JPH0340440B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、フエイルセーフ能を有する計測装置
に適用するのに最適な２線式システム、トランス
ミツタ、レシーバ、機器システム及び２線式機器
システムに関するものである。

状態指示計器または制御計器においては信頼性
は最も重要な問題の一つである。故障のない計器
システムなどは存在しないので、その計器システ
ムが故障するにしてもその指示動作や制御動作が
厄介でないように故障するのが望ましい。計器
は、通常、その計器への電力に損失が生じた場合
には、計器の出力によつて推定されるような状態
であるフエイルセーフ状態を有するように構成さ
れている。この状態は指示動作または制御動作が
厄介でなければならない程望ましい。この種のシ
ステムは、電力損失と同様に、出力に対するのと
同じ効果を及ぼす故障のために故障しても安全で
あろう。

工業用プロセスの制御においては、プロセスに
ついての情報を遠隔の場所で使用するのが好まし
い。かかる方式としての例としては、中央モニタ
ー方式または中央制御方式等がある。情報は、上
記プロセスから伝達媒体を通つて遠隔受信装置す
なわちリモートレシーバに伝送され、この受信装
置によつて、その情報が表示されるかまたは処理
される。なお伝達媒体自体も故障するけれども、
その故障は、一般に、その受信装置での応答に対
して非常に小さい損害しか生じさせないようなも
のとは考えられない。したがつて、信号の伝達
は、信号伝送器のフエイルセーフ能を無効にして
しまいうる。たとえば、その出力は、電力が損失
している場合には開くような接点からなる１セツ
トの接点の開閉に係つているオンオフ計器を考え
てみた場合明らかであろう。出力は、それぞれの
接点に接続された１対の導線によつて遠隔受信装
置に伝達されるべきである。その受信装置内にお
ける信号は非常に高いインピーダンスか非常に低
いインピーダンスかのいずれかである。受信され
た信号は、トランスミツタ（伝送器）内の接点の
正常操作によるのか、または開放もしくは短絡し
た信号伝達線によるものであるので、このような
システムにおいては受信装置は正常操作と故障と
を区別できない。ただ、いくつかの故障が幸いに
も最も損害の少い結果しか生じないのはいくらか
の慰めである。

信号の形成および信号の伝送段階における故障
の検知のために種々の方法が使用されていて、操
作者に故障の警報を発しかつ最少の損害になるよ
うな手段を講じている。たとえば、重複システム
を用いて、重複出力の差を故障の証拠として判断
させるようにすることもできる。十分な数の重複
システムが使用される場合には、正しい出力は多
数出力であると推定することができる。別の方法
としては、信号通路における種々の箇所にて検査
用信号を検知して、適当な効果が存在することを
レシーバ（受信器）で調べるという方法も採用さ
れている〔ラウエル氏の米国特許第3202976号明
細書参照〕。このような検査用信号は、測定の結
果得られる信号の代替信号またはその変調信号で
あつてもよく、また時限機構によつてまたは検査
用信号による現象を受けることによつて、これに
応答して定期的に発信するようにすることもでき
る。

前述した方法では、故障を検知する性能を付与
するには費用が高く付きかつ装置が複雑になる。
重複システムを使用する場合には、故障を検知す
るのに２つのシステムが必要であり、また１つの
システム中における故障の場合に正しい出力を特
定するためには少なくとも３つのシステムが必要
である。したがつて、この方法で必然的に費用が
掛ることになる。検査用信号を用いる方法では、
監視装置、検査用信号発生器ならびに（検査用信
号自体か制御信号のいずれか一方を伝送する）追
加の伝送媒体とをそれぞれ設けることが必要であ
り、これらはすべて費用が余分にかかることにな
る。更に、検査信号用機構を設けることによりそ
のシステムの故障を生ずる確率が大きくなるが、
検査用機構の故障が最少の損害しか生じさせなく
とも、その故障が原因となつて遮断されるように
成されたプロセスは、故障が検知されないような
計器を使用することによつて機能を果しているプ
ロセスよりもむしろ望ましくないのである。前述
した２つの方法に共通する別の欠点としては、信
号伝送用媒体を要するということである。大規模
な製造工場では、伝送器と受信器との間の距離は
キロメートルの単位である場合もある。長い伝送
通路にかかる費用は計器システムにおける主要な
経費となる場合もあり、そのため、重複システム
や検知用信号などのために余分な伝送通路に対す
る費用はシステムの費用に大きな負担を強いられ
ることもありうる。また、トランスミツタや伝送
媒体の安全性が個々に確保されねばならず、危険
レベルのエネルギーの侵入に対して付加的なトラ
ンスミツタまたは伝送通路を保護する費用は高い
ものになる。

長い距離に亘つて電気信号を伝送するには、無
線周波妨害（RFI）や高エネルギーの過渡現象な
どの周囲からの有害な作用に対する現象が増大す
るので、システムの信頼性が低下する。したがつ
て、電気信号を伝送するためのフエイルセーフシ
ステムの具体的な態様はこのような危険に対処し
得るようにすべきである。

信号伝送のための装置における別の考察は、装
置における１つの構成部分における誤動作が他の
構成部分に損害を与えないようにすることについ
てなされるべきである。もしこのことが考慮され
ない場合には、連鎖的に起る故障により、故障を
生じた装置の停止時間が長びいてしまう場合があ
る。

本発明は先行技術のシステムにおける欠点がな
いフエイルセーフ能を有する機器システムを提供
することである。しかしながら、先行技術を本発
明によるシステムに適用することができ、かつ、
このシステムへ先行技術を適用することによつて
得られた利益は、先行技術の手段それ自体を使用
することによつて得られた利益よりも大きいとい
うことは留意すべきである。たとえば、単一の伝
送通路を使用した２つの重複計器を有する計測装
置が開示されていて、その装置では１つの計器が
故障しても正しい出力の決定が可能である。

したがつて、本発明は、故障が生じても、シス
テムが受ける損害が最小であるように構成された
信号伝送システムを提供することを主な目的とし
ている。

本発明の別の目的は、故障の発生を検知できる
信号伝送システムを提供することである。

本発明の更に別の目的は、トランスミツタとレ
シーバとの間に伝送通路が１個しか必要としない
ような信号伝送システムを提供することである。

更にまた、本発明の別の目的は、伝送媒体が故
障してもシステムの他の構成部分には損害を与え
ないような信号伝送システムを提供することであ
る。

本発明の更に別の目的は、伝送通路内の信号の
みがトランスミツタの入力データに応答してこの
トランスミツタによつて形成されるような信号伝
送システムを提供することである。

本発明の更に別の目的は、故障を検知するため
の機構がシステムの故障の確率を実質的に増加さ
せないような信号伝送システムを提供することで
ある。

本発明の更に別の目的は、上記目的に応じて、
遠隔の場所で、被測定物質の状態をモニターし或
いは制御を行うためのシステムを提供することで
ある。

また、本発明の更に別の目的は、トランスミツ
タと伝送通路が本質的に安全に作られているシス
テムを提供することである。

また、本発明の更に別の目的は、トランスミツ
タが２線式の電流ループを具備するシステムであ
つて、出力信号を含むこの電流ループからトラン
スミツタが操作電力を受けるようにした、前記目
的に応じたシステムを提供することである。

本発明の更にまた別の目的は、無線周波数アド
ミツタンスを測定する技術を利用して遠隔の場所
で被測定物質の状態のモニター或いは制御を行う
ためのシステムを提供することである。

本発明の更に別の目的は、被測定部材に接触す
る物体上にコーテイングを形成する傾向を有する
物体を含む、広範囲な特徴を有する物質を測定で
きるアドミツタンス測定システムを提供すること
である。

本発明の更に別の目的は、トランスミツタが被
測定物質から遠隔した場所に取付けられるアドミ
ツタンス測定システムを提供することである。

本発明の更に別の目的は、検知素子のアースま
は基準点、トランスミツタおよびレシーバを各種
に変更してもシステムの性能に悪影響が生じない
ようにした被測定物質の状態をモニターするシス
テムを提供することである。

本発明の更にまた別の目的は、無線周波妨害
（RFI）および高エネルギーの過渡現象に対処し
得る、被測定物質の状態をモニターするシステム
を提供することである。

また、本発明の更に別の目的は、多数のトラン
スミツタを使用できかつ伝送通路を単一もしくは
複数に選定できるようになつている前記目的に応
じたシステムを提供することである。

次に本発明の実施例を図面に基づいて述べる。

第１図及び第２図は本発明のシステムすなわち
装置のブロツク図を示すものである。第１図及び
第２図に示すように、この装置はトランスミツタ
１と、一対の信号路線２と、レシーバ３とから構
成されている。トランスミツタ１には、測定され
るべき物理変数が入力として供給される。このト
ランスミツタ１の出力は信号路線２を流れる電流
Ｉであつて、この電流Ｉはレシーバ３を介して流
れる。第１図におけるレシーバ３は単一の出力す
なわちメイン出力（main output）を供給し、ま
た第２図におけるレシーバ３は、２つの出力、す
なわち通常動作においてトランスミツタ１への入
力の関数であるメイン出力と、この装置に生じる
あらゆるトラブルの発生を指示するバリデイテイ
出力すなわち有効出力とをそれぞれ供給してい
る。

この装置の動作は、トランスミツタ１及びレシ
ーバ３の伝達関係を示す第４図、第５図及び第６
図を参照することによりさらに明確に理解される
であろう。第４図はトランスミツタ１の出力電流
Ｉをトランスミツタ１の入力の関数として示した
ものである。通常動作中において、電流Ｉがトラ
ンスミツタ１の入力の値に応じて低電流値I_L及び
高電流値I_Hのうちの一方の値となるように、この
電流Ｉがトランスミツタ１によつて制御される。
図示の如くトランスミツタ１は、２安定型装置で
あり、所定の設定値に基いて動作する。即ち、そ
の入力が設定値以下の場合には出力電流Ｉが上記
２つの値のうちの一方の値となり、入力が設定値
以上の場合には出力電流Ｉがもう一方の値とな
る。第４図には示されてないが、トランスミツタ
１はヒステリシス現象を利用する型式のものであ
つても良い。本発明のトランスミツタ１の一つの
重要な特徴は、ループ電流Ｉがレシーバ３によつ
て確実に検出されるように出力電流I_L及びI_Hのレ
ベルが十分に相違していることである。本発明の
トランスミツタ１の別の重要な特徴は、上記出力
電流I_L及びI_Hが信号伝達手段の故障時における出
力レベルとは十分に相違していることである。装
置が故障した時の状態としては、低電流I_FLが出
力される状態と、高電流I_FHが出力される状態と
がある。即ち、一対の信号路線２に電流Ｉを流し
た状態において、信号路線２が開回路に成された
ときは低電流I_FLがレシーバ３から出力され、ま
た信号ループに流れ得る電流が最大になつたとき
には高電流I_FHがレシーバ３から出力される。

２つの出力電流I_L及びI_Hのうちの一方のレベル
を所定値に定めておき、他の出力をある微小電流
量ΔIだけ前記所定値から異なる任意の値を取る
ようにトランスミツタ１を構成してもよい。この
ようなトランスミツタ１は、例えば、ある工程に
故障が生じてトランスミツタ１への入力がトラン
スミツタ１の設定値を越えた場合において有効に
動作する。このようなトランスミツタ１を超高圧
レベルに対する保護装置に利用すれば、この装置
の通常動作時において、電圧レベルは独立の制御
ループによつて制御される。

第５図は本発明によるレシーバ３のメイン出力
及びバリデイテイ出力の状態を信号電流Ｉの関数
として示したものである。これらの出力は２安定
性であり、状態指示装置または状態制御装置にお
いてコンタクト・クロージヤーまたは論理レベル
であるのが望ましい。レシーバ３からのメイン出
力は、I_Hより小さくI_Lより大きい切替動作電流値
I_Sより大なるすべての電流値ＩにおいてI_Hとなる。
またこのメイン出力は、切替動作電流値I_Sより小
なるすべての電流値ＩにおいてI_Lとなる。このよ
うに、レシーバ３からのメイン出力はトランスミ
ツタ１の伝達関数に対応している。レシーバ３か
らのバリデイテイ出力は、信号電量Ｉの２つの異
なる領域または「ウインド」に亘つて有効主出力
を指示する状態となる。そのうちの１つの領域内
には低信号電流I_Lが含まれ、他方の領域内には高
信号電流I_Hが含まれている。このバリデイテイ出
力は信号電流Ｉの３つの領域内において本装置の
誤動作を指示する状態となる。第１番目の領域は
I_FLとI_Lとの間であり、第２番目の領域はI_LとI_Hと
の間であり、また第３番目の領域はI_HとI_FHとの間
である。またインバリデイテイ出力すなわち無効
出力（invalidityoutput）には、装置が誤動作し
ているという警告を操作者に与える警報信号が含
まれていても良い。また、装置の構成部品を交換
用部品と交換するのに前記バリデイテイ出力を利
用するようにしても良く、このように交換しても
正常状態を指示する出力が得られない時には、警
報音が発せられても良い。構成部品の交換方法は
公知であり、この方法の一例ば例えばウオールド
氏の米国特許第1462057号に開示されている。メ
イン出力の切替動作点I_Sをバリデイテイ出力の転
換点と一致させることによつてレシーバ３からの
誤つた出力が発生されるのが防止される。

第６図は改良されたレシーバ３におけるメイン
出力及びバリデイテイ出力の状態を信号電流Ｉの
関数として示したものである。第５図のレシーバ
３の改良点は、メイン出力をI_H近辺の実効領域以
外のすべての入力に対してI_Lの状態にすることで
ある。このようにすることは工場的プロセスの制
御に特に有効であり、そこではI_Lに対応する状態
はそのシステムのフエイルセーフ状態（すなわ
ち、最も損害を受けないように制御される状態）
である。フエイルセーフ状態のための状態の選択
は任意である、すなわちフエイルセーフ状態をI_H
に対応させそしてメイン出力をI_L近辺の有効領域
内以外のすべての入力に対してこのフエイルセー
フ状態にならしめる。誤つた出力は両方の出力の
転換点に対応する切替点I_S及びI_S′を有することに
よつて避けられる。

レシーバ３は、一つの出力を有するように構成
されても良い（この出力は、例えば第５図、好ま
しくは第６図に示されるメイン出力と同じ伝達関
数を持つても良い。）。このような受信器は明確に
定義された可能出力のうちの一つのみを有する伝
送器が使用されるような同じ状況下で特に有効で
ある。

第７図は、第４図の如き伝達関数を有する本発
明のトランスミツタの概略図を示すものである。
このトランスミツタ１は電源、レシーバ３及びそ
の信号端子と直列に接続された信号路線と関連し
て用いられている。入力はスイツチ１０に供給さ
れ、これによつて、このスイツチ１０が開閉され
る。スイツチ１０が開状態に置かれている時に
は、電流は電源電圧を抵抗１２の抵抗値で割つた
値I_Lに等しくなる。またスイツチ１０が閉状態に
置かれている時には、抵抗１１によつて供給され
る付加電流によつて電流はI_Hに増加する。

第８図は本発明による改良されたトランスミツ
タの概略図であり、電流Ｉがループを作動する電
源電圧及びループの抵抗に依存しないように改良
されたものである。この回路において、電圧調整
器２０は回路に対して安定化電源を提供してい
る。抵抗１２及び１４から成る電圧分圧器は供給
電圧の一部を演算増巾器１６の反転入力端子に供
給する。抵抗１８，１９，２２及び２４並びにス
イツチ２６から成る電圧分圧器が帰還回路網とし
て設けられており、この電圧分圧器の分圧率がス
イツチ２６の開閉状態に応じて制御されるように
なつている。この帰還回路網からは、制御電圧の
一部と抵抗２８の両端間の電圧とを加えた電圧が
演算増巾器１６の非反転入力端子に供給される。
抵抗２８の両端間に加わる電圧が、抵抗２４及び
スイツチ２６を介して流れる電流を最小化するこ
とによつて、信号ループから得られる全電流Ｉに
ほぼ比例するように成しても良い。演算増巾器１
６の入力端子に同じ電圧がかけられるように、こ
の演算増巾器１６は抵抗２８を介して流れる電流
を制御する。抵抗３０、ダイオード３２及びコン
デンサ３４から構成される入力回路網は過渡現象
及びフイルターのラジオ周波妨害に対して回路を
保護する。第４図に示す用語を用いれば、スイツ
チ２６が閉状態に置かれた時に電流Ｉは幾分低い
値I_Lに制御され、スイツチ２６が開状態に置かれ
た時に電流Ｉは幾分高い値I_Hに制御される。

第３図は第２図に示す装置の特別な実施例を示
すものであつて、この実施例においては入力アド
ミツタンスに応じてループ電流Ｉがトランスミツ
タ１によつて制御される。入力アドミツタンスは
アドミツタンス応答型プローブ４から供給され
る。なおアドミツタンス応答型プローブ４として
は、米国特許第3879644号に記載されているよう
な保護型のものが望ましい。測定すべき物質７を
収容した容器６内にプローブ４が取付けられた場
合には、このプローブ４の中心導体９と大地（通
常は容器壁）との間のアドミツタンスは容器６内
の物質７の状態（例えば高さ）を表わす。このア
ドミツタンスは、同軸ケーブル８を介して、容器
６から距離を隔てて設置されたトランスミツタ１
の入力端子に供給される。この同軸ケーブル８の
中心導線はその一端部がプローブ４の中心導体９
に接続され、その他端部はトランスミツタ１のア
ドミツタンス応答入力端子に接続される。また同
軸ケーブル８のシールド部材はその一端部がプロ
ーブ４の保護用しやへい電極５に接続され、その
他端はトランスミツタ１の保護端子に接続されて
いる。これによつて、同軸ケーブル８のシールド
部材がその中心導線とほぼ同じ電位に維持される
ようになつている。この保護技術によつて、コー
テイング等に基づいて生じる漂遊アドミツタンス
の検出が防止され、そして通常動作時において測
定された物質７の状態のみに基づいてトランスミ
ツタ１が応答することが可能となる。

第９図は第３図に示すアドミツタンス応答型ト
ランスミツタの好ましい実施例のブロツク図を示
すものである。図示のいくつかの信号処理方式は
マルトビー氏等の米国特許第3993947号に示され
た方式と同じである。

本発明によるトランスミツタの他の実施例にお
いては、マルトビー氏等の米国特許第4146834号
に示されている信号処理方式を用いても良い。こ
のトランスミツタはアドミツタンス入力を測定す
るために無線（ラジオ）周波数によるアドミツタ
ンスブリツジ回路を用いている。トランスミツタ
１は一対の信号路線を流れる電流を制御し、測定
されたアドミツタンス設定値より大きいか小さい
かに基づいて前記電流の値が２つの値のうちの何
れか一方に定められる。

トランスミツタ１は、その出力電流が流れる同
じ一対の信号路線３２からの入力電力を受けるよ
うに構成されている（すなわち、トランスミツタ
は２線式伝送器となつている）。この信号路線３
２は入力回路網３０に接続されており、入力回路
網３０は電圧及び電流制限手段及び整流手段をそ
れぞれ具備している。電圧及び電流の制限は、本
発明の目的の一つを達成するために、信号路線３
２に高圧電源を不測に接続してもトランスミツタ
１の回路を保護し得るように構成されていること
が望ましい。また本発明の別の目的を達成するた
めに、前記回路に対して本質的な安全を確保し得
るように、トランスミツタの回路に供給し得る電
力を制限することが望ましい。整流を行なうこと
によつて、調整されていない電力電位B⁺及びB^-
が信号路線３２の極性とは無関係に適当な極性を
有していてもよくなり、また極性を反転させるこ
とによつて一対の信号路線３２の予備のトランス
ミツタに交換するように配置させることもでき
る。予備の信号路線を整流手段に互いに連結して
おきかつそれらの極性を反転することによつて交
互に信号路線を交換することができる。電圧調整
器３４は回路の他の部分に電力を供給する定電源
を具備している。無線周波数発振器３６からは安
定な正弦波出力が供給され、この正弦波出力はブ
リツジ回路から成る変圧器３８の一次側巻線にコ
ンデンサ４０を介して供給されてブリツジ回路に
供給される電力を制限している。変圧器３８の二
次側巻線はアドミツタンスブリツジの固定部であ
りブリツジ回路の基準端子として役立つタツプ
“SH”を具備している。ブリツジ回路の可変部
は、測定すべきアドミツタンスＡとアドミツタン
スＡの如何なる値でブリツジ回路が平衡状態にな
るかを決定する可変抵抗４２とから成り、これに
より設定値の調整が行なわれる。また、コンデン
サ４４は検出点“PR”とブリツジ回路の基準端
子“SH”との間に接続されている。そして上述
の如き発振周波数の正弦波がブリツジ回路に供給
されかつブリツジ回路が非平衡状態のとき、コン
デンサ４４の両端間には電圧または誤差電圧が生
じる。この誤差電圧は、測定されたアドミツタン
スと、ブリツジ回路を平衡状態にさせるアドミツ
タンスとの差に比例し、この誤差電圧に応じてア
ドミツタンスＡが測定される。コンデンサ４４は
アドミツタンスＡ（ブリツジ回路のゲイン）の変
化に応じた誤差電圧の変化を線型化するように働
きかつ設定値及び検知素子の状態が変化してもこ
のブリツジ回路のゲインを一定に保持するような
動作をする。ブリツジ回路の平衡条件はブリツジ
回路に供給される電圧の大きさとは無関係なの
で、ブリツジ回路が平衡状態に近づいた時にトラ
ンスミツタの出力状態を切替えるのに最も好都合
である。変圧器３８のタツプ“SH”の電圧がト
ランスミツタの切替動作点におけるブリツジ回路
の検知端子PR（第３図の同軸ケーブルの中心導体
に接続される）の電圧とほぼ等しくなるので、こ
の切替動作によつて、同軸ケーブル８のシールド
部材及び第３図の検知素子の保護シールド部材を
作動させてシールド（保護）を行なうために前記
変圧器３８のタツプ“SH”を役立たせることが
できる。ダイオード４６，４８及びツエナダイオ
ード５０，５２は、装置の安全性の目的のために
検知端子及び保護端子に印加される電圧を制限す
る機能と、ある状況下で検知素子に過渡現象によ
る高電圧が印加されることによつてトランスミツ
タの回路の破損を防ぐ機能を果している。ブリツ
ジ回路から成る変圧器３８の一次側タツプからは
いわゆるコモンシールド（common shield）と
称される共通基準交流電圧が供給されるようにな
つており、この共通交流基準電圧は変圧器３８の
二次側のタツプの基準シールド電圧と等しくなつ
ている。検知端子PRにおける交流電圧はバンド
パスフイルター５４によつて濾波されてコモンシ
ールド状態に成され、しかる後に誤差増巾器５６
の非反転端子に加えられる。バンドパスフイルタ
を用いることによつて、発振器３６の発振周波数
以外の周波数を有する信号（例えば検知素子によ
つてピツクアツプされる無線周波妨害及び／又は
検知素子の接地点と信号ループとの間の電圧差
等）が除去される。そしてフイルター回路網によ
つて、前記発振周波数を有する電流が検知点から
引出されるのが防止される。同様に、シールド電
圧はバンドパスフイルター５８によつて濾波さ
れ、変圧器６２の帰還用巻線６０を介して誤差増
巾器５６の反転入力端子に供給される。この誤差
増巾器５６に電源から電源電圧が供給され作動さ
れるようになつており、この電源電圧はコモンラ
インの電位に対しては直流的に基準化されており
かつシールド電位に等しい交流電位を有してい
る。このことは、誤差増巾器５６の負の電源入力
端子をコモンシールドに接続させかつ誤差増巾器
５６の正の電源入力端子を帯域消去フイルター６
４を介して＋Ｖに接続させることによつて達成さ
れる。誤差増巾器５６の出力は、コンデンサ４４
の両端間に生じる誤差信号を反転するとともに増
巾したものであつて、かつ発振周波数以外の周波
数のスプリアス成分が実質的に除去されたもので
ある。

ブリツジ回路の出力がかなり小さすぎる、及
び／又は正確な信号処理を行なうためにインピー
ダンスが大きすぎるので増巾が必要となる。誤差
増巾器５６の出力は、位相検出器またはチヨツパ
ー６６にトランス結合され、これによつてチヨツ
パー６６がコモンラインに対して基準化されてい
る。このチヨツパー６６は発振周波数にて矩形波
から成る駆動信号を供給するチヨツパー駆動回路
６８によつてゲートされる。この矩形波駆動信号
とブリツジ電圧との位相関係はアドミツタンス測
定の条件によつて決定される。チヨツパー駆動回
路６８には、ブリツジ変圧器３８の一次巻線から
の周波数及び基準位相が供給される。ある特殊な
位相（例えば、マルトビー氏の米国特許第
3746975号に示されている）のアドミツタンスを
検出するために、或いはバンドパスフイルター５
４，５８及び誤差増巾器５６における位相偏移を
補償するために、チヨツパー駆動出力の位相はブ
リツジ電圧の位相から偏移していても良い。特定
の位相を有するアドミツタンスＡの成分によつて
ブリツジ回路が非平衡状態になり、チヨツパー６
６の出力はこのブリツジ回路の非平衡状態に比例
する直流電圧となる。この直流電圧は２つの機能
を果たす出力増巾器７０に供給される。

まずこの直流電圧は電子スイツチに供給され
る。この電子スイツチは、直流入力が零ボルト
（ブリツジ回路の平衡状態時に相当する）近傍の
切替動作点を越えた場合に、その出力状態が変化
する。このスイツチ出力によつて増巾器が制御さ
れ、この増巾器によつて信号電流が電子スイツチ
の状態に依存する２つのレベルのうちの一方のレ
ベルに維持されるようになつている。このように
第９図のトランスミツタによつて、２線式信号ル
ープに流れる出力電流が通常動作時には２つのう
ちの所定の１つの電流値に設定され、この出力電
流に基づいて遠隔に配された容器内の物質の状態
が指示されるようになつている。なお物質の状態
は、保護された状態のもとで無線周波数によるア
ドミツタンス測定を行なうことによつて決定され
る。

第９図に示す如きトランスミツタの設計に先立
つて本発明の目的に応じて課せられる拘束条件に
ついて述べる。拘束条件の一つは、トランスミツ
タ回路を作動するために供給される電力に関す
る。本質的に安全な２線式電流ループは最大20ミ
リアンペアの信号電流によつて作動される。トラ
ンスミツタの高電流状態であるI_Hの値を20ミリア
ンペアとしても良い。トランスミツタの低電流状
態の値I_Lを高電流状態の値I_H及び故障状態を示す
低電流状態の値（０ミリアンペア）から十分に相
違させるために、低電流値I_Lを10ミリアンペアに
選定しても良い。本質的に安全な信号ループは24
ボルトの電源から電力が供給される。負荷、信号
路線損失及びバリアによる電圧損失がトランスミ
ツタの信号端子において12ボルト程度迄許容され
得る。すなわち、このことはトランスミツタ回路
を作動させるために（12ボルト）×（10ミリアンペ
ア）＝（120ミリワツト）の最大電力が利用される
ことを示している。このように利用電力が低いの
で第９図に示すようなトランスミツタを実現化す
る際には十分な考慮が払われなければならない。
例えば、発振器は直流から無線周波への変換効率
が高くなくてはならない。零入力電力に加えて、
発振器はブリツジ回路にも電力を供給しなくては
ならない。実質的なブリツジ回路の負荷、検知素
子の保護電極と大地との間に導電性の被測定物質
が存在することによつて生じる。ガード電極と大
地との間に存在する10オーム程度の抵抗の両端間
に生じる電圧を2Vrmに保持する場合には、発振
器に200ミリワツトの電力が必要となる。この電
力はトランスミツタ全体に分配される電力より大
きい。このガード電圧はブリツジ回路に必要な電
力を低下させるために減少させることができる
が、この場合、チヨツパーにおける信号レベルと
同様のレベルにするためにさらに誤差増巾を行な
うことが要求される。その結果、誤差増巾器のゲ
インが増加し、従つてこの誤差増巾器内において
付加的な電力消費が必要となつてくる。無線周波
数での立上がり性の良い矩形波をチヨツパー駆動
回路により形成する場合には、このチヨツパー駆
動回路においてかなりの電力を消費するようにな
る。出力段におけるスイツチング増巾器でも電力
が必要である。

実際に設計する際のもう一つの拘束条件は安全
性の問題である。最も引火しやすいような濃度状
態の物質を引火させるのに十分なエネルギーをし
や断できないような場合、本装置を引火性物質の
収容されている場所で使用しても装置は完璧な安
全を具備していなければならない。第３図に示す
如く装置に対して、これは２つの意味を持つ。第
１は、信号路線に安全性を有する電源から電力が
供給された時、信号路線、同軸ケーブル及び検知
プローブにエネルギーがたまらないように制限さ
れなければならない。第２に、信号路線が安全性
のない電源から電力を供給された時、信号路線に
危険レベルのエネルギーが不測に印加されて、こ
のエネルギーが可燃性環境内でプローブにしばし
ば加わり易いため、このような現象が起こらない
ようにトランスミツタを設計しなければならな
い。安全性回路を構成するために次の２つの手段
を用いて良い。

第１は、隔離による損失がその構造上起こらな
いような保護用構成部品によつて回路が隔離され
ても良い。第２に数ケ所に故障が生じても前述の
如き危険レベルのエネルギーが印加されないよう
に回路が構成されても良い。故障しにくい部品を
適当に選択するとともに回路内において前記危険
エネルギーレベルを発生するような故障箇所の数
を最小にすることによつて回路内に前記危険エネ
ルギーレベルの発生がほとんど無くなり、従つて
この回路は安全構造を有するとみなすことができ
る。

実際のトランスミツタに関してさらに考慮され
るべきことは、無線周波数の干渉に対応すること
である。このような干渉は工業環境内の通信に用
いられるラジオトランスミツタによつて引起こさ
れ、被測定物質の状態の誤指示の原因となる。さ
らに実際のトランスミツタに関しては、例えば信
号路線の近傍に配置された電力供給線内の過渡電
流によつて信号路線に加えられる高い過渡電圧、
或いはプラスチツクのペレツトの如き静電気を発
生する物質によつてプローブに加えられる、高い
過渡電圧に耐える能力を考慮する必要がある。

第１０Ａ図〜第１０Ｄ図は第９図のトランスミ
ツタの回路構成を示すものである。この回路の動
作及びメカニズムを以下各ブロツクごとに述べ
る。

入力回路網７２はトランスミツタに入力電力を
供給しかつトランスミツタから出力電流を供給す
る信号路線の接続点を具備している。直列抵抗１
００及び１０１はトランスミツタに供給される電
流を制限している。ダイオード１０２，１０３，
１０４及び１０５によつて全波整流型ブリツジ回
路が構成され、Ｂ−に対してＢ＋を正にし、これ
によつて信号路線の極性とは無関係に単一の極性
の未調整の電源が得られるようになつている。ツ
エナダイオード１０６はＢ＋とＢ−との間の電圧
を制限し、信号路線上の高い過渡電圧から回路を
保護している。ダイオード１０８によつてＢ−が
大地に対して一個のダイオードによる正の順方向
電圧降下値以上になるのが防止され、またダイオ
ード１０７によつてＢ＋が大地に対して一個のダ
イオードによる負の順方向電圧降下値以上になる
のを防止している。この入力回路網７２は、その
一部に故障が生じ、かつＢ＋またはＢ−に接続さ
れている信号路線に不測に高電圧が加わつた場合
においても、回路全体を安全状態に保持し得るよ
うに構成されていることが必要である。この目的
のために、抵抗１００及び１０１は変圧器の巻線
の如く開いた回路ではないタイプのものでなくて
はならない。またダイオード１０６〜１０８は、
抵抗１００及び１０１を介して最大電流が供給さ
れた時に破損して開状態となつてはならない。入
力回路網７２に何ら故障がなければ、大地に対し
て正の信号入力に正の大電圧が供給されると電流
が抵抗１００及びダイオード１０２，１０６，１
０８を介して流れ、その結果、Ｂ＋がダイオード
１０３のツエナ電圧とダイオード１０８の順方向
電圧降下との和よりも大きくなるのでＢ＋は大地
に対して正になることはない。負の信号入力に正
の大電圧が供給されると、抵抗１０１及びダイオ
ード１０５，１０６，１０８を介して電流が流
れ、この結果、上述と同様なクランプ動作が行な
われる。大地に対して正の信号入力側に負の正電
圧が供給されると、電流がダイオード１０７，１
０６，１０３及び抵抗１００を介して流れ、その
結果、Ｂ−がダイオード１０６のツエナ電圧とダ
イオード１０７の順方向電圧降下との和より大き
くなるのでＢ−は大地に対して負になることはな
い。負の信号入力に負の大電圧が供給されると、
ダイオード１０７，１０６，１０４及び抵抗１０
１を介して電流が流れ、この結果、同様なクラン
プ動作が行なわれる。このようにして、調整され
ていない供給電位Ｂ＋及びＢ−は入力回路網７２
によつて制限される。

ブリツジ回路７４は第９図のブロツク図に関連
して既に説明したが、回路内におけるコンデンサ
１１０の役割は未だ述べていない。このコンデン
サ１１０は、発振器７６からブリツジ回路７４に
供給される電力を制限し、それによつて、低電力
による安全な２線式動作を可能ならしめている。
米国特許第3879644号に示す如きプローブ４（第
３図参照）は、検知電極９と大地との間に介在さ
れた保護用しやへい電極５によつてプローブ４上
の導電性被覆による悪影響が生じないようになつ
ている。保護用しやへい電極５が検知電極９の電
位とほぼ同じ電位に成されている限り、このよう
なプローブ４上の被覆内に流れる電流は無視する
ことができる。米国特許第3879644号の如き先行
技術において、保護用しやへい電極５の電位は、
バツフアの如き低インピーダンスドライブ回路に
よつて保持される。この動作は、保護用しやへい
電極５と大地との間の抵抗によつてブリツジ回路
が非平衡状態にならないように行なわれる。保護
用しやへい電極５と大地間の抵抗は極めて小さい
（導電性物質によつて被覆された典型的なプロー
ブで10オーム）ので、この保護用しやへい電極５
の電位を検知電極の電位に保持するために、可成
りの電力が前記抵抗内において消費されてしま
う。本発明のブリツジ回路は、コンデンサ１１０
を介してブリツジ変圧器１１２の一次巻線を発振
器７６に容量的に結合させることによつて、上述
の如き電力消費が防止されている。保護用しやへ
い電極５と大地間の抵抗は変圧器１１２の巻数比
の自乗に応じて変圧器１１２の一次巻線に影響す
る。大地に対してシールドがない場合、一次巻線
はほぼ全発振電圧になり、ほとんど電力は消費さ
れない。大地に対して零オームのシールドの場
合、発振器から得られる無線周波数の電流（RF
電流）はコンデンサ１１０のリアクタンスによつ
て制限される。しかし、負荷が零なので電力は全
く消費されず、ブリツジ電圧は零である。負荷が
コンデンサ１１０のリアクタンスに等しい時に最
大電力が消費され、この場合、ブリツジ電圧は無
負荷値の場合に比べて0.7071倍である。このよう
に、ブリツジ電圧消費の点で発振器７６から得ら
れる電力は制限される。ブリツジ回路のゲインは
ブリツジ電圧に直接比例するので、感度はブリツ
ジ回路が負荷をかけられた時には劣化する。しか
し、シールドと大地との間の抵抗が小さくなるよ
うな物質の状態を測定するに際して電極９から大
地までのアドミツタンスは、プローブが前記物質
に覆われている時と覆われていない時とではその
変化が大きくなる。その為、極端に高い感度が必
要とされない状況下において感度のロスが起こ
る。このようにブリツジ回路の感度は被測定物質
の特性に合致するように自動的に調整される。変
圧器の巻線が良好に結合されていてかつ適当な低
い抵抗である限り、シールドと大地との間の負荷
が変化するのに伴なつてブリツジ電圧が変化して
も、ブリツジ回路の平衡状態は変化しない。この
ようにシールドと大地間の負荷が変化してもトラ
ンスミツタの設定値及び前記シールドによる効果
は変化することがない。

コンデンサ１１４、抵抗１１６，１１８、コン
デンサ１２０，１２２及び抵抗１７４，１８０は
３ポール・バンドパスフイルター７８を構成し、
そのパスバンドの中心は発振器７６の周波数であ
る。このフイルター７８はブリツジ回路の基準点
すなわちシールド端子から得られる（プローブに
接続される同軸ケーブルをシールドすることによ
つてピツクアツプされるラジオ周波妨害の如き）
発振周波数以外の周波数の信号を減衰させ、フイ
ルターを通過したブリツジ基準電圧が増巾器８０
の負の入力端子に供給される。

また抵抗１２４〜１２８，１３６及び１３８及
びコンデンサ１３０〜１３５によつて６ポール・
バンドパスフイルター７７が構成されており、そ
のパスバンドの中心は発振周波数に置かれてい
る。このフイルター７７は“プローブ”と記載さ
れたブリツジ検知点から得られる発振周波数以外
の周波数の信号を減衰させる。このフイルター７
７を通過したブリツジ検知電圧は前述の増巾回路
８０の正の入力側に加えられる。図示の増巾回路
８０は、基本的には変圧器から成る帰還回路を具
備するダーリントン接続型の緩衝増巾器である。
抵抗１３６及び１３８は入力トランジスタ１４０
のベース及び６ポール・バンドパスフイルタ７７
の最終段の抵抗１２８にバイアス電圧を供給して
いる。トランジスタ１４０は第１段の電圧増巾素
子として働き、負荷抵抗１４２の両端間には出力
が得られる。コンデンサ１４４は、寄生振動を防
ぐために発振周波数より幾分高い周波数にて第１
段のゲインを調整するものである。この第１段の
出力は抵抗１４６を介してトランジスタ１４８の
ベースに加えられる。そしてトランジスタ１４８
によつて第２段の電圧増巾が行なわれる。ブリツ
ジ回路７４において発生する高い過渡電流によつ
てトランジスタ１４０及び１４８が破損しないよ
うに、ダイオード１４１及び抵抗１４６がこれら
のトランジスタ１４０及び１４８を保護してい
る。トランジスタ１４８のエミツタ回路網は抵抗
１５０及び１５２を具備している。抵抗１５２に
はバイパスコンデンサ１５４が並列に接続され、
この結果、零入力電流、直流ゲイン及び交流ゲイ
ンは独立に設定される。トランジスタ１４８の出
力は負荷抵抗１５５の両端間に得られる。バイア
ス回路網のダイオード１５６，１５８及び抵抗１
６０はバイアス電圧及びエミツタ抵抗１６６，１
６８の値に応じた電流が流れるのに伴ない、相補
形バツフアトランジスタ１６２，１６４が不完全
な導通状態になる。バイアス回路網のダイオード
１５６，１５８によつて、トランジスタ１６２，
１６４のベース・エミツタ間電圧の温度補償が行
なわれる。

トランジスタ１６２，１６４は変圧器１７０の
一次巻線１７１を駆動する。この変圧器１７０
は、その出力をチヨツパー８２に供給する出力側
巻線１７３と、増巾器８０の閉ループのゲインを
設定するための帰還巻線１７５とをそれぞれ具備
している。なお変圧器１７０はコンデンサ１７２
によつて共振される。増巾用トランジスタの動作
点を安定化させるために、直流帰還回路には、変
圧器１７０の一次巻線１７１、抵抗１７４，１７
６及び変圧器１７０の帰還巻線１７５を介してト
ランジスタ１４０のエミツタに至るまでの直流経
路が設けられている。この帰還経路を設けること
によつて、コンデンサ１７８に貯えられる増巾器
の出力で零入力電圧が形成され、このようにして
増巾器が、両端性出力を有することが可能とな
る。コンデンサ１７８の容量値が大きいので、装
置の安全性を確保するために抵抗１８０がコンデ
ンサ１７８と直列に接続され、これによつてピー
ク電流の振巾が制限されるようになつている。そ
れ故、コンデンサ１７８と抵抗１８０間の接合が
ポツテイングの如き方法によつて保護され、安全
に構成された２端子部品を形成することが望まし
い。

典型的なオン−オフ動作において、ブリツジ回
路が非平衡状態におかれている時には検知素子の
アドミツタンスは非常に大きいので誤差増巾器８
０が過負荷状態になる。このような状態のもとで
は、誤差増巾器８０の位相偏移によつて、誤まつ
た信号が、位相検知器（チヨツパー）８２に供給
されて、これにより、被測定物質の状態が誤つて
指示されることになる。このような現象は、コン
デンサ１８２及びダイオード１８４，１８６から
成るリミツターによつて防止される。またこのリ
ミツターは、ダイオード１８８，１９０からの入
力信号で誤差増巾器８０が飽和され或いはカツト
オフされないように機能する。すなわちダイオー
ド１８４，１８６が導通状態になつた時にはほぼ
100％のフイードバツクが成される。誤差増巾器
８０は電源から電力を供給され、インダクタンス
１９２を介して＋Ｖラインにまた変圧器１１２を
介してコモンラインにそれぞれDC結合されてい
る。またこの増巾器８０はシールド電圧と等しい
無線周波電圧で変圧器１１２の“コモンシール
ド”タツプ１１１によつて駆動される。コンデン
サ１９４に貯えられた誤差増巾器への供給電圧が
発振器７６の周波数とほぼ同じ周波数において、
インダクタ１９２とコンデンサ１９６とから構成
されるタンク回路の並列共振によつて＋Ｖから交
流的に分離されている。インダクタ１９２とコン
デンサ１９４，１９６とによつて発振器７６の発
振周波数を消去する帯域消去フイルターが構成さ
れている。

チヨツパー駆動回路８４は発振器７６の周波数
を有する互いに位相が180°だけずれている２つの
矩形波を供給している。チヨツパー回路８２をゲ
ートするためにこれら２つの矩形波は変圧器１１
２の一次側巻線においてはその電圧に対して所定
の位相関係を有している。チヨツパー駆動回路８
４にはブリツジ回路（米国特許第3993947号の第
３図の入力回路網と同一である）に対する位相関
係を選択するために入力回路網とともに一対の
CMOSトランジスタ１９８及び２００が設けら
れており、かつ要求される矩形波を供給する二対
のCMOSトランジスタ２０２，２０４及び２０
６，２０８から構成される反転型増巾器が設けら
れている。

次に示す２つの位相関係は特に関心が持たれ
る。第１は、米国特許第3879644号に開示されて
いる水平に設けられたプローブとともに用いられ
るブリツジ回路の電圧と同じ位相であり、第２
は、プローブを被覆しやすい導電性液体内に垂直
に設けられた絶縁プローブとともに用いられるブ
リツジ回路の電圧により45°進んでいる位相であ
る。後者の45°進んだ位相は、導電性被覆による
検出分を除去するような役目を果たし、このこと
は米国特許第3746975号において述べられている。

チヨツパー回路８２において、二対の
MOSFETトランジスタ２１０，２１２及び２１
４，２１６は、変圧器１７０の出力側巻線１７３
において増巾された誤差信号の位相検出回路を構
成している。トランジスタ２１４，２１６はチヨ
ツパー駆動回路８４のトランジスタ１９８，２０
０のゲート電極における信号と同位相の信号によ
つて駆動され、トランジスタ２１０，２１２はこ
の信号と逆位相の信号によつて駆動される。

Ｎ−チヤンネルトランジスタとＰ−チヤンネル
トランジスタが、好ましい実施例に使用される
CD4007の如き集積回路の一部である時、Ｎ−チ
ヤンネルトランジスタとＰ−チヤンネルトランジ
スタを互いに並列に用いることは特に好都合であ
る。このような配列においては、Ｎ−チヤンネル
トランジスタのサブストレートは最も低い電位
に、Ｐ−チヤンネルトランジスタのサブストレー
トはこの配列に加えられる最も高い電位にされな
ければならない。チヨツパー８２のトランジスタ
のソース電極は、出力増巾器の適正な動作のため
に＋Ｖラインとコモンラインとの間のチヨツパー
基準電圧＋V₂に、或いは基準電圧＋V₂近傍のチ
ヨツパーされるべき電圧に接続される。これらの
事情（サブストレートが実質的に逆バイアス）の
ため、トランジスタを通電状態にするためにさら
に順方向のゲートバイアスが必要である。全サブ
ストレートバイアス（Ｐ−チヤンネルトランジス
タのバイアスとＮ−チヤンネルトランジスタのバ
イアスとの和）はほぼ＋Ｖでありかつこのバイア
スは＋V₂の値に基づいて、上述のＰ−チヤンネ
ルトランジスタ及びＮ−チヤンネルトランジスタ
にそれぞれ分配される。すなわち、Ｎ−チヤンネ
ルトランジスタのサブストレートバイアスは＋
V₂であり、Ｐ−チヤンネルトランジスタのサブ
ストレートバイアスは（＋Ｖ）−（＋V₂）である。

＋V₂の値がこの回路における部品の公差、経
時効果及び温度効果並びに出力の状態によつて変
化するので、このような変化がチヨツパー８２の
機能の低下の原因とならないようにすることが重
要である。図示のチヨツパー８２はこのような機
能低下がない。＋V₂がコモンラインの電圧に近い
場合、Ｎ−チヤンネルトランジスタ２１０及び２
１６のサブストレートには小さいバイアスがかけ
られ、交互に通電状態になり得る。＋V₂が＋Ｖと
ほぼ同じであれば同様なことがＰ−チヤンネルト
ランジスタ２１２及び２１４にも言える。上述の
事は、サブストレートが有する以上のチヤンネル
導電効果をゲートが有する限り現実に行なわれ
る。チヨツパー８２のトランジスタは、抵抗２２
０とコンデンサ２１８とから構成されるローパス
フイルターに接続される。このローパスフイルタ
ーのコンデンサ２１８は、チヨツパー駆動回路８
４による衝撃係数を50％とした時、トランジスタ
２１０及び／又は２１４の導通期間中における増
巾された誤差信号の平均値の半分に等しい＋V₂
の電圧を蓄える。上述の如くコンデンサ２１８に
蓄えられる電圧が、増巾された誤差信号の平均値
の半分になるのは、半サイクル（トランジスタ２
１２及び２１６の導通期間）中にノイズ感受性を
最小化するためにフイルター入力が、基準電圧＋
V₂に接続されるからである。

出力増巾器を具備する比較回路８６は次の２つ
の機能を果たす。すなわち、チヨツパー８２の出
力のスレシヨルド検出を行ないかつトランスミツ
タによつて得られる電流（電流制御回路８８を介
する）を制御する。このスレシヨルド検出は演算
増巾器２２２及びその関連回路によつて成され
る。抵抗２２４及び２２６から成る分圧回路は基
準電力＋V₂を形成し、この基準電圧＋V₂は演算
増巾器２２２の非反転入力端子をバイアスしかつ
チヨツパー出力に対して基準となる。コンデンサ
２２８によつて交流的に低いインピーダンスで基
準電圧＋V₂が形成されいる。チヨツパー８２の
出力は演算増巾器２２２の反転端子に直接供給さ
れる。スレシヨルド検出器の状態変化は、演算増
巾器２２２の反転端子の電圧が非反転端子の電圧
以上となつた時に始まる。

次に、演算増巾器２２２の反転入力端子の電圧
が非反転入力端子の電圧よりも高くなつた時（初
期状態）につき述べる。このような初期状態のも
とでは、演算増巾器２２２からは飽和した負の出
力が得られ、トランジスタ２３０が非導通状態と
なつてプルアツプ抵抗２３２によつてトランジス
タ２３４，２３６のゲート電極の電圧が＋Ｖに保
持され、スレシヨルド検出器の出力（トランジス
タ２３４，２３６ドレインから得られる電圧）が
コモンラインの電圧に保持される。スレシヨルド
検出器の出力がコモンラインの電圧になると、抵
抗２３９を介して流れる電流によつて抵抗２３８
の両端間が帰還電圧が生じ、この結果、演算増巾
器２２２の反転入力端子の電圧はこの帰還電圧分
だけ＋V₂より低くなる。反転入力端子の電圧が
非反転入力端子の電圧よりも幾分低くなるので、
演算増巾器２２２からはトランジスタ２３０のゲ
ート、キヤパシタンスで電流が供給され、その結
果ゲート電圧が上昇する。これによつてトランジ
スタ２３０が導通状態となりそしてトランジスタ
２３４，２３６のゲート電極の電圧を低下させ、
その結果、スレシヨルド検出器の出力電圧が増加
する。この増加した出力電圧はコンデンサ２４０
と抵抗２４２とを介して演算増巾器２２２の非反
転入力端子に供給され、その結果、抵抗２３８，
２４１の両端間に正の電圧が生じる。このよう
に、演算増巾器２２２の入力電圧はさらにアンバ
ランスとなる。この正帰還は、スレシヨルド検出
器からの出力電圧が＋Ｖとなりもはやそれ以上増
加しなくなる迄継続する。抵抗２３８，２３９の
両端間に生じる電圧よりも高い正帰還電圧をかけ
ることによつて、回路の状態が完全に切替えら
れ、かつこの切替動作中におけるノイズ感受性が
劣化される。

既述したような容量性正帰還に加えて、スレシ
ヨルド検出器の出力が抵抗２３９を介して抵抗２
３８に供給される。容量帰還が減少するや否やス
レシヨルド検出器が入力に含まれているノイズに
よつて再びトリガーされないように、抵抗２３８
の両端間に生じた電圧が入力にヒステリシス効果
を与えている。出力転換後、抵抗２３８の両端間
に生じる直流帰還電圧は、スレシヨルド検出器の
出力電圧（ほぼ＋Ｖ）が変化することに伴なつて
増加する。なお、スレシヨルド検出器の出力は、
抵抗２３８の抵抗値を抵抗２３８と抵抗２３９の
抵抗値の和で割つた比率倍となる。抵抗２４３の
抵抗値は抵抗２３８の抵抗値よりもかなり大きく
あまり影響がないので、抵抗２４３の存在は無視
できる。スレシヨルド検出器が既述の如き初期状
態に切替えられる以前に、チヨツパー８２の出力
電圧をこの変化分だけ増加させる必要がある。こ
の回路の他の特徴は、抵抗２４４によつて
CA3080の如きブログラム可能な演算増巾器にプ
ログラム電流が供給されていることと、ポテンシ
ヨメータ２４６及び抵抗２４８によつて演算増巾
器２２２の入力オフセツト電圧及びチヨツパー８
２の出力端子に蓄積されたオフセツト電圧が補償
されるようにこれらが調整されていることであ
る。相補型トランジスタを用いると低電力型２線
動作には不都合な大電流が出力転換時に流れるの
で、抵抗２３２が相補型MOSトランジスタの代
わりにトランジスタ２３０の負荷として使用され
ている。

フエイルセーフ選択スイツチ２５０の可動端子
はスレシヨルド検出器の出力端子及びインバータ
を構成するトランジスタ２３４，２３６のゲート
電極をインバータ（トランジスタ２５２及び２５
４）の入力端子にそれぞれ接続されている。イン
バータ（トランジスタ２５２及び２５４）の出力
電圧は低インピーダンスの直流レベルであつて、
ほぼ＋Ｖ或いはコモンラインの電圧である。この
インバータの出力電圧によつて電流制御回路が駆
動される。スイツチ２５０を切替え操作すること
によつて、トランスミツタ電流がI_L或いはI_Hのう
ちの何れか一方の値に定められる。なお、前記
I_L，I_Hはブリツジ回路のアンバランス状態の程度
に応じて定められる。上記２つのフエイルセーフ
状態においては互いに極性の異なつたオフセツト
電圧がスレシヨルド検出器に供給される。低レベ
ルI_Lのフエイルセーフ状態において、抵抗２４３
は＋Ｖに接続され、抵抗２３８には電流が供給さ
れる。一方、高レベルI_Hのフエイルセーフ状態に
おいて、抵抗２４３はコモンラインに接続され、
抵抗２３８から電流が供給される。抵抗２４３に
よつて形成されるオフセツト電圧の大きさは、チ
ヨツパー８２から出力電圧が供給されない場合、
スレシヨルド検出器がフエイルセーフ状態（例え
ば、高レベルフエイルセーフ状態において、容器
内の被測定物質のレベルが高いために検知素子と
大地との間のアドミツタンスが大きい場合にトラ
ンジスタ２５４は導電状態になる）に設定された
場合の電圧と等しい。このことはこのトランスミ
ツタの重要な特徴である。何故ならば、故障が起
こりチヨツパー出力が零となつた様な場合でも、
トランスミツタはフエイルセーフ状態に置かれ、
かつこの故障状態にあるトランスミツタに接続さ
れているレシーバには最小の損傷しか生じないよ
うに制御されるからである。このような故障は発
振器、ブリツジ回路、誤差増巾器、チヨツパー駆
動回路或いはチヨツパーの内部で起る可能性があ
る。トランスミツタ内にどの様な故障が発生して
も故障状態を示す電流レベルを形成されこれによ
つて、この装置の操作者が制御動作の劣化を知る
ことができるようにすることが理想的である。ト
ランスミツタの部品の故障に対する理想的な対策
は、予備装置部品を用いること及びすべての回路
が正常状態であるということを示す比較手段と、
回路に故障がある場合に故障回路を無視する手段
とを互いに接続することである。予備回路部品及
び相互連結手段を使用することができないような
装置では、第２番目の選択として、故障の生じた
トランスミツタの出力をフエイルセーフ状態の出
力にすることである。

出力増巾器の電流制御部８８は、入力ブリツジ
と、演算増巾器２５６と、帰還用構成部品とから
構成されている。この回路８８は、I_LまたはI_Hの
何れかであるトランジスタ２５２及び２５４の２
安定出力に応答して、このトランスミツタを介し
て流れる全電力を制御するように動作する。適当
値の電流をトランスミツタの零入力電流に加える
ことによつて上述の動作が行なわれる。なお、こ
の適当値の電流は常にI_Lより小さい。トランスミ
ツタの電流は、電流がＢ−に流れ込む３つの場所
のうち２ケ所において測定される。定電源からの
電流は、抵抗２５８を介して流れ、これによつ
て、トランスミツタの零入力電流を示す電圧が抵
抗２５８の両端間に形成される。出力増巾器によ
つて付加された電流は、抵抗２６０を介して流
れ、これによつて、この電流を示す電圧が抵抗２
６０の両端間に形成される。これらの電圧は演算
増巾器２５６に帰還され、零入力電流の変化に伴
なつて、付加電流は前記変化とは正反対に変化す
る。その結果、トランスミツタの全電流がこの零
入力電流とは無関係に維持されることになる。こ
のようなデユアルポイント帰還方式を用いたの
は、抵抗２５８の両端間の電圧降下を最小化する
ためである。この抵抗２５８の両端間に電圧が生
じると、信号路線による電圧降下、負荷による電
圧降下等により信号ループの他の部分において使
用される電圧が減少される。

電流がＢ−に入り込む第３の位置は抵抗２６２
とＢ−のラインとの交点である。この電流は制御
されないが、抵抗２６２の値を大きくすることに
よつて電流値は最小化される。

低電力消費型でかつ高出力能力を有する
CA3094である演算増巾器２５６は電流源であつ
て、その入力を平衡化するためにダイオード２６
４及び抵抗２６０を介して電流が流される。演算
増巾器２５６の反転入力端子における電圧は、抵
抗２６６及び２６８から成る分圧器の固定端子に
おける電圧と、抵抗２６０に流れる付加電流（こ
の付加電流は抵抗２７０を介して流れる）に比例
した電圧との和となる。演算増巾器２５６の非反
転入力端子の電圧は、抵抗２６１及び２６２から
成る分圧器からの電圧すなわちトランスミツタの
零入力電流を示す＋ＶとＢ−間の電圧の一部分
と、抵抗２７２を介して加えられるCMOSトラ
ンジスタ２５２及び２５４の電圧による成分との
和となる。トランジスタ２５４が導通した時に
は、低電圧が演算増巾器２５６の非反転入力端子
に加えられ、演算増巾器２５６の入力を互いに平
衡にさせるためには小さい値すなわちI_Lのトラン
スミツタ電流が要求される。トランジスタ２５２
が導通した時にはより高い電圧が演算増巾器２５
６の非反転入力端子に加えられる。そしてより大
きい値すなわちI_Hの電流がこの入力を平衡にさせ
るために要求される。このように、電流制御回路
８８はCMOSトランジスタ２５２及び２５４の
出力（ドレイン）端子の電圧に応答して全トラン
スミツタ電流を制御する。これらのCMOSトラ
ンジスタ２５２及び２５４の出力電圧は、通常動
作時に、ある設定値に対する検知素子のアドミツ
タンスに応じた２つの値のうちの一方の値とな
る。電圧調整器９０及び電流制御回路８８を除く
第１０図の全回路は、機能的には、第８図に示す
メカニカルスイツチ２６及び抵抗１８に代わる電
子式アドミツタンス応答スイツチであると考えら
れる。電流制御回路８８に示されている他の部品
としては、抵抗２７４とコンデンサ２７６とから
構成されるRC回路と抵抗２７８とがあり、RC回
路は位相補償を行ない、抵抗２７８は好ましい実
施例に使用されるCA3094型演算増巾器２５６に
バイアス電圧を供給している。ポテンシヨメータ
２８０と直列抵抗２８１によつてI_L及びI_Hの調整
ができるようになつている。また、Ｂ＋ラインの
電圧が演算増巾器２５６に供給されなくても、ト
ランジスタ２８２によつて、制御された＋Ｖライ
ンに代えてＢ＋ラインから付加電流が演算増巾器
２５６に供給され得るようになつている。この付
加電流が発光ダイオード２８４内を高電流状態で
流れると、この発光ダイオード２８４の発光に基
づいてトランスミツタの出力状態が可視表示され
る。この付加電流が発光ダイオード２８４内を低
電流状態で流れると、トランジスタ２５２，２５
４の出力電圧がコモンラインの電圧と同じとな
り、かつ抵抗２９０を介してベース電流が流れる
ので、付加電流は発光ダイオード２８４を迂回し
飽和状態のダーリントン接続されたトランジスタ
２８６，２８８をそれぞれ流れる。

第１１図は第１０図に示す回路に代えて使用さ
れるブリツジ回路の概略図である。このブリツジ
回路を使用すると、トランスミツタが低電流状態
I_Lから高電流状態I_Hに切替わる点及び高電流状態
I_Hから低電流状態I_Lに切替わる点における検知プ
ローブと大地との間のアドミツタンスに実質的な
ヒステリシスを有することになる（すなわち調整
可能な差分と有している）。このブリツジ回路は、
容器内に収容された被測定物質の２つのかなり離
れた位置（レベル）においてある制御動作が望ま
れる場合に使用できる。例えば、物質のレベルが
降下してあるレベルになる迄容器からその物質を
抜き取り、しかる後、充填ポンプを始動させて再
べ容器をその物質で満たし、容器が十分満たされ
た時に充填ポンプを停止させるというような場合
に使用可能である。この場合、前記ブリツジ回路
は、被測定物質のレベルによつてプローブと大地
との間の容量がほぼ直線的に変化するような垂直
式プローブに用いられるのが好ましい。

第１１図に示すブリツジ回路は、トランスミツ
タの出力状態の変化に応じて生じるブリツジ回路
内の容量のアンバランスをダイオードスイツチで
切替えることによつて調整可能な差分を与えてい
る。このブリツジ回路は、トランスミツタの電流
設定値を電子的に変化させることが好ましいよう
な場合で（例えば一個の検知素子上の数ヶ所の点
におけるレベルをモニターする場合）使用され
る。

ダイオードスイツチは次に示す如く動作する。
誤差増巾器８０の電源（チヨークコイル１９２及
びコンデンサ１９４，１９６の接合点からコモン
シールドライン迄）から供給される電圧は、抵抗
３００及び３０１から成る電圧分圧器によつて、
シールド電圧と同じ無線周波電位すなわち１／２ （＋Ｖ）の直流電圧となる。制御点（スレシヨル
ド検出器の出力電圧）の電圧がコモンラインの電
圧と同じ時、直流電流が抵抗３００、ダイオード
３０４，３０３及びインダクタ３０２をそれぞれ
介して流れ、その結果、ダイオード３０３，３０
４が順方向にバイアスされ、ダイオード３０５，
３０６が逆方向にバイアスされる。制御点が＋Ｖ
の時には直流電流がインダクタ３０２，３０８、
ダイオード３０５，３０６、インダクタ３０７及
び抵抗３０１を介して流れ、その結果、ダイオー
ド３０３，３０４は逆方向にバイアスされ、ダイ
オード３０５，３０６が順方向にバイアスされ
る。高いアドミツタンス（高い被測定物質レベ
ル）の切替点に達した時には、制御点の電圧はコ
モンラインの電圧と同じとなり、低いアドミツタ
ンス（低い被測定物質レベル）の切替点に達した
時には、制御点の電圧は＋Ｖラインの電圧と同じ
になる。LC型同調回路（３０２−３１２、３０
８−３１１、３０７−３１０）によつて、ブリツ
ジ回路によつて供給される発振周波数が制御回路
と無関係となつている。

ブリツジ回路は次の如く動作する。変圧器１１
２は第１０Ｃ図のブリツジ回路と同じようにブリ
ツジ駆動電圧及びブリツジ基準電圧を供給する。
可変コンデンサ３１３は、プローブ電圧を基準
（またはシールド）電圧とほぼ等しくさせるため
に零点プローブアドミツタンスに十分な電流を供
給することによつて（低アドミツタンスの切替点
の）零点調整を行なうのに役立つ。コンデンサ３
１４は可変コンデンサ３１３の残留容量を平衡化
し、その結果、プローブと大地との間のアドミツ
タンスの値が零となるのに伴ないブリツジ回路が
平衡状態となる。調整可能な差分を利用するよう
な場合には、大きな差分を取り得るようにブリツ
ジ回路のゲインがコンデンサ３１５，３１６から
成る容量型分圧器によつて下げられる。

可変コンデンサ３１７からの可変無線周波電流
は、トランスミツタの出力状態に応じてダイオー
ドスイツチが切替わることによつてブリツジ回路
の出力端子（コンデンサ３２３及び抵抗３３０の
接合点）或いはシールド端子に供給される。この
電流がシールド端子に流れる場合、ブリツジ回路
には何の影響も及ぼさない。しかしこの電流がブ
リツジ回路の出力端子に供給される場合には、コ
ンデンサ３２０の両端間に見かけの誤差電圧が形
成される。従つて、ブリツジ回路の出力電圧を再
びバランスしかつその出力状態を切替えるために
は、プローブ端子３２１からさらに電流が供給さ
れることが必要となる。一旦、ブリツジ回路の出
力電圧が高アドミツタンスに相当する状態になる
と、可変コンデンサ３１７からの電流は切替えに
よつてシールド端子の方に流れ、ブリツジ回路の
出力電圧は、さらに高アドミツタンスとなるよう
な非平衡電圧となる。従つて、再び平衡状態にし
かつ再び切替えを行なうためには、プローブと大
地との間のアドミツタンスを小さくすることが要
求される。可変コンデンサ３１７からの無線周波
電流は可変コンデンサ３１７の容量に比例してい
るので、その電流値の変化分に応じてトランスミ
ツタの差分の調整を行なうことができる。コンデ
ンサ３２２は可変コンデンサ３１７の残留容量を
バランスするために回路に組込まれ、コンデンサ
３２２が設けられていることにより最小の差分が
確保されている。ダイオード３０５，３０６及び
コンデンサ３２３，３３２，３３４によつて、コ
ンデンサ３１７の電流がブリツジ回路の出力端子
に供給される。制御点の電圧が＋Ｖである場合に
は、ダイオード３０５，３０６は順方向にバイア
スされ、可変コンデンサ３１７とブリツジ回路の
出力端子との間には低インピーダンスの経路が形
成される。これとは逆に、ダイオード３０３，３
０４が順方向にバイアスされる場合、ダイオード
３０３、コンデンサ３２４、ダイオード３０４及
びコンデンサ３２５によつて、可変コンデンサ３
１７とシールドとの間に低インピーダンスの経路
が形成される。

図示の回路は、零点と差分とがそれぞれ独立し
て調整することができかつこの回路が常に平衡状
態近傍で切替わり、その結果、変圧器のタツプが
有効なシールド端子として機能するという利点を
有している。導電性物質を測定する場合、この回
路は竪型絶縁プローブとともに使用されるのが好
ましい。それ故、プローブが被覆され易いような
導電性物質のレベル測定を行なう場合には、この
被覆による影響を除去するために、チヨツパー動
作を45°の位相ごとに行なうように構成するのが
望ましい。

第１２図は第１０図のトランスミツタとともに
使用するのに適当な遅延回路を示している。波の
発生や撹拌等に起因する被測定物質のレベルの急
激な変化に応答しないように、遅延を行なうのが
望ましい。第１２図の回路は、小電力が供給され
ている場合においては正確な遅延動作を行ない、
これによつて、第１０図のトランスミツタの低電
力型２線路方式の装置の性能が劣化することはな
い。被測定物質のレベルに速かに応答するスレシ
ヨルド検出器８６と、電流制御回路８８との間に
設けられている第１０図のトランスミツタの出力
増巾器内には前記遅延回路が設置されており、こ
の電流制御回路８８への応答信号が遅延される。
遅延動作は、フエイルセーフ状態から通常の動作
状態への切替時においてのみ行なわれるのが好ま
しい。なおフエイルセーフ状態への切替時に遅延
動作を行なうと、トランスミツタに好ましくない
ような物質の状態が起こり得る。

電流制御端子“Return”に供給される信号を
選択するために、この遅延回路は、微小電力によ
るスロー・クロツク、バイナリ式割算器及びスイ
ツチをそれぞれ具備している。クロツクは、第１
０図において示すように電流制御端子“Return”
に直接接続された端子“Out”に得られる信号
と、端子“”に得られる信号とによつて制御
される。

次に、トランスミツタがフエイルセーフ状態を
検出した際の遅延回路の動作を述べる。この場合
には、端子“Out”が低レベルで、端子“”
が高レベルになる。端子“Out”の低レベル信号
によつてトランジスタ３５０が導通状態になり、
その結果、トランジスタ３５２が導通されると共
にトランジスタ３５４がカツトオフされる。端子
“”の高レベル信号によつて、バイナリ式割
算回路がリセツトされてすべての出力がコモンラ
インの電圧となり、NORゲート３６０の出力が
低レベルになる。スイツチ３６２のすべての接点
は低レベルであるため、トランスミツタの電流制
御回路８８はフエイルセーフ電流I_Lを形成する。

この遅延回路が上述の如き状態である場合、端
子“”がそれぞれ低レベル及び高レベルにな
るや否や、この遅延回路はフエイルセーフ状態へ
の切替動作の遅延を行なわなくなる。抵抗３６４
は抵抗３６６より実質的に小さく、トランジスタ
３５０が導通するのに伴ないコンデンサ３６８は
充電される。スレシヨルド検出器がフエイルセー
フ状態から通常状態に切替えられると、端子
“”は低レベルに切替わつてバイナリ式割算
回路３７５を作動状態にし、一方、端子“Out”
は高レベルに切替わつてトランジスタ３５０をカ
ツトオフする。このため、トランジスタ３５２及
び３５４のゲート電圧は、抵抗３６６及びコンデ
ンサ３６８とに依存する時定数に応じて指数関数
的に減衰する。トランジスタ３５４のゲート電圧
がスレシヨルド電圧値を越えると、トランジスタ
３５４は導通され、NORゲート３７０に高レベ
ル入力が加わり、このNORゲート３７０の出力
が低レベルに切替わる。さらにゲート電圧がトラ
ンジスタ３５２のスレシヨルド電圧値までさらに
減衰すると、トランジスタ３５２は非導通状態と
なり、抵抗３７２によつてNORゲート３７４の
入力端子の一つが高レベルに成されてその出力が
低レベルになる。このような動作は、クロツクの
サイクルの初めの半分で終わり、ゲート３６０の
入力端子のすべてに低レベル入力が供給され、そ
の出力が高レベルとなる。遅延選択スイツチ３６
２がポジシヨン“１”にある時、通常状態のトラ
ンスミツタ電流I_Hを形成するためにゲート３６０
の高レベル出力が電流制御端子“Return”に加
えられる。この端子“Return”が高レベルの時、
後述するようにクロツクは非作動状態に置かれて
いる。スイツチ３６２がバイナリ式割算回路３７
５の出力端子に接続されたポジシヨンのうちの一
つに接続されている時、クロツク出力によつて割
算回路３７５の出力が高レベルにされるまで端子
“Return”は低レベルのままである。第１２図の
遅延回路には、CD4024の如き負トリガ型のバイ
ナリ式割算回路３７５が使用されている。

ゲート３７４が半分のクロツクサイクルの終わ
りで低レベルに切替わるとコンデンサ３６８と抵
抗３６４との接合点における電圧がコモンライン
の電圧以下にまで充分に低下する。これと同時
に、コンデンサ３６８及び抵抗３６４の接合点に
おける電圧が一つのダイオードの順方向電圧降下
値以内の電圧に上昇するまで、各トランジスタに
損害を与えることなく、コンデンサ３６８は抵抗
３６４及びゲート保護回路を介して急激に放電す
る。ゲート３７４の出力が低レベルでゲート３６
０の出力が高レベルである場合、コンデンサ３６
８は抵抗３６６を介して指数関数的に充電され、
その電圧は抵抗３６４によつてトランジスタ３５
２及び３５４のゲート電極に加えられる。コンデ
ンサ３６８の電圧がトランジスタ３５２のスレシ
ヨルド電圧値を越えると、トランジスタ３５２は
導通してゲート３７４に低レベル入力が加えられ
る。この電圧がさらに増加すると、電圧はトラン
ジスタ３５４のスレシヨルド電圧値を越え、この
ためトランジスタ３５４が非導通状態になり、ゲ
ート３７０の入力レベルが抵抗３７６により低下
される。

この場合において、２つの状況のうちのどちら
かが得られる。一方の場合には、端子“Return”
が高レベルとなり、遅延期間が充分でありかつト
ランスミツタが通常状態の電流I_Hを形成している
ということを示す。この場合、端子“Return”
が高レベルになるのでゲート３７０の出力は低レ
ベルとなり、トランジスタ３５４がカツトオフし
てもゲート３７４の出力には何ら影響しない。こ
のような状態のもとで、クロツクが停止する。こ
れとは逆に、端子“Return”が低レベルであれ
ば、遅延期間は充分ではないことを示す。この場
合、トランジスタ３５４がカツトオフされると、
ゲート３７０の入力端子の全てに低レベル入力が
供給される。この結果、ゲート３７０の出力が高
レベルになり、ゲート３６０の出力が低レベルに
なる。このようなゲート３６０の高レベルから低
レベルへの転換に基いて、バイナリ式割算回路網
３７５が作動され、１カウントだけ増加する。こ
の転換に伴ない、ゲート３７４の全ての入力端子
には低レベル入力が供給され、その出力が高レベ
ルになる。そしてゲート３６０の出力がラツチさ
れ、コンデンサ３６８と抵抗３６４との接合点に
おける電圧が＋Ｖに対して十分に高くなる。

コンデンサ３６８は抵抗３６４及びゲート保護
回路網をそれぞれ介して部分的に放電する。これ
によつて、初めに記述したようなクロツクの状態
になり、クロツクのサイクルの終了したことを示
す。クロツクは、端子“Return”が遅延期間の
終わりにおいて高レベルとなるか、或いはスレシ
ヨルド検出器がフエイルセーフ状態に切替わるか
のどちらかの動作が起こるまで、働き続ける。

図示の各切替位置は隣接するポジシヨンに比べ
て２倍の遅延を与える。すなわち、仮にクロツク
の周期が２秒であれは、ポジシヨン“１”は１秒
遅延し、ポジシヨン“２”は２秒遅延し、ポジシ
ヨン“３”は４秒遅延し、ポジジヨン“４”は８
秒遅延する。このような構成によるほとんど全て
のレベル検知を充分に行ない得るように、ある状
況下において、スイツチポジシヨンが切換えられ
る毎に所定の遅延量が加算されるのか望ましい。
このことは、バイナリ式割算回路３７５の出力を
符号スイツチ入力によつてゲート化する公知の方
法によつて達成されても良い。また、割算器の数
を増加させることによつて、非常に長い遅延が簡
単に成される。

第１２図の遅延回路は、微小の電力消費でかつ
大容量のコンデンサを使用しないで、長く安定な
遅延時間を得られる。これらの利点は、上述の如
き回路構成及びCMOS型トランジスタの使用に
よつて得られる。CMOS型バイナリ式割算回路
網は、その割算回路の一つを切替える時のみ電力
を消費する。その転換時間が適当な（１秒のオー
ダ）クロツク期間に比べて短いので、割算回路は
ほとんど電力を消費しない。切替動作中に電流の
パルスはコンデンサ３７８によつて吸収される。
ゲート３６０，３７０及び３７４にCMOSトラ
ンジスタを使用することによつて、ライン間に出
力変化が生じ、ほとんど電力を消費しない状態の
もとで安定な充電率を得ることができる。トラン
ジスタ３５２，３５４に大きなドレイン抵抗を使
用すれば、ドレイン電流が制限されるため、ライ
ン間のドレイン電圧変化のためにゲート電圧はほ
とんど変化する必要はない。トランジスタの入力
３５２及び３５４はインピーダンスが高ければ、
抵抗３６６の抵抗値は大きくてもよく、コンデン
サ３６８の容量値はクロツク期間中において小さ
くてもよい。容量の小さいコンデンサは容量の大
きいコンデンサより一般に安定なので、遅延時間
の安定性を確保できる。また、容量の小さいコン
デンサ３６８は回路の安全性に悪影響を及ぼさな
いであろう。

第１３図は第６図に示す如き伝達関数を有する
レシーバの概略図を示している。この回路は次に
示す機能を有する。すなわち、トランスミツタか
ら得られる電流の検知、第６図に示す如き伝達関
数の形成、メイン出力及びバリデイテイ出力の作
動及びラツチ用安全バリアのリセツトである。バ
リア−リセツト回路がリセツトモードでない時の
動作を考えると、この状態下でトランジスタ４０
０はONになり、信号路線の正の接続点から抵抗
４０２迄の間に低インピーダンスの終路が形成さ
れる。正の信号路線から得られた電流が検知抵抗
４０２を介して流れ、この電流に比例する電圧が
抵抗４０２の両端間に形成される。この電圧は抵
抗分圧器４０４，４０６によつて分圧され、４つ
の演算増巾器４０７〜４１０のそれぞれの入力端
子にそれぞれ加えられる。好ましい実施例におい
ては集積回路LM348Nが４つの演算増巾器４０
７〜４１０として使用され、〜〓で示されるよ
うなピン接続が成されている。この電圧はまたコ
ンデンサ４１１によつて低域波されるので、ラ
ジオ周波妨害の如き不要の高周波数信号或いは誘
導される過渡現象による信号が演算増巾器の入力
に加えられることはない。演算増巾器４０７〜４
１０の他の入力端子は、互いに直列状に接続され
た抵抗４１２〜４１７（チエイン）から成る基準
分圧器におけるタツプにそれぞれ接続される。正
の信号路線を流れる電流が、第５図及び第６図に
示すバリデイテイ出力切替電流I_X，I_Y，I_S，I_S′の
うちの一つである場合、このチエインのタツプ電
圧は抵抗４０４，４０６の接合点の電圧に相当す
るようになつている。

演算増巾器４０７〜４１０は比較器として機能
し、一つの演算増巾器はこれらの切替点のそれぞ
れの状態が変化する。演算増巾器４０７の出力
は、ＩがI_Xより小さい時には低レベルとなり、Ｉ
がI_Xより大きい時には高レベルとなる。演算増巾
器４０８の出力は、ＩがI_Yより小さい時には高レ
ベルとなり、ＩがI_Yより大きい時には低レベルと
なる。演算増巾器４０９の出力は、ＩがI_Sより小
さい時には高レベルとなり、ＩがI_Sより大きい時
には低レベルとなる。演算増巾器４１０の出力
は、ＩがI_S′より小さい時には高レベルとなり、
ＩがI_S′より大きい時には低レベルとなる。また
ＩがI_SとI_S′との間にある時には、演算増巾器４０
９の出力は低レベルとなり、電流が抵抗４２０、
ダイオード４２２及び抵抗４２４を介して流れ、
それによつてトランジスタ４２６のベースが順方
向にバイアスされ、メイン出力リレー４２８が通
電する。電流がI_Sより小さい場合には演算増巾器
４０９の出力が高レベルになり、トランジスタ４
２６がカツトオフし、リレー４２０が非通電状態
になる。電流がI_S′より大きい場合には演算増巾
器４１０の出力が低レベルになり、抵抗４３０、
抵抗４３２、ダイオード５０４及び抵抗４３６を
介して電流が流れる。これによつて、トランジス
タ４３８が飽和され、トランジスタ４２６のベー
スが順方向にバイアスされるのが防止され、こう
してメイン出力リレー４２８が非導通状態に置か
れる。この結果、この回路は第５図に示す如きメ
イン出力伝達関数を持つことになる。

バリデイテイ出力リレー４４０は、トランジス
タ４４６が飽和しなくても抵抗４４４に流れる電
流によつて順方向にバイアスされるトランジスタ
４４２によつて通電状態になる。トランジスタ４
４６は電流I_Aによつて飽和され、これに伴つて抵
抗４４８の両端間に電圧が形成され、ベース電流
が抵抗４５０に流れる。このように、I_Aはバリデ
イテイ出力リレー４４０の状態を制御する。この
I_Aは、高入力インピーダンス及び高出力電流を有
するFET−バイパーラトランジスタ回路によつ
て制御される。トランジスタ４５２のゲート電極
が正の電源近傍にある時、抵抗４５４，４５６及
び４５８によつて形成される電源バイアスのため
チヤンネル電流はほとんど無視できる。従つて、
トランジスタ４６０のベース電流及びコレクタ電
流は無視できる（I_Aは無視できる）。このような
状態になることによつて、バリデイテイ出力リレ
ー４４０が通電状態になり、この結果、正常状態
を示すループ電流Ｉが得られる。

これとは逆に、トランジスタ４５２のゲート電
極が高レベルに保持されない場合には、このトラ
ンジスタ４５２が導電性になり始めるまでゲート
電圧は抵抗４６２及びコンデンサ４６４の時定数
に応じて指数関数的に減少する。これによつて、
トランジスタ４６０に或るベース電流が供給され
て、I_Aが低下し始める。I_Aはトランジスタ４６０
のエミツタに流れ、この結果抵抗４５８の両端間
の電圧が増加し、FET４５２のソース電圧が上
昇する。すなわちこのことは、回路における正帰
還であり、トランジスタ４６０が飽和するまでI_A
が増加され、この際、I_Aは抵抗４５８，４６６，
４４８及び発光ダイオード４６８によつて制限さ
れる。この状況下で、バリデイテイ出力リレー４
４０はループ電流Ｉに対応して非導通状態にな
る。トランジスタ４６０から得られる電流は故障
状態を可視的に指示するために、発光ダイオード
４６８に流される。ツエナダイオード４７０は発
光ダイオード４６８と並列に接続されているた
め、トランジスタ４６０は発光ダイオード４６８
が発光しなくなるのに伴なつてI_Aを減少させる。
メイン出力リレーが通電されるI_S〜I_S′の電流領域
に亘つて有効出力を指示するために、トランジス
タ４５２のゲート電極はメイン出力駆動トランジ
スタ４２６及びダイオード４７２によつて高レベ
ルに保たれる。I_XとI_Yとの間の低い有効領域状態
は、トランジスタ４５２のゲート電極を高レベル
に保つためにダイオード４３５を介して動作する
演算増巾器４０７及び４０８によつて形成され
る。

ＩがI_Yより小さい場合、演算増巾器４０８の出
力は高レベルとなる。このため、ＩがI_Xより小さ
くなくてもトランジスタ４５２のゲート電極が高
レベルに保持され、その場合、演算増巾器４０７
の出力は低レベルとなり、ダイオード４３４によ
つてトランジスタ４５２のゲート電圧が高レベル
になるのが防止されている。後者の状況下で、抵
抗４７６は演算増巾器４０７，４０８の出力電流
を制限するために演算増巾器４０８の出力端子に
配置されている。

以下、バリア・リセツト回路の動作に付き述べ
る。電圧を減少させかつフイールド配線から電流
をそらせるために、トライアツク型の安全バリア
には、バリアを介して流れるループ電流が或る値
を越えたならば、トライアツクをトリガーする手
段が設けられていて良い。フイールド配線におけ
る瞬間的短絡が生じてもバリアがトリガーされ、
バリアがループ電力源か分離されてリセツトされ
る程度である。最悪の場合でも、電力の供給量が
ヒユーズの定格を越えた場合にバリア側の電源の
ヒユーズをとばす程度のものである。その結果、
誤動作したバリアに流れる電流を制限したり、電
源からバリアを自動的に分離してリセツトしたり
しなければ、回路の保守がやつかいとなり、ダウ
ンタイムが生じたり、バリアが破壊される可能性
もある。

第１３図の回路は上述の如き動作を行ない、そ
の結果、過電流による故障が修正された時に回路
が自動的に通常状態に復帰する。またI_Sを用いて
いるので、レシーバの電流検知用抵抗４０２とバ
リアの入力端子（もし存在するならば）との間に
設けられた通常導通状態のトランジスタ回路をカ
ツトオフするために、演算増巾器４１０によつて
形成されている切替点が変化してしまうことはな
い。レシーバから流れる電流の値がI_S′より小さ
い限り、演算増巾器４１０の出力電圧は高レベル
となり、抵抗４７８及び４８０から成る分圧器に
よつてトランジスタ４８２は非導通状態に保たれ
る。レシーバから供給される電流の一部は抵抗４
８４に流れ、トランジスタ４９２を導通状態にす
る。これによつて、トランジスタ４５０にベース
電圧が供給される。そして、レシーバから流れ出
す適当量の電流がトランジスタ４００に流れ込
む。コンデンサ４９４はダイオード４９０及び抵
抗４９６によつてほぼ電源電圧に等しい電圧とな
る迄充電される。

ＩがI_S′以上となると、演算増巾器４１０の出
力は低レベルに切替わり、トランジスタ４８２を
飽和させるために十分なベース駆動電圧が抵抗４
７８を介して供給される。このことによつて、コ
ンデンサ４９４に蓄えられている電荷の一部がダ
イオード４８８を介してコンデンサ４９８に流れ
込んで、充電され、これによつて、それらの接続
点における電圧が上昇する。この結果、トランジ
スタ４９２がカツトオフされ、トランジスタ４０
０のベース駆動電圧が除去される。この条件下
で、レシーバに残される電流だけが抵抗４８４及
び５００を流れる電流である。この電流が安全バ
リア型トライアツクの保持電流より小さくなり、
トライアツクはオフ状態に切換えられる。従つて
演算増巾器４１０によつて信号ループが低電流状
態に成され、その結果、演算増巾器４１０の出力
が再び高レベルとなる。このためトランジスタ４
８２がカツトオフされ、抵抗４８４，４８６及び
フイールド配線を介して流れる電流によつて、コ
ンデンサ４９８の電圧が減衰し、最終的にはトラ
ンジスタ４９２及び４００が導通状態になる。ト
ランジスタ４９２及び４００が導通状態になり始
めた時、＋信号路線における電圧は減少し始め、
抵抗４８４を介して流れる電流が減少する。この
電流は、ベース駆動電圧をトランジスタ４９２に
供給するためにコンデンサ４９８から抵抗４８６
を介して流れる電流より大きくなくてはならない
ので、＋信号路線における電圧の上昇率は、抵抗
４８４と抵抗４８６との比をコンデンサ４９８に
おける電圧の減衰率に乗じた値に制限される。こ
れは印加電圧の上昇率によつて安全バリア型トラ
イアツクがもとにもどるのが防止されている。

再び、電流がI_S以上に上昇したならば、この回
路はトランジスタ４００を再びカツトオフし、そ
してこれにより過電流の故障が修正されると共に
通常動作が回復する迄、カツトオフ動作と信号路
線への電力の再供給が交互に行なわれる。コンデ
ンサ５０２は一時的な正帰還を演算増巾器４１０
の非反転入力端子に加え、その出力は飽和された
高いレベルと低いレベルとの間で急速に変動し、
その結果、トランジスタ４８２及び４９２はそれ
ぞれ完全にかつ迅速に切替わる。

バリア・リセツト回路によつてカツトオフ動作
と信号路線への電力の再供給とが交互に成される
ならば、メイン出力とバリデイテイ出力のリレー
は、故障状態を示しかつ最も損傷の少ない制御動
作をするために非通電状態に成されることが重要
である。このことが行なわれなければ、メイン及
びバリデイテイ出力が交互に出力される。メイン
出力はダイオード５０４、コンデンサ５０７及び
抵抗４３０，４３２の動作によつて非励起状態に
保たれる。

ＩがI_Sを越えて演算増巾器４１０が低レベルに
切替わると、コンデンサ５０７は抵抗４３６及び
ダイオード５０４を介して充電される。そしてコ
ンデンサ５０７に蓄えられた電圧によつて、コン
デンサ５０７及び抵抗４３０，４３２によつて決
定される時間に亘つてトランジスタ４３８が通電
状態に保たれ、従つてリレー駆動用トランジスタ
４２６が非導通状態に保たれる。この時間がリセ
ツト期間より長い場合には、メイン出力リレー４
２８はリセツト動作中非励起状態に置かれる。し
かる後にダイオード４３５のアノードが低レベル
に保持されれば、バリデイテイ出力は非励起状態
になる。これはダイオード４３４及びコンデンサ
５０６によつて成される。またトランジスタ４０
０がカツトオフされかつＩがI_Xより小さくなる
と、演算増巾器４０７は低レベルに切替わり、コ
ンデンサ５０６が放電する。これにより、トラン
ジスタ４５２のゲート電極がダイオード４３５に
よつて高レベルになるのが防止される。ＩがI_Xと
I_Yとの間にある期間中において抵抗４７６を介す
るコンデンサ５０６の充電が、トランジスタ４５
２を作動させるのに必要な電圧以上の電圧に上げ
るのには不十分である限り、バリデイテイ出力は
リセツト動作中に亘つて非励起状態に置かれる。

このリセツト回路は過渡のループ電流を妨ぎ、
安全バリアがループ内に設けられているか否かに
かかわらず、レシーバに起こり得る損傷を防いで
いる。

このレシーバの他の特徴は、バリデイテイ出力
がI_Aによつて制御されるように設計されているこ
とである。従つて、このバリデイテイ出力を用い
ることによつて検出回路及び第１３ａ図の点線の
左側の回路の如きメイン出力回路とをそれぞれ具
備する多くの信号ループを役に立たせることがで
きる。この装置を用いると、すべての信号ループ
が有効電流を持つ時のみバリデイテイ出力が励起
され、もし或るループに故障が存在すればその故
障が指示される。この装置を使用すると、発光ダ
イオード４６８は、どのループが故障を含んでい
るかを指示する。

ダイオード５１０及び５１２はリレー４２８及
び４４０がオフになつた時に誘導スパイクの発生
を防ぐフリーホイーリングダイオードである。発
光ダイオード４７４及び５１６はメインリレー４
２８の状態の可視的指示を次の如く与える。トラ
ンジスタ４２６が飽和している時、抵抗５１８及
び発光ダイオード４７４に電流が流れ、発光ダイ
オード４７４を発光させる。トランジスタ４２６
がカツトオフされた時、抵抗５１８を介してトラ
ンジスタ５２０にベース電流が供給され、トラン
ジスタ５２０のコレクタ電流はメインリレー４２
８が非励起状態に置かれていることを示すために
発光ダイオード５１６を発光させる。バリデイテ
イリレー４００に図示の如く同様の回路が接続さ
れている。ダイオード５２２は、基準電圧分圧用
チエイン４１２〜４１７及び抵抗４０４，４０６
から成る分圧器が接続される正の電源に対して基
準化された温度補償電圧を与えるためのものであ
る。コンデンサ５２４は演算増巾器４０７〜４１
０と他の回路とを互いに分離するためのものであ
る。ツエナダイオード５２６は、供給電圧の過渡
現象に対して回路を保護している。ダイオード５
２８及び５３０は、リセツト回路を過渡現象によ
る損傷から保護するために、信号路線端子におけ
る電圧をクランプするためのものである。ポテン
シヨメーター４１７は、構成部品の許容範囲を設
定するために、検出器の４つの切替点を調整する
ためのものである。抵抗５３２，５３４及び５３
６は切替点I_Y，I_S，I_S′における変動を除去するた
めに少しのヒステリシスを与えるためのものであ
る。

一方、抵抗５３８，５４７及び５４２は切替点
I_Xに対して同様なことを行なう。

図示のレシーバには、調整された出力端子Ｖ＋
〜Ｃ及び調整されていない出力端子Ｖ＋〜Ｂ−を
有する電源から電力が供給される。リレー４２
８，４４０及びこれらに関連した発光ダイオード
回路が、制御された電源から電力を交互に供給し
ていることが理解されるであろう。端子“Ｌ”に
は、Ｖ＋（メイン出力リレー４２８が通電されて
いる時）或いはＢ−（メイン出力リレーが通電さ
れていない時）の何れかの直流電圧出力が得られ
る。これと同様に、このような出力はバリデイテ
イ出力に対しても与えられる。例えば、コンピユ
ータの如き装置に接続するために論理レベル出力
を形成するのに有用である。

図示のレシーバは４つの切替点を持つている
が、本発明によればそれ以上或いはそれ以下の切
替点を持つレシーバを製作することも可能であ
る。

以上述べたことを要約すれば、本装置は、或る
位置に置かれたトランスミツタと、信号伝達手段
によつてこのトランスミツタに接続されかつトラ
ンスミツタとは別の場所に置かれたレシーバとか
ら構成されている。本装置におけるフエイルセー
フ動作は、トランスミツタの出力を所定レベルに
制限すると共に、故障時に受信信号の上記所定レ
ベルからの実質的な逸脱を検出することによつて
成される。故障が検出された場合には、故障した
トランスミツタまたは故障した信号伝達手段と置
換えられる制御回路を含んでいる他の装置、或い
は警報器が作動する。実施例の装置において、ト
ランスミツタは、被測定物質の状態をモニターす
るための２線式電流ループを具備するアドミツタ
ンス応答型トランスミツタである。

以上本発明を実施例に付き述べたが、本発明は
既述の実施例に限定されるものではなく本発明の
技術的思想に基づいて各種の変形及び変更が可能
である。

【図面の簡単な説明】

図面は本発明の実施例を説明するためのもので
あつて、第１図は本発明による計測装置のブロツ
ク図、第２図は本発明の主目的に応じた計測装置
のブロツク図、第３図は本発明の一般的原理を適
用した無線周波アドミツタンス測定装置のブロツ
ク図、第４図は本発明によるトランスミツタの伝
達関数を示すグラフ、第５図は本発明によるレシ
ーバの伝達関数を示すグラフ、第６図は本発明に
よる改良されたレシーバの伝達関数を示すグラ
フ、第７図は本発明によるトランスミツタの第１
の例を示す概略図、第８図は本発明による改良さ
れたトランスミツタの概略を示す回路図、第９図
は本発明の原理を適用した無線周波アドミツタン
ス測定用トランスミツタのブロツク図、第１０Ａ
図〜第１０Ｄ図は第９図のブロツク図を詳細に示
す回路図、第１１図は感度が変化するブリツジ回
路であつて、第１０図のブリツジ回路に代えて使
用されるものの概略を示す回路図、第１２図は第
１０Ｂ図の出力増巾器に接続される遅延回路の概
略図、第１３ａ図及び第１３ｂ図は第６図に示す
伝達関数を有するレシーバの概略を示す回路図で
ある。 なお図面に用いられている符号において、１…
…送信手段としてのトランスミツタ、２……信号
路線、３……受信手段としてのレシーバ、４……
プローブ、７……被測定物質、７２……入力回路
網、７４……ブリツジ回路、７６……発振器、７
７，７８……バンドパスフイルター、８０……誤
差増巾器、８２……チヨツパー、８４……チヨツ
パー駆動回路、８６……比較回路、８８……電流
制御回路、９０……電圧調整器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 或る位置に配された電源及びレシーバ３と、
   別の位置に配されたトランスミツタ１と、前記ト
   ランスミツタ１を前記レシーバ３と接続しかつ変
   化する信号Ｉを運ぶ２本の信号路線２とを具備す
   る２線式システムにおいて、 前記トランスミツタ１は、検出された入力デー
   タの第１の組に応答した第１の所定信号範囲に入
   る第１の信号I₁と、検出された入力データの第２
   の組に応答した第２の所定信号範囲に入る第２の
   信号I_Hとを発生するように構成され、 前記第１及び第２の信号範囲は、互いに間隔を
   置かれかつ短絡回路信号I_FH及び開回路信号I_FLと
   は実質上異なつていることを特徴とする２線式シ
   ステム。 ２ 前記所定の信号は、所定の電流信号から成る
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   システム。 ３ 前記所定の信号は、所定の電圧信号から成る
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   システム。 ４ 前記レシーバ手段３は、前記所定の信号が比
   較されるウインドを形成する手段を具備すること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のシス
   テム。 ５ 前記ウインドは、最小信号レベルと最大信号
   レベルとを有し、それらの間に前記所定の信号が
   存在することを特徴とする特許請求の範囲第４項
   に記載のシステム。 ６ 一対の導体２を通して電力を受けかつこの一
   対の導体２を通して信号Ｉを送信するように構成
   されたトランスミツタ１であつて、 前記信号Ｉは、検出されたデータに応答してお
   り、 前記トランスミツタ１は、検出されたデータの
   複数の組に応答して複数の所定の信号I_L，I_Hを送
   信するように構成され、 前記所定の信号I_L，I_Hの公称値は、互いに間隔
   を置かれており、 前記信号I_L，I_Hは、それらのお互いの間隔より
   も小さい量だけそれらの公称値から変化するよう
   に制御され、 前記信号I_L，I_Hは、前記トランスミツタ１及
   び／又は前記信号が送信される媒体が故障した場
   合に形成される信号と実質的に異なるように選択
   されていることを特徴とするトランスミツタ。 ７ 前記第１及び第２の所定の信号I_L，I_Hは、信
   号の連続部においてインターバルを示し、前記連
   続部における前記第１及び第２の所定の信号の間
   隔は、前記インターバルの巾に比べて広いことを
   特徴とする特許請求の範囲第６項に記載のトラン
   スミツタ。 ８ 前記トランスミツタは、物質の状態をモニタ
   ーし得るように構成されていることを特徴とする
   特許請求の範囲第６項に記載のトランスミツタ。 ９ 検出されたデータに対応する送信信号Ｉを受
   信するためのレシーバ３であつて、 第１の所定の信号I_Lは、所定の１組のデータに
   応答して送信され、第２の所定の信号I_Hは、他の
   データに応答して送信され、 前記受信された信号Ｉが前記所定の送信信号の
   うちの一つに対応する場合に有効を示す第１の信
   号I_Hを出力する手段と、前記受信された信号が別
   の送信信号に対応する場合に無効を示す第２の信
   号I_Lを出力する手段とを具備し、 前記所定の信号は、受信された信号の連続部に
   おいてインターバルを有するように、互いに間隔
   を置かれ、 前記レシーバ３は、前記所定の信号を前記連続
   部において間隔を置かれたウインドと比較する手
   段４０７〜４１０を具備することを特徴とするレ
   シーバ。 １０ 無効を示す前記信号に応答してアラームを
   動作させる手段をさらに具備することを特徴とす
   る特許請求の範囲第９項に記載のレシーバ。 １１ 前記インターバルは、前記ウインドの巾に
   較べて広いことを特徴とする特許請求の範囲第９
   項に記載のレシーバ。 １２ 前記所定の送信信号のうちの１つが受信さ
   れた場合に、前記所定の送信信号のうちの１つの
   信号が受信されたことを示す第２の信号を出力す
   る手段をさらに具備することを特徴とする特許請
   求の範囲第９項に記載のレシーバ。 １３ 無効を示す前記第１の信号に応答して、前
   記レシーバが機能するシステムの少なくとも１つ
   の部品を置換部品に置換させるスイツチ手段を具
   備することを特徴とする特許請求の範囲第９項に
   記載のレシーバ。 １４ 所定の検出された入力データに応答して所
   定の送信信号の１つを送信するトランスミツタ手
   段１と、 前記トランスミツタ手段１に電力を供給しかつ
   前記送信信号の総てを受信しかつ前記送信信号の
   総てに応答して所定の出力を形成するレシーバ３
   及び電源手段とを具備し、 前記レシーバ３は、前記受信信号が所定の受信
   信号の組の１つである場合には有効な受信信号を
   示しかつ前記受信信号が前記所定の受信信号の組
   の１つでない場合には無効な受信信号を示し、 前記所定の送信信号は、前記所定の受信信号の
   サブセツトであることを特徴とする機器システ
   ム。 １５ 前記送信信号及び前記受信信号は、電流信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１４
   項に記載のシステム。 １６ 前記送信信号及び前記受信信号は、電圧信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１４
   項に記載のシステム。 １７ 前記有効出力は、前記受信信号が所定の送
   信信号に対応する場合のみ、有効な受信信号を示
   すことを特徴とする特許請求の範囲第１４項に記
   載のシステム。 １８ 前記有効出力は、最小の所定の受信信号と
   最大の所定の受信信号との間のすべての信号レベ
   ルにおいて、有効な受信信号を示すことを特徴と
   する特許請求の範囲第１４項に記載のシステム。 １９ 通常の動作状態において、所定の検出され
   た入力データに応答して所定の送信信号を形成す
   るトランスミツタ手段１と、 前記トランスミツタ手段１に電力を供給しかつ
   信号を受信しかつ所定の受信信号に応答して所定
   の制御出力信号I_L，I_H，I_FL，I_FHを形成するレシー
   バ手段３及び電力供給手段とを具備し、 前記レシーバ手段３は、フエイルセーフ状態を
   有すると共に、前記所定の受信信号のうちの１つ
   ではない受信信号Ｉに応答して前記所定の出力制
   御信号I_L，I_H，I_FL，I_FHのうちの選択された１つを
   形成するように構成されていることを特徴とする
   ２線式機器システム。 ２０ 前記送信信号及び前記受信信号は、電流信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１９
   項に記載のシステム。 ２１ 前記送信信号及び前記受信信号は、電圧信
   号であることを特徴とする特許請求の範囲第１９
   項に記載のシステム。 ２２ 前記レシーバは、前記受信信号が比較され
   るウインドを形成する手段を具備することを特徴
   とする特許請求の範囲第１４項または第１９項の
   いずれか１項に記載のシステム。 ２３ 前記ウインドのそれぞれは、最小信号レベ
   ル及び最大信号レベルを有する信号比較領域を具
   備することを特徴とする特許請求の範囲第２２項
   に記載のシステム。 ２４ 前記最小信号レベル及び最大信号レベル
   は、互いに隣接するウインド間の距離に較べて接
   近した間隔を置かれていることを特徴とする特許
   請求の範囲第２３項に記載のシステム。 ２５ 最も低い最小信号レベルを有するウインド
   は、レベル零の信号を含まないことを特徴とする
   特許請求の範囲第２３項に記載のシステム。 ２６ 最も低い最小信号レベルを有するウインド
   は、その最小信号レベルと零レベルとの間の距離
   に較べて接近した間隔を置かれているその最小信
   号レベル及び最大信号レベルを有することを特徴
   とする特許請求の範囲第２５項に記載のシステ
   ム。 ２７ 前記トランスミツタに故障が起きた場合
   に、最も高い最大信号レベルを有するウインド
   は、前記レシーバにおいて生ずる最大信号レベル
   を含まないことを特徴とする特許請求の範囲第２
   ３項に記載のシステム。 ２８ 前記所定の送信信号は、物質の状態に応じ
   て送信されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １４項または第１９項のいずれか１項に記載のシ
   ステム。 ２９ 物質の前記状態は、アドミツタンス応答型
   プローブ手段によつて感知されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第２８項に記載のシステム。 ３０ 検出される物質の状態は、容器内に収容さ
   れた前記物質のレベルであることを特徴とする特
   許請求の範囲第２８項に記載のシステム。 ３１ 或る位置に配された電源及びレシーバ３
   と、別の位置に配されたトランスミツタ１及びア
   ドミツタンス感知プローブ４と、前記トランスミ
   ツタ１を前記レシーバ３と接続してループを形成
   する一対の信号路線２とを具備し、 前記プローブ４は、前記トランスミツタ１と接
   続されているアドミツタンス応答型２線式機器シ
   ステムにおいて、 前記トランスミツタ１は、前記プローブ４によ
   り感知されたアドミツタンスに応答して、前記ル
   ープの抵抗とは独立に前記ループ中の電流を制御
   する手段９０を具備し、 前記制御手段９０は、第２のより大きな所定電
   流範囲内の少なくとも１つの第１の所定電流範囲
   に入る値を取るように、電流Ｉを制御するように
   構成され、 前記第２の電流範囲は、前記ループの短絡回路
   電流I_FH及び開回路信号I_FLを含まず、 前記レシーバ３は、前記少なくとも１つの第１
   の電流範囲内にある前記ループ内の電流と、前記
   少なくとも第１の電流範囲以外の前記第２のより
   大きい電流範囲内の電流と、前記ループ中の前記
   短絡回路電流I_FH及び開回路電流I_FLとを区別する
   ための手段４０７−４１０を具備することを特徴
   とするアドミツタンス応答型２線式機器システ
   ム。 ３２ 前記レシーバ３は、前記ループにおける前
   記電流信号が比較される少くとも１つのウインド
   を形成する手段を具備することを特徴とする特許
   請求の範囲第３１項に記載のシステム。 ３３ 前記少くとも１つのウインドは、少くとも
   １つの第１の電流範囲の限界に対応する最大信号
   レベル及び最小信号レベルを実質的に具備するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第３２項に記載の
   システム。 ３４ 最も低い最小信号レベルを有するウインド
   は、零の電流信号レベルを含まないことを特徴と
   する特許請求の範囲第３３項に記載のシステム。 ３５ 最も低い最小信号レベルを有するウインド
   は、その最小信号レベルと零レベルとの間の距離
   に較べて接近した間隔を置かれているその最小信
   号レベル及び最大信号レベルを有することを特徴
   とする特許請求の範囲第３４項に記載のシステ
   ム。 ３６ 前記トランスミツタ手段における故障によ
   つて、最も高い最大信号レベルを有するウインド
   は、前記レシーバにおいて生ずる前記最大信号レ
   ベルを含まないことを特徴とする特許請求の範囲
   第３３項に記載のシステム。 ３７ 前記レシーバは、前記ループにおける前記
   電流信号との比較のための複数のウインドを形成
   する手段を具備することを特徴とする特許請求の
   範囲第３２項に記載のシステム。 ３８ 前記複数のウインドは、互いに重畳してい
   ないことを特徴とする特許請求の範囲第３７項に
   記載のシステム。 ３９ 前記複数のウインドは、互いに独立してい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第３７項に記
   載のシステム。 ４０ 前記レシーバは、前記ループにおける前記
   電流が前記第１又は第２の所定の信号範囲のいず
   れかに入らない場合に、アラーム信号を発生する
   手段を具備することを特徴とする特許請求の範囲
   第３１項に記載のシステム。 ４１ 前記アラーム信号に応答して前記トランス
   ミツタを第２のトランスミツタに置き換えるため
   の手段をさらに具備することを特徴とする特許請
   求の範囲第４０項に記載のシステム。 ４２ 前記第２のトランスミツタによる前記第１
   のトランスミツタの置き換えの後にアラーム信号
   が与えられた場合に、さらにアラームを動作させ
   る手段を具備することを特徴とする特許請求の範
   囲第４１項に記載のシステム。