツチング信号のみで良好に
駆動されることになり、リンギング・ノイズの出
力が大幅に減少する。また、ローパス・フイルタ
３はスイツチング・エネルギの比較的小さい箇所
に挿入されているので電力損失が少なく、直流変
換効率が低下することがない。特に本考案におい
ては、ローパス・フイルタのフイルタ用抵抗とコ
ンデンサとの接続点が直接トランジスタのベース
に接続されることなく、ベース電流制限抵抗を介
して接続されるため、ローパス・フイルタのコン
デンサの容量を大きくすることなく、リンギン
グ・ノイズ成分を消去できる。なおベース電流制
限抵抗を用いない場合には、ローパス・フイルタ
のコンデンサの容量を大きくせざるをえず、この
コンデンサの容量を大きくすると基本発振成分の
波形がなまつてしまい、直流変換効率が低下す
る。 ［実施例］ 以下、本考案の実施例を図面を参照して説明す
る。第１図において、第２図の回路図と同一部分
には同符号を付してある。即ち、１は自励トラン
ジスタ発振回路、Ｑはベース電位の所定の変化に
よりオン・オフ動作するスイツチング・トランジ
スタ、Ｔは発振トランス、Ｒ１はベース電流制限
抵抗、Ｒ２はバイアス抵抗である。Ｒ３は発振ト
ランスＴの２次巻線Ｎ２と上記の抵抗Ｒ１との間
に挿入接続されたフイルタ用抵抗、Ｃ２は上記の
抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続回路に並列に接続され
たコンデンサで、これらの抵抗Ｒ３及びコンデン
サＣ２でローパス・フイルタ３を構成している。
２はダイオードＤ及びコンデンサＣ１で構成され
た第２図におけると同様の整流回路である。 本実施例においては、ダイオードの側から発振
トランスＴを介してスイツチング・トランジスタ
Ｑのベース側に帰還されたリンギング・ノイズ成
分がローパス・フイルタ３によつて消去される。
これにより、トランジスタＱは正規のスイツチン
グ信号のみで駆動されることになり、リンギン
グ・ノイズの出力が大幅に減少する。 第１表はこのノイズ減少の数値例を示したもの
で、前述のノイズ最大振幅Vp及びノイズ持続時
間ｔ３につき、ローパス・フイルタ３がある場合
とない場合を比較対照したものである。
【表】
上表に見られるように、本実施例におけるノイ
ズの減少が明らかである。 ［考案の効果］ 上記のように本考案によれば、スイツチング・
トランジスタと発振サイリスタとを有する自励ト
ランジスタ発振回路を備えた直流−直流変換器に
おいて、前記発振トランスの２次巻線とスイツチ
ング・トランジスタのベースとの間にローパス・
フイルタを挿設したので、前記トランジスタ発振
回路の出力側から発振トランスを介してスイツチ
ング・トランジスタのベース側に帰還されたノイ
ズ成分を上記のローパス・フイルタにより消去す
ることができる。これにより、直流−直流変換器
の出力に含まれるリンギング・ノイズを大幅に減
少させることができる。また、上記のローパス・
フイルタの挿設箇所はスイツチング・エネルギが
比較的小さいので、該フイルタによる電力損失は
少なく、直流変換効率が低下することがない。特
に本考案においては、ローパス・フイルタのフイ
ルタ用抵抗とコンデンサとの接続点が直接トラン
ジスタのベースに接続されることなく、ベース電
流制限抵抗を介して接続されるため、ローパス・
フイルタのコンデンサの容量を大きくすることな
く、リンギング・ノイズ成分を消去できる利点が
ある。
ズの減少が明らかである。 ［考案の効果］ 上記のように本考案によれば、スイツチング・
トランジスタと発振サイリスタとを有する自励ト
ランジスタ発振回路を備えた直流−直流変換器に
おいて、前記発振トランスの２次巻線とスイツチ
ング・トランジスタのベースとの間にローパス・
フイルタを挿設したので、前記トランジスタ発振
回路の出力側から発振トランスを介してスイツチ
ング・トランジスタのベース側に帰還されたノイ
ズ成分を上記のローパス・フイルタにより消去す
ることができる。これにより、直流−直流変換器
の出力に含まれるリンギング・ノイズを大幅に減
少させることができる。また、上記のローパス・
フイルタの挿設箇所はスイツチング・エネルギが
比較的小さいので、該フイルタによる電力損失は
少なく、直流変換効率が低下することがない。特
に本考案においては、ローパス・フイルタのフイ
ルタ用抵抗とコンデンサとの接続点が直接トラン
ジスタのベースに接続されることなく、ベース電
流制限抵抗を介して接続されるため、ローパス・
フイルタのコンデンサの容量を大きくすることな
く、リンギング・ノイズ成分を消去できる利点が
ある。
第１図は本考案の実施例を示す回路図、第２図
は従来の直流−直流変換器の一例を示す回路図、
第３図は該変換器における自励発振回路の出力電
圧波形の一例を示す波形図である。 １……自励トランジスタ発振回路、Ｑ……スイ
ツチング・トランジスタ、Ｔ……発振トランス、
２……整流回路、３……ローパス・フイルタ。
は従来の直流−直流変換器の一例を示す回路図、
第３図は該変換器における自励発振回路の出力電
圧波形の一例を示す波形図である。 １……自励トランジスタ発振回路、Ｑ……スイ
ツチング・トランジスタ、Ｔ……発振トランス、
２……整流回路、３……ローパス・フイルタ。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 ベース電位の所定の変化によりオン・オフ動作
するスイツチング・トランジスタにより発振トラ
ンスの１次巻線の電流が断続され、該発振トラン
スの２次巻線からの信号が前記スイツチング・ト
ランジスタのベースに帰還されるように構成され
て、入力直流電圧が印加されたときに所定の周波
数で発振する自励トランジスタ発振回路と、該自
励トランジスタ発振回路の出力側に設けられた整
流回路とを備えた直流−直流変換器において、 前記発振トランスの２次巻線と前記スイツチン
グ・トランジスタのベースとの間にフイルタ用抵
抗及びコンデンサからなるローパス・フイルタが
設けられ、前記フイルタ用抵抗とコンデンサとの
接続点と前記ベースとの間にベース電流制限抵抗
が接続されていることを特徴とする直流−直流変
換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986076178U JPH0340078Y2 (ja) | 1986-05-22 | 1986-05-22 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986076178U JPH0340078Y2 (ja) | 1986-05-22 | 1986-05-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62188987U JPS62188987U (ja) | 1987-12-01 |
| JPH0340078Y2 true JPH0340078Y2 (ja) | 1991-08-22 |
Family
ID=30923014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986076178U Expired JPH0340078Y2 (ja) | 1986-05-22 | 1986-05-22 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0340078Y2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51147719A (en) * | 1975-06-13 | 1976-12-18 | Hitachi Ltd | Boosting circuit |
-
1986
- 1986-05-22 JP JP1986076178U patent/JPH0340078Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62188987U (ja) | 1987-12-01 |
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