JPH034646A - デジタル変調装置 - Google Patents
デジタル変調装置Info
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- JPH034646A JPH034646A JP14008689A JP14008689A JPH034646A JP H034646 A JPH034646 A JP H034646A JP 14008689 A JP14008689 A JP 14008689A JP 14008689 A JP14008689 A JP 14008689A JP H034646 A JPH034646 A JP H034646A
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- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 21
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 9
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
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- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、デジタル信号処理技術を用いた変調装置に関
するもので、特に、振幅変調、平衡変調（以下ＡＭ系と
表す）５周波数変調、及び位相変調・（以下ＦＭ系と表
す）に関するものである。
するもので、特に、振幅変調、平衡変調（以下ＡＭ系と
表す）５周波数変調、及び位相変調・（以下ＦＭ系と表
す）に関するものである。
従来、デジタル信号処理技術を用いてのＡＭ系の振幅変
調、平衡変調、及びＦＭ系の周波数変調。 位相変調については、搬送波の標本化周波数と同一の周
波数で変調波信号を標本化して変調を行うことが考えら
れてきた。 しかしながら、この方法では、搬送波周波数は高周波領
域あるいはそれに近い周波数であり、搬送波の標本化は
、ナイキスト定理上搬送波周波数の２倍以上の周波数で
行う必要があるから、標本化周波数は高周波領域になら
ざるをえない。 この結果、以下のような問題点が発生するのである。
調、平衡変調、及びＦＭ系の周波数変調。 位相変調については、搬送波の標本化周波数と同一の周
波数で変調波信号を標本化して変調を行うことが考えら
れてきた。 しかしながら、この方法では、搬送波周波数は高周波領
域あるいはそれに近い周波数であり、搬送波の標本化は
、ナイキスト定理上搬送波周波数の２倍以上の周波数で
行う必要があるから、標本化周波数は高周波領域になら
ざるをえない。 この結果、以下のような問題点が発生するのである。
【 発明が解決しようとする課Ｈ１
即ち、上述したような従来の技術では、変調波信号に対
してフィルタリング等の処理を行う場合、これらの処理
は実時間（リアルタイム）処理を行う必要があるが、標
本化周波数は高周波領域か或いはそれに近い周波数であ
るため実時間処理が困難であるという問題がある。 また、実時間処理が実現できたとしても、演算速度が非
常に高速である処理装置が要求される。 このため処理装置のコストが非常に高価になるという問
題がある。 また、変調波信号に対してフィルタリングを行う場合、
通常デジタルフィルタは標本化周波数に比較して遮断周
波数が相当に低い特性の時、フィルタの伝達関数の極は
単位円に近づく。Ｚ平面上の単位円に近い極があると、
ＩＩＲデジタルフィルタの一般的な構成では係数感度が
大きくなるから、演算誤差が大きくなるという問題があ
る。 このため、高精度の達成が困難である。 また、低周波領域である変調波信号を時間離散値に変換
するためのアナログ／デジタル変換器にも高速動作が要
求されるため高価になるという問題がある。 また、変調波信号を標本化して原信号を完全に再現する
ためには、ナイキストの標本化定理を満足する必要があ
るが、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合に
は、無駄な標本値を扱わなければならないので、非効率
的であるという問題がある。 ここで、振幅変調、平衡変調１周波数変調および位相変
調の変調出力信号ｙ （ｔ）は、変調波信号をｘ （Ｌ
）とすれば、次式で表せる。 Ｙ （ｔ）＝Ａ（ｔ） ・ｃｏｓ （ｗ（ｔ、）＋φ
（ｔ））・・・・・・（１） ここで、ＡＭ系の 振幅変調のとき、 Ａ （ｔ）＝ｃ＋ａｘ （ｔ） ｗ（ｔ）、 φ（１）は一定 平衡変調のとき、 Ａ （ｔ） ＝ａ ｘ （ｔ） ｗ（ｔ）、 φ（Ｌ）は一定 次に、ＦＭ系の 周波数変調のとき、 ｗ （ｔ）＝ｐｘ （ｔ） Ａ（ｔ）、 φ（１）は一定 位相変調のとき、 φ（ｔ、） ＝ｑｘ （Ｌ） Ａ（ｔ）、ｗ（ｔ）は一定 である。ここで、ａ、ｐ、ｑは変調度調整の定数、Ｃは
搬送波レベル調整の定数である。 いま、変調波信号ｘ （ｔ）の最高周波数に対し、ナイ
キストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓ（＝ｌ
／Ｔｓ）で変調波信号ｘ （ｔ）を標本化したときの時
間離数形をｘ（ｎｔ）とし、搬送波を標本化周波数Ｆｓ
（＝４／Ｔｍ）で標本化したとき、時間Ｍ数基で前記
（１）式を表現すれば、ＡＭ系の 振幅変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ） −（ｃ ＋、ａ ｘ （ｎＴｓ））Ｘ
ｃ ｏ ｓ （ｎｗｏ Ｔｍ 十φ。） ・・・・・・（２） 平衡変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ）＝ａ ｘ （ｎＴｓ） Ｘｃ ｏ ｓ （ｎｗｏ Ｔｍ 十φ。） ・・・・・・（３） ＦＭ系の 周波数変調のとき、 ）’ （ｎＴｍ） ＝Ａ ｃ ｏ ｓ ［ｎＷｏ Ｔｍ
十φ０ 位相変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ）＝Ａ°ｃ ｏ ｓ （ｎｗ、Ｔｍ十ｑｘ
（ｎＴｓ）ｌ ・・・・・・（５）である。 上記の各変調方式のブロック図の基本形を示すと、振幅
変調方式は第５図（ａ）、平衡変調方式は第５図（ｂ）
１周波数変調方式は第５図（Ｃ）１位相変調方式は第５
図（ｄ）に示すようになる。 第５図に示した各変調方式において、ｆｃを搬送波周波
数、Ｆｓを搬送波の標本化周波数、ｆｖを変調波信号の
周波数、（ｓを変調波信号の標本化周波数とすれば、変
調波信号および搬送波のスペクトルはそれぞれ第６図（
ａ）および第６図（ｂ）に示すようになる。また、（２
）式から（５）式において表した各変調方式のスペクト
ル図は第７図に示す通りである。即ち、第７図（ａ）は
振幅変調の場合のスペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変
調の場合のスペクトル図、第７図（Ｃ）は周波数変調お
よび位相変調の場合のスペクトル図である。 上記（２）弐〜（５）式、第６図（ａ）、第６図（ｂ）
、第７図（ａ）、第７図（ｂ）、第７図（Ｃ）により
、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調波
信号の標本化を行っても変調出力信号に含まれる変調波
信号ｘ （ｔ）の情報は保存されることは明らかである
。 本発明にかかるデジタル変調装置は、以上の点と、一般
に変調波信号の最高周波数は搬送波周波数に比較して数
十分の−から数百弁の−の周波数であることに着目して
、Ａ／Ｄコンバータや処理装置のコストを抑えると共に
、変調波信号に対するフィルタリング等の処理を軽減さ
せることを目的として発明されたものである。 【 課題を解決するための手段 】 本発明にかかるデジタル変調装置においては、ＡＭ系と
しては、 搬送波デジタル信号を変調波デジタル信号によって振幅
変調若しくは平衡変調するデジタル変調装置において、
変調波デジタル信号の標本化周波数と搬送波デジタル信
号の標本化周波数とを異なる周波数とした。 そして、ＦＭ系としては、 前記搬送波デジタル信号を前記変調波デジタル信号によ
って周波数変調若しくは位相変調するデジタル変調装置
において、変調波デジタル信号の標本化周波数と搬送波
デジタル信号の標本化周波数とを異なる周波数とした。 なお、上記のＡＭ系においてもＦＭ系においても、前記
変調波デジタル信号は、アナログ信号をデジタル変換手
段によってデジタル信号へ変換して得ても良く、更に、
前記デジタル信号をデジタルフィルタ等のデジタル演算
処理手段によって、演算処理して得たものでも良い。
してフィルタリング等の処理を行う場合、これらの処理
は実時間（リアルタイム）処理を行う必要があるが、標
本化周波数は高周波領域か或いはそれに近い周波数であ
るため実時間処理が困難であるという問題がある。 また、実時間処理が実現できたとしても、演算速度が非
常に高速である処理装置が要求される。 このため処理装置のコストが非常に高価になるという問
題がある。 また、変調波信号に対してフィルタリングを行う場合、
通常デジタルフィルタは標本化周波数に比較して遮断周
波数が相当に低い特性の時、フィルタの伝達関数の極は
単位円に近づく。Ｚ平面上の単位円に近い極があると、
ＩＩＲデジタルフィルタの一般的な構成では係数感度が
大きくなるから、演算誤差が大きくなるという問題があ
る。 このため、高精度の達成が困難である。 また、低周波領域である変調波信号を時間離散値に変換
するためのアナログ／デジタル変換器にも高速動作が要
求されるため高価になるという問題がある。 また、変調波信号を標本化して原信号を完全に再現する
ためには、ナイキストの標本化定理を満足する必要があ
るが、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合に
は、無駄な標本値を扱わなければならないので、非効率
的であるという問題がある。 ここで、振幅変調、平衡変調１周波数変調および位相変
調の変調出力信号ｙ （ｔ）は、変調波信号をｘ （Ｌ
）とすれば、次式で表せる。 Ｙ （ｔ）＝Ａ（ｔ） ・ｃｏｓ （ｗ（ｔ、）＋φ
（ｔ））・・・・・・（１） ここで、ＡＭ系の 振幅変調のとき、 Ａ （ｔ）＝ｃ＋ａｘ （ｔ） ｗ（ｔ）、 φ（１）は一定 平衡変調のとき、 Ａ （ｔ） ＝ａ ｘ （ｔ） ｗ（ｔ）、 φ（Ｌ）は一定 次に、ＦＭ系の 周波数変調のとき、 ｗ （ｔ）＝ｐｘ （ｔ） Ａ（ｔ）、 φ（１）は一定 位相変調のとき、 φ（ｔ、） ＝ｑｘ （Ｌ） Ａ（ｔ）、ｗ（ｔ）は一定 である。ここで、ａ、ｐ、ｑは変調度調整の定数、Ｃは
搬送波レベル調整の定数である。 いま、変調波信号ｘ （ｔ）の最高周波数に対し、ナイ
キストの標本化定理を満足する標本化周波数ｆｓ（＝ｌ
／Ｔｓ）で変調波信号ｘ （ｔ）を標本化したときの時
間離数形をｘ（ｎｔ）とし、搬送波を標本化周波数Ｆｓ
（＝４／Ｔｍ）で標本化したとき、時間Ｍ数基で前記
（１）式を表現すれば、ＡＭ系の 振幅変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ） −（ｃ ＋、ａ ｘ （ｎＴｓ））Ｘ
ｃ ｏ ｓ （ｎｗｏ Ｔｍ 十φ。） ・・・・・・（２） 平衡変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ）＝ａ ｘ （ｎＴｓ） Ｘｃ ｏ ｓ （ｎｗｏ Ｔｍ 十φ。） ・・・・・・（３） ＦＭ系の 周波数変調のとき、 ）’ （ｎＴｍ） ＝Ａ ｃ ｏ ｓ ［ｎＷｏ Ｔｍ
十φ０ 位相変調のとき、 ｙ （ｎＴｍ）＝Ａ°ｃ ｏ ｓ （ｎｗ、Ｔｍ十ｑｘ
（ｎＴｓ）ｌ ・・・・・・（５）である。 上記の各変調方式のブロック図の基本形を示すと、振幅
変調方式は第５図（ａ）、平衡変調方式は第５図（ｂ）
１周波数変調方式は第５図（Ｃ）１位相変調方式は第５
図（ｄ）に示すようになる。 第５図に示した各変調方式において、ｆｃを搬送波周波
数、Ｆｓを搬送波の標本化周波数、ｆｖを変調波信号の
周波数、（ｓを変調波信号の標本化周波数とすれば、変
調波信号および搬送波のスペクトルはそれぞれ第６図（
ａ）および第６図（ｂ）に示すようになる。また、（２
）式から（５）式において表した各変調方式のスペクト
ル図は第７図に示す通りである。即ち、第７図（ａ）は
振幅変調の場合のスペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変
調の場合のスペクトル図、第７図（Ｃ）は周波数変調お
よび位相変調の場合のスペクトル図である。 上記（２）弐〜（５）式、第６図（ａ）、第６図（ｂ）
、第７図（ａ）、第７図（ｂ）、第７図（Ｃ）により
、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調波
信号の標本化を行っても変調出力信号に含まれる変調波
信号ｘ （ｔ）の情報は保存されることは明らかである
。 本発明にかかるデジタル変調装置は、以上の点と、一般
に変調波信号の最高周波数は搬送波周波数に比較して数
十分の−から数百弁の−の周波数であることに着目して
、Ａ／Ｄコンバータや処理装置のコストを抑えると共に
、変調波信号に対するフィルタリング等の処理を軽減さ
せることを目的として発明されたものである。 【 課題を解決するための手段 】 本発明にかかるデジタル変調装置においては、ＡＭ系と
しては、 搬送波デジタル信号を変調波デジタル信号によって振幅
変調若しくは平衡変調するデジタル変調装置において、
変調波デジタル信号の標本化周波数と搬送波デジタル信
号の標本化周波数とを異なる周波数とした。 そして、ＦＭ系としては、 前記搬送波デジタル信号を前記変調波デジタル信号によ
って周波数変調若しくは位相変調するデジタル変調装置
において、変調波デジタル信号の標本化周波数と搬送波
デジタル信号の標本化周波数とを異なる周波数とした。 なお、上記のＡＭ系においてもＦＭ系においても、前記
変調波デジタル信号は、アナログ信号をデジタル変換手
段によってデジタル信号へ変換して得ても良く、更に、
前記デジタル信号をデジタルフィルタ等のデジタル演算
処理手段によって、演算処理して得たものでも良い。
本発明にかかるデジタル変調装置では、ＡＭ系としては
、第３図（ａ）に示すように、変調波信号標本化周波数
Ｉｓによって標本化された変調波デジタル信号を変調波
信号出力手段１０１から出力し、搬送波信号標本化周波
数Ｆｓにて標本化された搬送波デジタル信号を搬送波信
号出力手段１０２から出力し、前記搬送波デジタル信号
を前記変調波デジタル信号によって振幅変調若しくは平
復ｉ変調する変調手段１０３を備えたデジタル変調装置
において、前記変調波信号標本化周波数ｒＳと前記搬送
波信号標本化周波数Ｆｓとは異なる周波数としても、上
記（２）式、（３）式、第６図（ａ）、第６図（ｂ）、
第７図（ａ）、および第７図（ｂ）により明らかなよう
に、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調
波信号の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号
ｘ （ｔ）の情報が保存される。 また、第３図（ｂ）に示すように、人力されたアナログ
信号をデジタル変換手段１０４にて変調波信号標本化周
波数にてデジタル信号へ変換し、前記デジタル信号を演
算処理手段１０５にて演算処理して変調波デジタル信号
としても良い。 また、ＦＭ系としては、第４図（ａ）に示すように、変
調波信号標本化周波数ｆｓによって標本化された変調波
デジタル信号を変調波信号出力手段１１Ｏから出力し、
搬送波信号標本化周波数Ｆｓにて標本化された搬送波デ
ジタル信号を搬送波信号出力手段１１１にて発生させ、
前記ｖＩ’Ｊ波デジタル信号を前記変調波デジタル信号
によって周波数変調若しくは位相変調する変調手段１１
２を備えたデジタル変調装置において、前記変調波信号
標本化周波数「Ｓと前記搬送波信号標本化周波数Ｆｓと
を異なる周波数としても、上記（４）式、（５）式、第
６図（ａ）、第６図（ｂ）、および第７図（Ｃ）により
明らかなように、搬送波の標本化周波数と異なる標本化
周波数で変調波信号の標本化を行うとき、変調出力信号
に変調波信号ｘ（ｔ）の情報が保存される。 また、第４図（ｂ）に示すように、入力されたアナログ
信号をデジタル変換手段１１３において前記変調波信号
標本化周波数ｆｓにてデジタル信号へ変換し、前記デジ
タル信号を演算処理手段１１４において演算処理して変
調波デジタル信号としても良い。 上記において、搬送波ｆｃからｆｓ離れたところに変調
波信号ｘ （ｔ）の標本化により追加された折り返し歪
が存在するようになる。これは第６図（ａ）に示すよう
に原信号ｆｖを周波数ｆｓで標本化を行った場合ｆｖに
原信号のスペクトルがそのまま保存され、周波数ｆｓを
中心にして上下対称に、即ちｆ ５ｔｈｆ ｖのところ
に標本化により追加された原信号のスペクトルが（Ｓの
間隔で無限に並び、この折り返し歪を含んだ信号が変調
波信号になるからである。 この変調波信号ｘ （ｔ）の標本化による折り返し歪は
Ｄ／Ａ変換器の後段に接続する補間フィルタの特性を、
ＡＭ系の振幅変調と平衡変調の場合には、第８図（ｂ）
に示すように変調波信号ｘ（Ｌ）の最高周波数を通過さ
せるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容でき
るレベルまで減衰させることができる特性とすれば良い
。 また、第７図（Ｃ）に示すように、ＦＭ系の周波数変調
１位相変調の場合には、理論的には側波帯は無限の周波
数法がりを有するが、変調出力信号に与える歪が許容で
きる通過帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できる
レベルまで減衰させることができる特性を持った第８図
（ａ）と同特性の帯域通過フィルタを接続することによ
って簡単に除去することができる。 また、ＦＭ系の周波数変調９位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において補間フィル
タの通過帯域内に変調波信号ｘ （ｔ）の標本化による
折り返し歪が許容できないレベルで入ってくることがな
いように変調波信号ｘ （ｔ）の標本化周波数ｆｓの設
定を行えばよい、 このようにして、本発明にかかるデ
ジタル変調装置によれば、変調波信号の標本化周波数ｆ
ｓは、搬送波の標本化周波数Ｆｓと異なる周波数に設定
しても高精度の変調ができるのである。
、第３図（ａ）に示すように、変調波信号標本化周波数
Ｉｓによって標本化された変調波デジタル信号を変調波
信号出力手段１０１から出力し、搬送波信号標本化周波
数Ｆｓにて標本化された搬送波デジタル信号を搬送波信
号出力手段１０２から出力し、前記搬送波デジタル信号
を前記変調波デジタル信号によって振幅変調若しくは平
復ｉ変調する変調手段１０３を備えたデジタル変調装置
において、前記変調波信号標本化周波数ｒＳと前記搬送
波信号標本化周波数Ｆｓとは異なる周波数としても、上
記（２）式、（３）式、第６図（ａ）、第６図（ｂ）、
第７図（ａ）、および第７図（ｂ）により明らかなよう
に、搬送波の標本化周波数と異なる標本化周波数で変調
波信号の標本化を行うとき、変調出力信号に変調波信号
ｘ （ｔ）の情報が保存される。 また、第３図（ｂ）に示すように、人力されたアナログ
信号をデジタル変換手段１０４にて変調波信号標本化周
波数にてデジタル信号へ変換し、前記デジタル信号を演
算処理手段１０５にて演算処理して変調波デジタル信号
としても良い。 また、ＦＭ系としては、第４図（ａ）に示すように、変
調波信号標本化周波数ｆｓによって標本化された変調波
デジタル信号を変調波信号出力手段１１Ｏから出力し、
搬送波信号標本化周波数Ｆｓにて標本化された搬送波デ
ジタル信号を搬送波信号出力手段１１１にて発生させ、
前記ｖＩ’Ｊ波デジタル信号を前記変調波デジタル信号
によって周波数変調若しくは位相変調する変調手段１１
２を備えたデジタル変調装置において、前記変調波信号
標本化周波数「Ｓと前記搬送波信号標本化周波数Ｆｓと
を異なる周波数としても、上記（４）式、（５）式、第
６図（ａ）、第６図（ｂ）、および第７図（Ｃ）により
明らかなように、搬送波の標本化周波数と異なる標本化
周波数で変調波信号の標本化を行うとき、変調出力信号
に変調波信号ｘ（ｔ）の情報が保存される。 また、第４図（ｂ）に示すように、入力されたアナログ
信号をデジタル変換手段１１３において前記変調波信号
標本化周波数ｆｓにてデジタル信号へ変換し、前記デジ
タル信号を演算処理手段１１４において演算処理して変
調波デジタル信号としても良い。 上記において、搬送波ｆｃからｆｓ離れたところに変調
波信号ｘ （ｔ）の標本化により追加された折り返し歪
が存在するようになる。これは第６図（ａ）に示すよう
に原信号ｆｖを周波数ｆｓで標本化を行った場合ｆｖに
原信号のスペクトルがそのまま保存され、周波数ｆｓを
中心にして上下対称に、即ちｆ ５ｔｈｆ ｖのところ
に標本化により追加された原信号のスペクトルが（Ｓの
間隔で無限に並び、この折り返し歪を含んだ信号が変調
波信号になるからである。 この変調波信号ｘ （ｔ）の標本化による折り返し歪は
Ｄ／Ａ変換器の後段に接続する補間フィルタの特性を、
ＡＭ系の振幅変調と平衡変調の場合には、第８図（ｂ）
に示すように変調波信号ｘ（Ｌ）の最高周波数を通過さ
せるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容でき
るレベルまで減衰させることができる特性とすれば良い
。 また、第７図（Ｃ）に示すように、ＦＭ系の周波数変調
１位相変調の場合には、理論的には側波帯は無限の周波
数法がりを有するが、変調出力信号に与える歪が許容で
きる通過帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できる
レベルまで減衰させることができる特性を持った第８図
（ａ）と同特性の帯域通過フィルタを接続することによ
って簡単に除去することができる。 また、ＦＭ系の周波数変調９位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において補間フィル
タの通過帯域内に変調波信号ｘ （ｔ）の標本化による
折り返し歪が許容できないレベルで入ってくることがな
いように変調波信号ｘ （ｔ）の標本化周波数ｆｓの設
定を行えばよい、 このようにして、本発明にかかるデ
ジタル変調装置によれば、変調波信号の標本化周波数ｆ
ｓは、搬送波の標本化周波数Ｆｓと異なる周波数に設定
しても高精度の変調ができるのである。
以下に、本発明にかかるデジタル変調装置の好適な実施
例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたＦＭ
系の実施例としての周波数変調装置のブロック図、第２
図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたＡＭ系と
してのＳＳＢ変調装置のブロック図である。 第１図において、 Ｘは変調波信号として入力されたアナログ信号、ｌは増
幅器、２はアンチエイリアシングフィルタ、３は標本化
周波数をｆｓ（＝ｌ／Ｔｓ）としたＡ／Ｄコンバータ、
４はデジタルフィルタ、５は標本化周波数をＦＳ （＝
１／Ｔｍ）としたｃｏｓ変換回路、６はＤ／Ａコンバー
タ、７は帯域通過型補間フィルタ、８は振幅制限器、ｙ
は変調出力信号である。 アナログ信号Ｘは、増幅器１にて所定のレベルに増幅さ
れ、アンチエイリアシングフィルタ２にて１ ／ ２
Ｔ ｓ以上の高域成分を除去されて、標本化周波数が（
１／Ｔｓ）のＡ／Ｄコンバータ３にてデジタル信号に変
換される。 そして、前記Ａ／Ｄコンバーク３から出力されるデジタ
ル信号はデジタルフィルタ４を介してＣＯ８変換回路５
に供給され、標本化周波数（１／Ｔｍ）でｃｏｓ変換さ
れ、前記Ｄ／Ａコンバータ６にてアナログ信号に変換さ
れ、搬送波の標本化により生じた折り返し歪および変調
波信号の標本化により生じた折り返し歪を除去する帯域
通過型補間フィシレタ７にてフィルタリングされて、振
幅制限器８において、変調波信号の標本化により生じた
折り返し歪を除去したことにより生じた残留ＡＭ成分が
除去され、変調出力信号ｙとして出力される。 ここで、前記Ａ／Ｄコンバータ３における標本化周波数
ｆｓ（＝ｌ／Ｔｓ）と、前記ｃｏｓ変換回路５における
標本化周波数Ｆｓ（＝１／Ｔｍ）とは異なるようにした
。 次に、前記帯域通過型補間フィルタフについて説明する
。 第７図（ａ）、第７図（ｂ）で明らかであるように、搬
送波ｆｃからｆｓ離れたところにアナログ信号Ｘの標本
化により追加された折り返し歪が存在するようになる。 これは第６図（ａ）に示すように原信号「Ｖを周波数ｆ
ｓで標本化を行った場合、原信号ｆｖのスペクトルがそ
のまま保存され、周波数ｆｓを中心にして上下対象に、
即ちｆｓ＋ｆｖのところに標本化により追加された原信
号のスペクトルがＩｓの間隔で無限に並び、この折り返
し歪を含んだ信号が変調波信号になるからである。 このアナログ信号Ｘの標本化による折り返し歪はＤ／Ａ
コンバータ６の後段に接続する帯域通過型補間フィルタ
フの特性を第８図（ａ）に示すように、変調出力信号ｙ
に与える歪が許容できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り
返し歪を許容できるレベルまで減衰させることができる
特性を持ったフィルタにするか、或いは、Ｄ／Ａコンバ
ータ６の後段に接続する補間フィルタに低域通過フィル
タと高域通過フィルタを直列接続し第８図（ａ）と同等
の特性を得ることによって簡単に除去することができる
。 また、ＦＭ系の周波数変調２位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において補間フィル
タの通過帯域内にアナログ信号Ｘの標本化による折り返
し歪が許容できないレベルで入ってくることがないよう
にアナログ信号Ｘの標本化周波数ｆｓの設定を行えば良
い。 第２図にブロック図を示した本発明にかかるデジタル変
調装置のＡＭ系としての実施例のＳＳＢ変調回路におい
ても同様である。 なお、第２図において、 Ｘは変調波信号として入力されるアナログ信号、１１は
増幅器、１２はアンチエイリアシングフィルタ、１３は
標本化周波数をｆｓ（＝Ｌ／Ｔｓ）としたＡ／Ｄコンバ
ータ、１４はデジタルフィルタ、１５は標本化周波数を
Ｆｓ（＝１／Ｔｍ）としたキャリア発生回路、１６は乗
算器、１７はＳＳＢフィルタ、１８はＤ／Ａコンバータ
、１９は帯域通過型補間フィルタ、ｙは変調出力信号で
ある。 このようなＡＭ系の振幅変調と平衡変調の場合には、帯
域通過化型補間フィルタ１９の特性を第８図（ｂ）に示
すように、アナログ信号Ｘの最高周波数を通過させるだ
けの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できるレベ
ルまで減衰させることができる特性を持ったフィルタに
するか、或いは、Ｄ／Ａコンバータ１８の後段に接続す
る補間フィルタに低域通過型補間フィルタと高域通過フ
ィルタを直列接続し第８図の）と同等の特性を得ること
によっても簡単に除去することができる。
例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたＦＭ
系の実施例としての周波数変調装置のブロック図、第２
図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いたＡＭ系と
してのＳＳＢ変調装置のブロック図である。 第１図において、 Ｘは変調波信号として入力されたアナログ信号、ｌは増
幅器、２はアンチエイリアシングフィルタ、３は標本化
周波数をｆｓ（＝ｌ／Ｔｓ）としたＡ／Ｄコンバータ、
４はデジタルフィルタ、５は標本化周波数をＦＳ （＝
１／Ｔｍ）としたｃｏｓ変換回路、６はＤ／Ａコンバー
タ、７は帯域通過型補間フィルタ、８は振幅制限器、ｙ
は変調出力信号である。 アナログ信号Ｘは、増幅器１にて所定のレベルに増幅さ
れ、アンチエイリアシングフィルタ２にて１ ／ ２
Ｔ ｓ以上の高域成分を除去されて、標本化周波数が（
１／Ｔｓ）のＡ／Ｄコンバータ３にてデジタル信号に変
換される。 そして、前記Ａ／Ｄコンバーク３から出力されるデジタ
ル信号はデジタルフィルタ４を介してＣＯ８変換回路５
に供給され、標本化周波数（１／Ｔｍ）でｃｏｓ変換さ
れ、前記Ｄ／Ａコンバータ６にてアナログ信号に変換さ
れ、搬送波の標本化により生じた折り返し歪および変調
波信号の標本化により生じた折り返し歪を除去する帯域
通過型補間フィシレタ７にてフィルタリングされて、振
幅制限器８において、変調波信号の標本化により生じた
折り返し歪を除去したことにより生じた残留ＡＭ成分が
除去され、変調出力信号ｙとして出力される。 ここで、前記Ａ／Ｄコンバータ３における標本化周波数
ｆｓ（＝ｌ／Ｔｓ）と、前記ｃｏｓ変換回路５における
標本化周波数Ｆｓ（＝１／Ｔｍ）とは異なるようにした
。 次に、前記帯域通過型補間フィルタフについて説明する
。 第７図（ａ）、第７図（ｂ）で明らかであるように、搬
送波ｆｃからｆｓ離れたところにアナログ信号Ｘの標本
化により追加された折り返し歪が存在するようになる。 これは第６図（ａ）に示すように原信号「Ｖを周波数ｆ
ｓで標本化を行った場合、原信号ｆｖのスペクトルがそ
のまま保存され、周波数ｆｓを中心にして上下対象に、
即ちｆｓ＋ｆｖのところに標本化により追加された原信
号のスペクトルがＩｓの間隔で無限に並び、この折り返
し歪を含んだ信号が変調波信号になるからである。 このアナログ信号Ｘの標本化による折り返し歪はＤ／Ａ
コンバータ６の後段に接続する帯域通過型補間フィルタ
フの特性を第８図（ａ）に示すように、変調出力信号ｙ
に与える歪が許容できる通過帯域幅を持ち、且つ、折り
返し歪を許容できるレベルまで減衰させることができる
特性を持ったフィルタにするか、或いは、Ｄ／Ａコンバ
ータ６の後段に接続する補間フィルタに低域通過フィル
タと高域通過フィルタを直列接続し第８図（ａ）と同等
の特性を得ることによって簡単に除去することができる
。 また、ＦＭ系の周波数変調２位相変調の場合には、変調
波信号周波数、変調度に応じて側波帯が変化するが、最
も占有周波数帯域幅が広くなる条件において補間フィル
タの通過帯域内にアナログ信号Ｘの標本化による折り返
し歪が許容できないレベルで入ってくることがないよう
にアナログ信号Ｘの標本化周波数ｆｓの設定を行えば良
い。 第２図にブロック図を示した本発明にかかるデジタル変
調装置のＡＭ系としての実施例のＳＳＢ変調回路におい
ても同様である。 なお、第２図において、 Ｘは変調波信号として入力されるアナログ信号、１１は
増幅器、１２はアンチエイリアシングフィルタ、１３は
標本化周波数をｆｓ（＝Ｌ／Ｔｓ）としたＡ／Ｄコンバ
ータ、１４はデジタルフィルタ、１５は標本化周波数を
Ｆｓ（＝１／Ｔｍ）としたキャリア発生回路、１６は乗
算器、１７はＳＳＢフィルタ、１８はＤ／Ａコンバータ
、１９は帯域通過型補間フィルタ、ｙは変調出力信号で
ある。 このようなＡＭ系の振幅変調と平衡変調の場合には、帯
域通過化型補間フィルタ１９の特性を第８図（ｂ）に示
すように、アナログ信号Ｘの最高周波数を通過させるだ
けの帯域幅を持ち、且つ、折り返し歪を許容できるレベ
ルまで減衰させることができる特性を持ったフィルタに
するか、或いは、Ｄ／Ａコンバータ１８の後段に接続す
る補間フィルタに低域通過型補間フィルタと高域通過フ
ィルタを直列接続し第８図の）と同等の特性を得ること
によっても簡単に除去することができる。
この新技術を用いることにより、変調波信号の標本化周
波数は搬送波の標本化周波数と同一にする必要がなくな
る。このため、変調波信号は通常音声周波数帯域あるい
は音響周波数帯域であるから、変調波信号を標本化、量
子化するＡ／Ｄ変換器には一般的に普及している１２か
ら１６ビツトの高分解能と優れた直線性を持ち比較的安
価なＰＣＭオーディオ用が使用できるようになる。そし
て、変調波信号に対してフィルタリング等の処理を行う
デジタルシグナルプロセッサには（、−ＭＯＳプロセス
を採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオーディオ
用の比較的安価な物が使用できるようになる。これらの
デジタルシグナルプロセッサは１６ビツト×１６ビツト
以上の乗算器を備えているため高精度演算が可能である
。 音声あるいは音響周波数帯域である変調波信号を適切な
標本化周波数で標本化できるから従来の技術のように、
遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くはならな
い。 これにより、ＩＩＲデジタルフィルタの伝達関数の極が
、Ｚ平面上の単位円に近づきにくいため、係数を有限語
長で表現したときの誤差が小さ（なりフィルタ特性の精
度が向上するという利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた振幅
変調器、平衡変調器１周波数変調器１位相変調器、およ
び変調波信号に対するフィルタリング等の処理をデジタ
ル信号処理回路に置換できるようになる。このため、Ａ
Ｍ系であってもＦＭ系であっても、品質の均一性が高く
経時変化のより少ない、より高品質、高品位な変調を行
うことができる。
波数は搬送波の標本化周波数と同一にする必要がなくな
る。このため、変調波信号は通常音声周波数帯域あるい
は音響周波数帯域であるから、変調波信号を標本化、量
子化するＡ／Ｄ変換器には一般的に普及している１２か
ら１６ビツトの高分解能と優れた直線性を持ち比較的安
価なＰＣＭオーディオ用が使用できるようになる。そし
て、変調波信号に対してフィルタリング等の処理を行う
デジタルシグナルプロセッサには（、−ＭＯＳプロセス
を採用した低消費電力で汎用あるいはＰＣＭオーディオ
用の比較的安価な物が使用できるようになる。これらの
デジタルシグナルプロセッサは１６ビツト×１６ビツト
以上の乗算器を備えているため高精度演算が可能である
。 音声あるいは音響周波数帯域である変調波信号を適切な
標本化周波数で標本化できるから従来の技術のように、
遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低くはならな
い。 これにより、ＩＩＲデジタルフィルタの伝達関数の極が
、Ｚ平面上の単位円に近づきにくいため、係数を有限語
長で表現したときの誤差が小さ（なりフィルタ特性の精
度が向上するという利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた振幅
変調器、平衡変調器１周波数変調器１位相変調器、およ
び変調波信号に対するフィルタリング等の処理をデジタ
ル信号処理回路に置換できるようになる。このため、Ａ
Ｍ系であってもＦＭ系であっても、品質の均一性が高く
経時変化のより少ない、より高品質、高品位な変調を行
うことができる。
第１図は本発明にかかるデジタル変調装置を用いた周波
数変調装置のブロック図、第２図は本発明にかかるデジ
タル変調装置を用いたＳＳＢ変調装置のブロック図、第
３図（ａ）、第３図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変
調装置の基本構成をＡＭ系において説明するブロック図
、第４図（ａ）、第４図（ｂ）は本発明にかかるデジタ
ル変調装置の基本構成をＦＭ系において説明するブロッ
ク図、第５図（ａ）は振幅変調方式の基本形のブロック
図、第５図（ｂ）は平衡変調方式の基本形のブロック図
、第５図（Ｃ）は周波数変調方式の基本形のブロック図
、第５ｌ−は位相変調方式の基本形のブロック図、第６
図（ａ）は変調波信号を標本化した場合の周波数スペク
トル図、第６図ら）は搬送波を標本化した場合の周波数
スペクトル図、第７図（ａ）は振幅変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（Ｃ）は周波数変調および位相変
調の場合の周波数スペクトル図、第８図（ａ）はＦＭ系
の補間フィルタの特性、第８図（ｂ）はＡＭ系の補間フ
ィルタの特性である。 ３．１３・・・Ａ／Ｄコンバータ（デジタル変換手段）
、 ４．１４−・・デジタルフィルタ（演算処理手段）、５
・・・ｃｏｓ変換回路（ｖＩｉ送波信号出力手段）、１
５・・・キャリア発生回路（搬送波信号出力手段）、１
６・・・乗算器（変調手段）、 １０１．１１０・・・変調波信号出力手段、１０２．１
１１−・・搬送波信号出力手段、１０３．１１２・・・
変調手段、 １０４．１１３・・・デジタル変換手段、１０５．１１
４・・・演算処理手段、
数変調装置のブロック図、第２図は本発明にかかるデジ
タル変調装置を用いたＳＳＢ変調装置のブロック図、第
３図（ａ）、第３図（ｂ）は本発明にかかるデジタル変
調装置の基本構成をＡＭ系において説明するブロック図
、第４図（ａ）、第４図（ｂ）は本発明にかかるデジタ
ル変調装置の基本構成をＦＭ系において説明するブロッ
ク図、第５図（ａ）は振幅変調方式の基本形のブロック
図、第５図（ｂ）は平衡変調方式の基本形のブロック図
、第５図（Ｃ）は周波数変調方式の基本形のブロック図
、第５ｌ−は位相変調方式の基本形のブロック図、第６
図（ａ）は変調波信号を標本化した場合の周波数スペク
トル図、第６図ら）は搬送波を標本化した場合の周波数
スペクトル図、第７図（ａ）は振幅変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（ｂ）は平衡変調の場合の周波数
スペクトル図、第７図（Ｃ）は周波数変調および位相変
調の場合の周波数スペクトル図、第８図（ａ）はＦＭ系
の補間フィルタの特性、第８図（ｂ）はＡＭ系の補間フ
ィルタの特性である。 ３．１３・・・Ａ／Ｄコンバータ（デジタル変換手段）
、 ４．１４−・・デジタルフィルタ（演算処理手段）、５
・・・ｃｏｓ変換回路（ｖＩｉ送波信号出力手段）、１
５・・・キャリア発生回路（搬送波信号出力手段）、１
６・・・乗算器（変調手段）、 １０１．１１０・・・変調波信号出力手段、１０２．１
１１−・・搬送波信号出力手段、１０３．１１２・・・
変調手段、 １０４．１１３・・・デジタル変換手段、１０５．１１
４・・・演算処理手段、
Claims (2)
- （１）搬送波デジタル信号を変調波デジタル信号によっ
て振幅変調若しくは平衡変調するよう構成されたデジタ
ル変調装置において、 前記変調波デジタル信号の標本化周波数と前記搬送波デ
ジタル信号の標本化周波数とが異なる周波数であること
を特徴とするデジタル変調装置。 - （２）搬送波デジタル信号を変調波デジタル信号によっ
て周波数変調若しくは位相変調するよう構成されたデジ
タル変調装置において、 前記変調波デジタル信号の標本化周波数と前記搬送波デ
ジタル信号の標本化周波数とが異なる周波数であること
を特徴とするデジタル変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14008689A JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14008689A JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH034646A true JPH034646A (ja) | 1991-01-10 |
| JP2922530B2 JP2922530B2 (ja) | 1999-07-26 |
Family
ID=15260632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14008689A Expired - Fee Related JP2922530B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-05-31 | デジタル変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2922530B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111416784A (zh) * | 2020-04-20 | 2020-07-14 | 无锡思泰迪半导体有限公司 | 一种数字信号调制系统及方法 |
-
1989
- 1989-05-31 JP JP14008689A patent/JP2922530B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111416784A (zh) * | 2020-04-20 | 2020-07-14 | 无锡思泰迪半导体有限公司 | 一种数字信号调制系统及方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2922530B2 (ja) | 1999-07-26 |
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