JPH0347627B2 - - Google Patents
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- JPH0347627B2 JPH0347627B2 JP55181174A JP18117480A JPH0347627B2 JP H0347627 B2 JPH0347627 B2 JP H0347627B2 JP 55181174 A JP55181174 A JP 55181174A JP 18117480 A JP18117480 A JP 18117480A JP H0347627 B2 JPH0347627 B2 JP H0347627B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- phase
- sample
- chrominance
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/06—Transmission systems characterised by the manner in which the individual colour picture signal components are combined
- H04N11/20—Conversion of the manner in which the individual colour picture signal components are combined, e.g. conversion of colour television standards
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/7921—Processing of colour television signals in connection with recording for more than one processing mode
- H04N9/7925—Processing of colour television signals in connection with recording for more than one processing mode for more than one standard
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、トランスコーダ、特に直角振幅変
調された信号の２つの成分のうち一方の位相を反
転させるためのトランスコーダに関するものであ
る。
調された信号の２つの成分のうち一方の位相を反
転させるためのトランスコーダに関するものであ
る。
直角両側帯波抑圧搬送波振幅変調（QDSSC−
AM、以下ではQAMと略称する）はNTSCおよ
びPALの両方のカラーテレビジヨン方式におけ
る色差信号Ｒ−ＹおよびＢ−Ｙの伝送に使用さ
れ、また４音声ステレオ方式における位置差
（Position differences）信号の伝送用としても提
案されている（これについては、アイ・イー・イ
ー・イー トランザクシヨン オン ブロードキ
ヤスト アンド テレビジヨン レシーバーズ
（IEEE Transaction on Broadcast and
Television Receivers）Vol.BTR−19、No.４、
1973年11月号に示されている）。QAMでは搬送
波は抑圧されているので、元の色差あるいは位置
差信号を同期検波し、再生することができるよう
に、受信機内で搬送波を再生する必要がある。こ
の再生を容易にするために、NTSCおよびPAL
の両方のカラーテレビジヨン方式におけるQAM
信号は、水平同期期間のバツクポーチ期間に伝送
される副搬送波周波数をもつた数サイクルのバー
スト成分を含んでいる。提案された４音声伝送方
式では、副搬送波と予め定められた周波数と位相
関係とを持つた連続的に伝送された低レベル・パ
イロツト信号によつて搬送波の再生が行なわれ
る。
AM、以下ではQAMと略称する）はNTSCおよ
びPALの両方のカラーテレビジヨン方式におけ
る色差信号Ｒ−ＹおよびＢ−Ｙの伝送に使用さ
れ、また４音声ステレオ方式における位置差
（Position differences）信号の伝送用としても提
案されている（これについては、アイ・イー・イ
ー・イー トランザクシヨン オン ブロードキ
ヤスト アンド テレビジヨン レシーバーズ
（IEEE Transaction on Broadcast and
Television Receivers）Vol.BTR−19、No.４、
1973年11月号に示されている）。QAMでは搬送
波は抑圧されているので、元の色差あるいは位置
差信号を同期検波し、再生することができるよう
に、受信機内で搬送波を再生する必要がある。こ
の再生を容易にするために、NTSCおよびPAL
の両方のカラーテレビジヨン方式におけるQAM
信号は、水平同期期間のバツクポーチ期間に伝送
される副搬送波周波数をもつた数サイクルのバー
スト成分を含んでいる。提案された４音声伝送方
式では、副搬送波と予め定められた周波数と位相
関係とを持つた連続的に伝送された低レベル・パ
イロツト信号によつて搬送波の再生が行なわれ
る。
２つの差信号成分のうちの一方の位相を反転す
るようにアナログ形式のQAM信号を処理するた
めに、再生された副搬送波を利用できることは知
られている。これを実行する一の方法は、例えば
1976年７月６日付でナラハラ氏他に与えられた米
国特許第3968514号明細書に示されているように、
QAM信号を適当に移相された２倍副搬送波周波
数の基準信号で乗ずるやり方である。しかしなが
ら、この方法は、出力信号中に波作用によつて
は取除くのが比較的困難な３倍副搬送波周波数積
が生ずる。
るようにアナログ形式のQAM信号を処理するた
めに、再生された副搬送波を利用できることは知
られている。これを実行する一の方法は、例えば
1976年７月６日付でナラハラ氏他に与えられた米
国特許第3968514号明細書に示されているように、
QAM信号を適当に移相された２倍副搬送波周波
数の基準信号で乗ずるやり方である。しかしなが
ら、この方法は、出力信号中に波作用によつて
は取除くのが比較的困難な３倍副搬送波周波数積
が生ずる。
乗算方法の他に、1980年４月29日付でカーント
氏（Peter Carnt）他に与えられた米国特許第
4200881号明細書に示されているような「復調−
再変調」方法がある。この方法では、アナログ
QAM信号成分は同期復調されてベースバンドに
変換され、一方のベースバンド成分の極性は反転
され、次いで（ベースバンドの波後）両方の成
分は直角関係にある副搬送波でそれぞれ再変調さ
れる。この方法は、ベースバンドの波にトラン
スコーダの寸法を大きくする必要があり、しかも
価格を引上げる原因となる比較的高価な回路素子
を使用する必要があり、また集積回路の形に構成
するのが比較的困難であるという難点がある。
氏（Peter Carnt）他に与えられた米国特許第
4200881号明細書に示されているような「復調−
再変調」方法がある。この方法では、アナログ
QAM信号成分は同期復調されてベースバンドに
変換され、一方のベースバンド成分の極性は反転
され、次いで（ベースバンドの波後）両方の成
分は直角関係にある副搬送波でそれぞれ再変調さ
れる。この方法は、ベースバンドの波にトラン
スコーダの寸法を大きくする必要があり、しかも
価格を引上げる原因となる比較的高価な回路素子
を使用する必要があり、また集積回路の形に構成
するのが比較的困難であるという難点がある。
この発明は、ベースバンドの濾波に関連する問
題を避けることのできるトランスコーダに要求さ
れる条件を満たすことを目的としたものであり、
このトランスコーダでは、トランスコード処理に
よる主たる好ましくない積成分は副搬送波周波数
の３倍以上の周波数で生ずるようにされている。
題を避けることのできるトランスコーダに要求さ
れる条件を満たすことを目的としたものであり、
このトランスコーダでは、トランスコード処理に
よる主たる好ましくない積成分は副搬送波周波数
の３倍以上の周波数で生ずるようにされている。
この発明の第１の特徴として、直角振幅変調さ
れた信号の２つの信号成分のうちの一方の位相を
反転するためのトランスコーダは、各信号成分が
それぞれの軸を横切る時点で副搬送波の振幅のサ
ンプルを生成するための手段と、サンプルを１つ
おきに選択的に反転するための手段と、反転され
たサンプルおよび非反転サンプルから副搬送波を
再構成するための手段を含んでいる。
れた信号の２つの信号成分のうちの一方の位相を
反転するためのトランスコーダは、各信号成分が
それぞれの軸を横切る時点で副搬送波の振幅のサ
ンプルを生成するための手段と、サンプルを１つ
おきに選択的に反転するための手段と、反転され
たサンプルおよび非反転サンプルから副搬送波を
再構成するための手段を含んでいる。
この発明の第２の特徴として、この発明は、第
１の形式のクロミナンス信号を第２の形式のクロ
ミナンス信号に変換するためのトランスコーダに
必要とされる条件に適合するものである。こゝ
で、これら２つの形式の一方はPAL方式クロミ
ナンスおよびバースト位相に適合するものであ
り、他方のものはNTSC方式あるいは前述の米国
特許第4200881号明細書に示されているNTSC様
方式に適合するものである。
１の形式のクロミナンス信号を第２の形式のクロ
ミナンス信号に変換するためのトランスコーダに
必要とされる条件に適合するものである。こゝ
で、これら２つの形式の一方はPAL方式クロミ
ナンスおよびバースト位相に適合するものであ
り、他方のものはNTSC方式あるいは前述の米国
特許第4200881号明細書に示されているNTSC様
方式に適合するものである。
この発明の第３の特徴として、上記２形式のク
ロミナンス信号間の変換は、１つおきのサンプル
の極性反転を周期的に禁止することによつて容易
に実行し得る。
ロミナンス信号間の変換は、１つおきのサンプル
の極性反転を周期的に禁止することによつて容易
に実行し得る。
以下図示の実施例によつてこの発明を詳細に説
明する。
明する。
第１図において、QAM入力端子１６とトラン
スコーダ出力端子１８との間に、サンプル・ホー
ルド回路１０、サンプル反転回路１２、および低
域通過フイルタ１４がこの順序で縦続接続されて
いる。基準副搬送波入力端子２０が位相調整回路
２２の入力に接続され、その出力はサンプル・ホ
ールド回路１０の制御すなわち付勢入力に接続さ
れ、さらに分周器２４を経てサンプル反転回路の
付勢すなわち制御入力に接続されている。
スコーダ出力端子１８との間に、サンプル・ホー
ルド回路１０、サンプル反転回路１２、および低
域通過フイルタ１４がこの順序で縦続接続されて
いる。基準副搬送波入力端子２０が位相調整回路
２２の入力に接続され、その出力はサンプル・ホ
ールド回路１０の制御すなわち付勢入力に接続さ
れ、さらに分周器２４を経てサンプル反転回路の
付勢すなわち制御入力に接続されている。
QAM信号がアナログ形式のトランスコーダに
供給される場合は、サンプル・ホールド回路１０
は通常の設計のものでよい。適当な装置として、
ゲートが開かれるとQAM信号で保持キヤパシタ
を充電し、閉じられるとその電荷が保持されるよ
うに構成された伝送ゲートがある。しかしなが
ら、保持時間はゲートが閉じられている全期間に
等しくする必要はない。換言すれば、サンプル・
ホールド回路は、もし望むならば、新しいサンプ
ルを行なう前にある基準レベルにリセツトされる
ものであつてもよい。精度が改善され、開放時間
が短縮され、安定化に要する時間が最短時間に短
縮された特徴をもつた他の好ましいサンプル・ホ
ールド回路が例えば、マグローヒル ブツク カ
ンパニ（McGraw−Hill Book Company）より
1973年に発行されたグレーム氏（J.G.Graeme）
著「アプリケイシヨン オブ オペレーシヨナル
アンプリフアイアーズ−サード ジエネレーシ
ヨン テクニークス（Application of
Operational Amplifiers−Third Generation
Techniques）」に示されている。
供給される場合は、サンプル・ホールド回路１０
は通常の設計のものでよい。適当な装置として、
ゲートが開かれるとQAM信号で保持キヤパシタ
を充電し、閉じられるとその電荷が保持されるよ
うに構成された伝送ゲートがある。しかしなが
ら、保持時間はゲートが閉じられている全期間に
等しくする必要はない。換言すれば、サンプル・
ホールド回路は、もし望むならば、新しいサンプ
ルを行なう前にある基準レベルにリセツトされる
ものであつてもよい。精度が改善され、開放時間
が短縮され、安定化に要する時間が最短時間に短
縮された特徴をもつた他の好ましいサンプル・ホ
ールド回路が例えば、マグローヒル ブツク カ
ンパニ（McGraw−Hill Book Company）より
1973年に発行されたグレーム氏（J.G.Graeme）
著「アプリケイシヨン オブ オペレーシヨナル
アンプリフアイアーズ−サード ジエネレーシ
ヨン テクニークス（Application of
Operational Amplifiers−Third Generation
Techniques）」に示されている。
サンプル・ホールド回路１０の目的は、QAM
信号の２つの直角関係にある成分の各々が、それ
ぞれの軸と交叉するときに対応する時点で、端子
１６に供給されるQAM信号の振幅のサンプルを
生成することにある。各信号成分が軸を横切ると
きにサンプルを行なう理由は、一方の成分がその
軸を横切る瞬間にはQAM信号の振幅はその２つ
の個々の成分の他方の振幅に正確に等しくなるか
らである。この意味するところは、第４図の波形
Ｂを見ると一層よく理解することができる。同図
で、信号波形Ｒは、２つの信号成分ＵおよびＶの
ベクトル和である端子１６に現われるQAM信号
を表わしている。成分Ｕは単位振幅の正弦波とし
て示されており、成分Ｖは成分Ｕよりも90゜だけ
遅れ、1/2の振幅をもつた直角関係の正弦波とし
て示されている。直角変調では、Ｕ成分とＶ成分
は常に位相が90゜だけ異つており、成分ＵがＯの
ときにサンプルされたＲのサンプルはＶ成分のみ
の極性と振幅とをもつている。同様に、Ｖ成分が
Ｏを通過するときにサンプルされたＲのサンプル
は、そのＵ成分のみの極性と大きさとをもつてい
る。
信号の２つの直角関係にある成分の各々が、それ
ぞれの軸と交叉するときに対応する時点で、端子
１６に供給されるQAM信号の振幅のサンプルを
生成することにある。各信号成分が軸を横切ると
きにサンプルを行なう理由は、一方の成分がその
軸を横切る瞬間にはQAM信号の振幅はその２つ
の個々の成分の他方の振幅に正確に等しくなるか
らである。この意味するところは、第４図の波形
Ｂを見ると一層よく理解することができる。同図
で、信号波形Ｒは、２つの信号成分ＵおよびＶの
ベクトル和である端子１６に現われるQAM信号
を表わしている。成分Ｕは単位振幅の正弦波とし
て示されており、成分Ｖは成分Ｕよりも90゜だけ
遅れ、1/2の振幅をもつた直角関係の正弦波とし
て示されている。直角変調では、Ｕ成分とＶ成分
は常に位相が90゜だけ異つており、成分ＵがＯの
ときにサンプルされたＲのサンプルはＶ成分のみ
の極性と振幅とをもつている。同様に、Ｖ成分が
Ｏを通過するときにサンプルされたＲのサンプル
は、そのＵ成分のみの極性と大きさとをもつてい
る。
位相調整回路２２の目的は、生成されたサンプ
ルがＲのＵ成分およびＶ成分を交互に表わすよう
に、サンプル・ホールド回路１０が付勢される時
期を正確に制御することにある。位相調整器２２
の入力はQAM副搬送波周波数の４倍の周波数を
もつた再生基準副搬送波である。QAM信号がテ
レビジヨン・クロミナンス信号であるとき、基準
信号は通常の方法でクロミナンス信号のカラー・
バースト成分に位相ロツクされている。前述のよ
うに、QAM信号が位置差信号伝送用に利用され
るときには、基準副搬送波はパイロツト信号の周
波数の逓倍周波数に位相ロツクされており、それ
によつて基準副搬送波は副搬送波と一定の位相関
係にあり、副搬送波の４倍の周波数をもつてい
る。
ルがＲのＵ成分およびＶ成分を交互に表わすよう
に、サンプル・ホールド回路１０が付勢される時
期を正確に制御することにある。位相調整器２２
の入力はQAM副搬送波周波数の４倍の周波数を
もつた再生基準副搬送波である。QAM信号がテ
レビジヨン・クロミナンス信号であるとき、基準
信号は通常の方法でクロミナンス信号のカラー・
バースト成分に位相ロツクされている。前述のよ
うに、QAM信号が位置差信号伝送用に利用され
るときには、基準副搬送波はパイロツト信号の周
波数の逓倍周波数に位相ロツクされており、それ
によつて基準副搬送波は副搬送波と一定の位相関
係にあり、副搬送波の４倍の周波数をもつてい
る。
通常の進み−遅れ回路網によつて構成すること
のできる位相調整器２２は、移相された４倍の周
波数の基準副搬送波（4fsc）の変移（あるいはピ
ーク）がQAM信号成分の軸との交叉と一致する
ような量だけ調整されるべきである。もし再生さ
れた副搬送波が周波数逓倍後、上記の適正状態に
あるならば、位相調整器２２を省略することがで
きる。第４図の波形ＡとＢは、ＲのＵ成分および
Ｖ成分と位相調整器２２との間の好ましい位相関
係を示している。位相調整された基準副搬送波
（波形Ａ）の偶数番目の正方向変化（t0、t2、t4
等）で、ＲのＵ成分はＯとなり、Ｖ成分はＲに等
しくなる。すべての奇数番目の正方向変化（t1、
t3、t5等）でＶ成分はＯとなり、ＲのＵ成分はＲ
に等しくなる。
のできる位相調整器２２は、移相された４倍の周
波数の基準副搬送波（4fsc）の変移（あるいはピ
ーク）がQAM信号成分の軸との交叉と一致する
ような量だけ調整されるべきである。もし再生さ
れた副搬送波が周波数逓倍後、上記の適正状態に
あるならば、位相調整器２２を省略することがで
きる。第４図の波形ＡとＢは、ＲのＵ成分および
Ｖ成分と位相調整器２２との間の好ましい位相関
係を示している。位相調整された基準副搬送波
（波形Ａ）の偶数番目の正方向変化（t0、t2、t4
等）で、ＲのＵ成分はＯとなり、Ｖ成分はＲに等
しくなる。すべての奇数番目の正方向変化（t1、
t3、t5等）でＶ成分はＯとなり、ＲのＵ成分はＲ
に等しくなる。
波形Ｃに示すように、サンプル・ホールド回路
１０は幅Wuの成分Ｕのサンプル、幅Wvの成分Ｖ
のサンプルを発生する。WuがWvに等しい必要は
ない。事実、ＵとＶとの相対的な振幅を変更した
い場合には、例えばサンプル・ホールド回路１０
の保持時間を変えて、サンプルを別々にパルス幅
変調することによつて、ＵとＶの振幅を変えるこ
とができる。従つて、QAM信号成分の一方の位
相を他方に変更を加えることなく反転することが
できるという点、さらにQAM信号成分の一方の
振幅を他方とは無関係に変えることができるとい
う点は、この発明の大きな特徴である。
１０は幅Wuの成分Ｕのサンプル、幅Wvの成分Ｖ
のサンプルを発生する。WuがWvに等しい必要は
ない。事実、ＵとＶとの相対的な振幅を変更した
い場合には、例えばサンプル・ホールド回路１０
の保持時間を変えて、サンプルを別々にパルス幅
変調することによつて、ＵとＶの振幅を変えるこ
とができる。従つて、QAM信号成分の一方の位
相を他方に変更を加えることなく反転することが
できるという点、さらにQAM信号成分の一方の
振幅を他方とは無関係に変えることができるとい
う点は、この発明の大きな特徴である。
Ｕ成分とＶ成分の相対的な大きさを高い精度を
もつて保持することが望ましい場合には、Wuと
Wvの差に比例してサンプルの振幅の比率を定め
るよりもむしろWuをWvに等しく設定することが
望ましい。それを設定する他の方法として、Ｕと
Ｖとの間の所定の関係をサンプルの２つのパラメ
ータ、すなわち高さと幅を制御することによつて
維持することができる。これらのパラメータの積
をＵおよびＶの各々に対して一定に維持すること
によつて、QAM信号の再構成時に、ＵとＶとの
間の最初の振幅の関係を正確に保持し、同時に成
分の一方の位相を反転することが可能となる。こ
のことは、この発明の特徴に従つて、ＶおよびＵ
のサンプルに対して継続接続（10、12、14）全体
の利得を等しく維持し、Wu＝Wvとすることによ
つて実現することができる。サンプル幅変調によ
る振幅制御が必要でないとき、およびサンプルさ
れた信号の再構成時に最大の変換利得が望ましい
場合には、ＵおよびＶの両方のサンプルの幅が、
基準副搬送波周波数4fscの完全な１周期と同じ
QAM副搬送波周波数の1/4に実質的に等しいこ
とが好ましい。もしこのようになると、波形Ｃに
示すようにサンプル間でＯレベルに留まる状態は
なくなり、むしろ各サンプルの振幅が、次のサン
プルが行なわれる瞬間まで一定に維持される段階
形式の波形が生成される。
もつて保持することが望ましい場合には、Wuと
Wvの差に比例してサンプルの振幅の比率を定め
るよりもむしろWuをWvに等しく設定することが
望ましい。それを設定する他の方法として、Ｕと
Ｖとの間の所定の関係をサンプルの２つのパラメ
ータ、すなわち高さと幅を制御することによつて
維持することができる。これらのパラメータの積
をＵおよびＶの各々に対して一定に維持すること
によつて、QAM信号の再構成時に、ＵとＶとの
間の最初の振幅の関係を正確に保持し、同時に成
分の一方の位相を反転することが可能となる。こ
のことは、この発明の特徴に従つて、ＶおよびＵ
のサンプルに対して継続接続（10、12、14）全体
の利得を等しく維持し、Wu＝Wvとすることによ
つて実現することができる。サンプル幅変調によ
る振幅制御が必要でないとき、およびサンプルさ
れた信号の再構成時に最大の変換利得が望ましい
場合には、ＵおよびＶの両方のサンプルの幅が、
基準副搬送波周波数4fscの完全な１周期と同じ
QAM副搬送波周波数の1/4に実質的に等しいこ
とが好ましい。もしこのようになると、波形Ｃに
示すようにサンプル間でＯレベルに留まる状態は
なくなり、むしろ各サンプルの振幅が、次のサン
プルが行なわれる瞬間まで一定に維持される段階
形式の波形が生成される。
波形Ｄは分周回路２４によつて制御されるサン
プルの極性反転回路１２の動作を示し、サンプ
ル・ホールド回路１０によつて生成されたサンプ
ルのうちの１つおきのサンプルの極性を反転す
る。前に説明したように、すべての偶数番目のサ
ンプルは、ＵがＯのときにサンプルされたもので
あるから、Ｖ成分のみを表わすものとなる。分周
器２４は4fscの基準副搬送波信号を２分周し、そ
れによつて周波数2fscの付勢信号を反転回路１２
に供給する。回路１２はサンプル周波数（4fsc）
の正確に1/2の周波数で付勢されるので、１つお
きのサンプルＶは極性が反転されるが、その中間
のサンプルＵは反転されない。
プルの極性反転回路１２の動作を示し、サンプ
ル・ホールド回路１０によつて生成されたサンプ
ルのうちの１つおきのサンプルの極性を反転す
る。前に説明したように、すべての偶数番目のサ
ンプルは、ＵがＯのときにサンプルされたもので
あるから、Ｖ成分のみを表わすものとなる。分周
器２４は4fscの基準副搬送波信号を２分周し、そ
れによつて周波数2fscの付勢信号を反転回路１２
に供給する。回路１２はサンプル周波数（4fsc）
の正確に1/2の周波数で付勢されるので、１つお
きのサンプルＶは極性が反転されるが、その中間
のサンプルＵは反転されない。
所望のサンプル（この場合Ｖ）が確実に反転さ
れるために、トランスコード動作の開始期間に分
周器２４が適正に始動させられるか、あるいはそ
の出力の位相を波形Ａに関して反転するための手
段を設けることが望ましい。QAM信号がテレビ
ジヨン・クロミナンス信号であるときには、その
正確なベクトル関係が判つているので、カラー・
バースト期間中に分周器２４の開始（すなわちリ
セツト、プリセツト等）を行なうのが便利であ
る。あるいは後程説明するようにQAM信号の各
期間毎に上記の開始を行なうこともできる。
れるために、トランスコード動作の開始期間に分
周器２４が適正に始動させられるか、あるいはそ
の出力の位相を波形Ａに関して反転するための手
段を設けることが望ましい。QAM信号がテレビ
ジヨン・クロミナンス信号であるときには、その
正確なベクトル関係が判つているので、カラー・
バースト期間中に分周器２４の開始（すなわちリ
セツト、プリセツト等）を行なうのが便利であ
る。あるいは後程説明するようにQAM信号の各
期間毎に上記の開始を行なうこともできる。
低域通過フイルタ１４は、反転回路１２の出力
に発生した反転サンプルＶと非反転サンプルＵと
からQAM副搬送波を再構成する手段を備えてい
る。第４図の波形Ｅを参照すると、ＵおよびＶ成
分が低域通過フイルタによつて波されると得ら
れるであろう滑らかな各別の正弦波として成分Ｕ
およびＶが示されている。ＵおよびＶサンプルが
そのように分離され、各別に濾波されると、濾波
された出力を加算して、波形Ｂと比較すれば判る
ように、反転された一方の成分の位相を持つた元
のQAM信号に対応するベクトルＲを生成するこ
とができる。
に発生した反転サンプルＶと非反転サンプルＵと
からQAM副搬送波を再構成する手段を備えてい
る。第４図の波形Ｅを参照すると、ＵおよびＶ成
分が低域通過フイルタによつて波されると得ら
れるであろう滑らかな各別の正弦波として成分Ｕ
およびＶが示されている。ＵおよびＶサンプルが
そのように分離され、各別に濾波されると、濾波
された出力を加算して、波形Ｂと比較すれば判る
ように、反転された一方の成分の位相を持つた元
のQAM信号に対応するベクトルＲを生成するこ
とができる。
QAM信号を再構成するための各別の成分の濾
波方法には３つの重要な問題がある。その第１
は、１つおきのサンプルをそれぞれのフイルタに
導くための手段、およびこれに加えて２個のフイ
ルタを必要とし、トランスコーダの費用が高くな
り、しかも構造も複雑になるという点である。第
２は、フイルタにおける利得あるいは損失が相違
すると、ＵとＶとの間の最初の振幅の関係が不平
衡になるという点である。第３は、必要とするフ
イルタの遮断周波数は副搬送波の周波数2fscの２
倍以下となり、濾波に関する問題をさらに複雑に
する。トランスコード処理による好ましくない２
倍周波数をもつた積成分は、前述の非ベースバン
ドQAMトランスコーダの逓倍器あるいは修正器
形式の好ましくない副搬送波周波数の３倍の積成
分よりも濾波によつて除去するのが一層困難であ
る。
波方法には３つの重要な問題がある。その第１
は、１つおきのサンプルをそれぞれのフイルタに
導くための手段、およびこれに加えて２個のフイ
ルタを必要とし、トランスコーダの費用が高くな
り、しかも構造も複雑になるという点である。第
２は、フイルタにおける利得あるいは損失が相違
すると、ＵとＶとの間の最初の振幅の関係が不平
衡になるという点である。第３は、必要とするフ
イルタの遮断周波数は副搬送波の周波数2fscの２
倍以下となり、濾波に関する問題をさらに複雑に
する。トランスコード処理による好ましくない２
倍周波数をもつた積成分は、前述の非ベースバン
ドQAMトランスコーダの逓倍器あるいは修正器
形式の好ましくない副搬送波周波数の３倍の積成
分よりも濾波によつて除去するのが一層困難であ
る。
QAM信号を再構成するために、１個の低域通
過フイルタ１４を使用することにより上記のよう
な困難な点をすべて解消することができる。１個
のフイルタが含まれているにすぎないので、Ｕ成
分およびＶ成分は振幅および位相の両方に関して
均等に処理される。さらに、フイルタの遮断周波
数は２個のフイルタによる加算方法の場合の２倍
となり、遮断周波数は変形トランスコーダによる
３倍周波数積を除くのに必要とする遮断周波数よ
りも高くすることができる。実際問題として、ト
ランスコード処理による最も低く優勢な好ましく
ない積は副搬送波周波数の４倍のサンプリング周
波数で生じ、そのためフイルタの寸法、遮断周波
数の正確さおよび拒絶帯（ストツプ・バンド）の
傾斜の要件はすべて緩和される。
過フイルタ１４を使用することにより上記のよう
な困難な点をすべて解消することができる。１個
のフイルタが含まれているにすぎないので、Ｕ成
分およびＶ成分は振幅および位相の両方に関して
均等に処理される。さらに、フイルタの遮断周波
数は２個のフイルタによる加算方法の場合の２倍
となり、遮断周波数は変形トランスコーダによる
３倍周波数積を除くのに必要とする遮断周波数よ
りも高くすることができる。実際問題として、ト
ランスコード処理による最も低く優勢な好ましく
ない積は副搬送波周波数の４倍のサンプリング周
波数で生じ、そのためフイルタの寸法、遮断周波
数の正確さおよび拒絶帯（ストツプ・バンド）の
傾斜の要件はすべて緩和される。
第２図は、第１図のサンプル反転回路１２を実
施し、分周器２４、サンプル・ホールド回路１０
および低域通過フイルタ１４と結合する一つの方
法を示している。分周器２４の出力は単極、２位
置スイツチ３０を制御するために接続されてい
る。一例として、スイツチ３０を分周器２４の真
出力Ｑと補出力とによつて制御される１対の伝
送ゲートによつて構成することができる。Ｎ位置
（正常すなわち非反転）にあるとき、スイツチ３
０はサンプル・ホールド回路１０の出力を低域通
過フイルタ１４の入力に接続する。Ｒ位置（反転
極性すなわち反転）にあるとき、スイツチ３０は
サンプル・ホールド回路１０の出力を反転増幅器
３２を介して低域通過フイルタ１４の入力に結合
する。
施し、分周器２４、サンプル・ホールド回路１０
および低域通過フイルタ１４と結合する一つの方
法を示している。分周器２４の出力は単極、２位
置スイツチ３０を制御するために接続されてい
る。一例として、スイツチ３０を分周器２４の真
出力Ｑと補出力とによつて制御される１対の伝
送ゲートによつて構成することができる。Ｎ位置
（正常すなわち非反転）にあるとき、スイツチ３
０はサンプル・ホールド回路１０の出力を低域通
過フイルタ１４の入力に接続する。Ｒ位置（反転
極性すなわち反転）にあるとき、スイツチ３０は
サンプル・ホールド回路１０の出力を反転増幅器
３２を介して低域通過フイルタ１４の入力に結合
する。
第２図のトランスコーダは第１図について述べ
たと実質的に同様に動作し、スイツチ３０および
反転増幅器３２がサンプル反転回路１２の機能を
果す。第２図の構成の１つのむつかしい点は、サ
ンプル・ホールド回路１０の出力に電圧の急激な
変化が生じる（第４図の波形Ｃ）点である。この
ようなステツプ関数的な電圧変化に適合させるた
めに、増幅器３２は、サンプル幅に比して無視し
得るスルー・レート（振幅変化／時間変化）と安
定化時間を持つていることが望ましく、もしそう
でなければ増幅器３２を通過するＶサンプルは歪
みを受ける。
たと実質的に同様に動作し、スイツチ３０および
反転増幅器３２がサンプル反転回路１２の機能を
果す。第２図の構成の１つのむつかしい点は、サ
ンプル・ホールド回路１０の出力に電圧の急激な
変化が生じる（第４図の波形Ｃ）点である。この
ようなステツプ関数的な電圧変化に適合させるた
めに、増幅器３２は、サンプル幅に比して無視し
得るスルー・レート（振幅変化／時間変化）と安
定化時間を持つていることが望ましく、もしそう
でなければ増幅器３２を通過するＶサンプルは歪
みを受ける。
第３図は、増幅器３２を、信号が別々ではなく
連続的に入るトランスコーダの部分に配置するこ
とによつて増幅器３２に要求されるスルー・レー
トと安定化時間に関する条件を緩和するものであ
る。特に反転増幅器３２の入力は入力端子１６に
接続され、出力は第２のサンプル・ホールド回路
３４の入力に接続されている。回路３４の付勢入
力すなわち制御入力は位相調整器２２の出力に接
続され、それによつて２個のサンプル・ホールド
回路は同時に動作し、違う点は一方のサンプル・
ホールド回路１０はQAM信号の非反転サンプル
を受信し、他方のサンプル・ホールド回路３４は
反転サンプルを受信する点である。スイツチ３０
は正常Ｎ、反転Ｒのサンプルを交互に選択するよ
うに動作し、次いでこれらのサンプルは前述のよ
うに低域通過フイルタ１４によつて再構成され、
トランスコード処理されたQAM出力信号を生成
する。
連続的に入るトランスコーダの部分に配置するこ
とによつて増幅器３２に要求されるスルー・レー
トと安定化時間に関する条件を緩和するものであ
る。特に反転増幅器３２の入力は入力端子１６に
接続され、出力は第２のサンプル・ホールド回路
３４の入力に接続されている。回路３４の付勢入
力すなわち制御入力は位相調整器２２の出力に接
続され、それによつて２個のサンプル・ホールド
回路は同時に動作し、違う点は一方のサンプル・
ホールド回路１０はQAM信号の非反転サンプル
を受信し、他方のサンプル・ホールド回路３４は
反転サンプルを受信する点である。スイツチ３０
は正常Ｎ、反転Ｒのサンプルを交互に選択するよ
うに動作し、次いでこれらのサンプルは前述のよ
うに低域通過フイルタ１４によつて再構成され、
トランスコード処理されたQAM出力信号を生成
する。
Ｕ成分とＶ成分を確実に実質的に等しく処理す
るために、回路１０の利得とサンプル幅との積は
回路３４の利得とサンプル幅との積に等しいこと
が望ましい。一例として、第３図では、両方の回
路は同じサンプル・パルス幅を受信するので、回
路の利得のみが平衡している必要がある。しかし
ながらこれはＵ成分およびＶ成分を平衡を保つて
処理するのは必須の条件ではない。もし望むなら
ば、サンプル・パルスの幅は異つていてもよく、
またサンプル・ホールド回路の利得も異つていて
もよい。前述のように一方の電路のサンプル幅と
利得との積を他方の電路のサンプル幅と利得との
積に等しく設定することによつて平衡が得られ
る。真のすなわち非反転サンプルと反転サンプル
を最高の正確さをもつて発生させるために、２つ
の信号路の位相変化と遅延量を等化するための手
段（すなわち遅延イコライザ）を設けることが一
層望ましい。
るために、回路１０の利得とサンプル幅との積は
回路３４の利得とサンプル幅との積に等しいこと
が望ましい。一例として、第３図では、両方の回
路は同じサンプル・パルス幅を受信するので、回
路の利得のみが平衡している必要がある。しかし
ながらこれはＵ成分およびＶ成分を平衡を保つて
処理するのは必須の条件ではない。もし望むなら
ば、サンプル・パルスの幅は異つていてもよく、
またサンプル・ホールド回路の利得も異つていて
もよい。前述のように一方の電路のサンプル幅と
利得との積を他方の電路のサンプル幅と利得との
積に等しく設定することによつて平衡が得られ
る。真のすなわち非反転サンプルと反転サンプル
を最高の正確さをもつて発生させるために、２つ
の信号路の位相変化と遅延量を等化するための手
段（すなわち遅延イコライザ）を設けることが一
層望ましい。
第５図は、ＵおよびＶ色差副搬送波成分が線一
線で一定である第１の形式のクロミナンス信号
を、Ｖ成分の位相が線毎に交番する他の形式のク
ロミナンス信号に変換するためには、この発明の
トランスコーダをどのように修正すればよいかを
示している。第５図はまた、1980年４月29日付で
カートン氏（Carnt）他に「ビデオ・デイスク方
式（Video Disc System）」という名称で与えら
れた米国特許第4200881号に示されている方式の
ビデオ・デイスク記録から、PAL方式の出力ビ
デオ信号を生成するために、トランスコーダをビ
デオ・デイスク再生装置と組合せるための好まし
い方法を示している。
線で一定である第１の形式のクロミナンス信号
を、Ｖ成分の位相が線毎に交番する他の形式のク
ロミナンス信号に変換するためには、この発明の
トランスコーダをどのように修正すればよいかを
示している。第５図はまた、1980年４月29日付で
カートン氏（Carnt）他に「ビデオ・デイスク方
式（Video Disc System）」という名称で与えら
れた米国特許第4200881号に示されている方式の
ビデオ・デイスク記録から、PAL方式の出力ビ
デオ信号を生成するために、トランスコーダをビ
デオ・デイスク再生装置と組合せるための好まし
い方法を示している。
第５図のビデオデイスク再生装置に関する前記
カートン氏他の発明に係るPAL記録方式には３
つの大きな特徴がある。第１の特徴は、PAL副
搬送波は切換えられない点である。すなわちクロ
ミナンス副搬送波のＶ成分の線毎の正規の位相交
番は記録のために禁止されているという点であ
る。第２に、クロミナンス副搬送波周波数は、正
規の4.43MHzから約1.52MHzへと周波数の低域へ
移されており、実際にはルミナンス帯域内に埋込
まれている。第３に、クロミナンス・バーストは
ＵおよびＶの副搬送波に関して45゜の一定の位相
角で記録されており、そのためバーストは実質的
に等しいＵ成分およびＶ成分を示す。
カートン氏他の発明に係るPAL記録方式には３
つの大きな特徴がある。第１の特徴は、PAL副
搬送波は切換えられない点である。すなわちクロ
ミナンス副搬送波のＶ成分の線毎の正規の位相交
番は記録のために禁止されているという点であ
る。第２に、クロミナンス副搬送波周波数は、正
規の4.43MHzから約1.52MHzへと周波数の低域へ
移されており、実際にはルミナンス帯域内に埋込
まれている。第３に、クロミナンス・バーストは
ＵおよびＶの副搬送波に関して45゜の一定の位相
角で記録されており、そのためバーストは実質的
に等しいＵ成分およびＶ成分を示す。
第５図において、トランスコーダは、埋込み副
搬送波周波数でクロミナンスＶ成分に対して線毎
に反転を与えるように構成されている。これはタ
イム・ベースの修正および副搬送波をPAL方式
へ変換する前に行なわれる。バーストは等しいＵ
成分およびＶ成分を含んでいるので、PAL形式
の切換バーストは、Ｖ成分を周期的に反転させる
ことによつてトランスコーダで自動的に形成され
る。
搬送波周波数でクロミナンスＶ成分に対して線毎
に反転を与えるように構成されている。これはタ
イム・ベースの修正および副搬送波をPAL方式
へ変換する前に行なわれる。バーストは等しいＵ
成分およびＶ成分を含んでいるので、PAL形式
の切換バーストは、Ｖ成分を周期的に反転させる
ことによつてトランスコーダで自動的に形成され
る。
NTSC方式におけるように、バーストがＶ成分
を持つていなければ、Ｖ成分の位相反転はバース
トの位相には何の影響も与えないということに注
目する必要がある。従つて、NTSCバーストの位
相を持つたクロミナンス信号をPAL形式の信号
に変換するためにこの発明の原理を適用したいな
らば、バースト期間中のトランスコーダの動作モ
ードを適当に変える必要がある。これは、例え
ば、クロミナンス信号をバースト期間中、45゜だ
け移相するための手段を設けることによつて実現
することができる。それによつて前述のカーント
氏他の特許に係る形式のバースト位相を、Ｖ成分
の位相が交番するようなPAL切換形式のバース
トに自動的に変換することができる。これについ
ては、第８図に示す例によつて更に詳細に説明す
る。
を持つていなければ、Ｖ成分の位相反転はバース
トの位相には何の影響も与えないということに注
目する必要がある。従つて、NTSCバーストの位
相を持つたクロミナンス信号をPAL形式の信号
に変換するためにこの発明の原理を適用したいな
らば、バースト期間中のトランスコーダの動作モ
ードを適当に変える必要がある。これは、例え
ば、クロミナンス信号をバースト期間中、45゜だ
け移相するための手段を設けることによつて実現
することができる。それによつて前述のカーント
氏他の特許に係る形式のバースト位相を、Ｖ成分
の位相が交番するようなPAL切換形式のバース
トに自動的に変換することができる。これについ
ては、第８図に示す例によつて更に詳細に説明す
る。
第５図に示すビデオデイスク再生装置は、ビデ
オデイスク５２を回転させるためのターンテーブ
ル５０と、デイスクからビデオ情報を再生するた
めのピツクアツプ変換器５４とからなつている。
説明のための例として、情報が地形的な変化（形
状、寸法の変化）の形で記憶されており、また変
換器５４とレコード５２との間の容量変化を感知
して情報を再生することができるようなレコード
と共に、この再生装置を使用するものと仮定す
る。しかしながら、この発明によるトランスコー
ダを、他の形式のデイスク再生装置、テープ再生
装置、カメラ装置、フレーム蓄積装置、伝送装置
等と関連して使用することもできることは言う迄
もない。説明の都合上、デイスク５２には前述の
カーント氏他の特許に係る形式でビデオ情報が記
録されているものと仮定する。
オデイスク５２を回転させるためのターンテーブ
ル５０と、デイスクからビデオ情報を再生するた
めのピツクアツプ変換器５４とからなつている。
説明のための例として、情報が地形的な変化（形
状、寸法の変化）の形で記憶されており、また変
換器５４とレコード５２との間の容量変化を感知
して情報を再生することができるようなレコード
と共に、この再生装置を使用するものと仮定す
る。しかしながら、この発明によるトランスコー
ダを、他の形式のデイスク再生装置、テープ再生
装置、カメラ装置、フレーム蓄積装置、伝送装置
等と関連して使用することもできることは言う迄
もない。説明の都合上、デイスク５２には前述の
カーント氏他の特許に係る形式でビデオ情報が記
録されているものと仮定する。
変換器５４の出力はピツクアツプ変換器回路５
６の入力に結合されている。この変換器回路５６
は、変換器５４のスタイラスと再生されるレコー
ドとの間の容量値変化に応答する容量値−電圧変
換器からなり、記録された情報を表わすFM出力
信号電圧を発生する。容量値−電圧変換機能をピ
ツクアツプ回路５６に与えるのに適した回路は周
知である。これについては、例えば米国特許第
3783196号、米国特許第3972064号、米国特許第
3711641号の各明細書に示されている。
６の入力に結合されている。この変換器回路５６
は、変換器５４のスタイラスと再生されるレコー
ドとの間の容量値変化に応答する容量値−電圧変
換器からなり、記録された情報を表わすFM出力
信号電圧を発生する。容量値−電圧変換機能をピ
ツクアツプ回路５６に与えるのに適した回路は周
知である。これについては、例えば米国特許第
3783196号、米国特許第3972064号、米国特許第
3711641号の各明細書に示されている。
ビデオFM復調回路５８は、ピツクアツプ回路
５６によつて生成されたFM信号をビデオ出力信
号に変換する。デイスク上に記録されたビデオ信
号は、通常のNTSC方式ではなく埋込み副搬送波
（BSC）形式である。カーント氏他の特許明細書
および1975年３月18日付でプリチヤード氏（D.
H.Pritchard）に与えられた米国特許第3872498
号明細書に説明されているように、BSC形式の
クロミナンス情報は、周知のNTSC形式で採用さ
れている一般形式のカラー副搬送波によつて表わ
される。しかしながら、BSC形式のクロミナン
ス成分は、NTSC方式のようなルミナンス信号ビ
デオ帯の高域端には配置されておらず、ビデオ帯
の抵域部分に埋込まれている。実施例の副搬送波
周波数は1.52MHzの近傍に選定されており、色副
搬送波の側帯波はそれを中心として±500KHzに
拡がつており、輝度信号帯は最高色副搬送波周波
数よりもかなり上にまで延びている（例えば、
3MHzにまで）。
５６によつて生成されたFM信号をビデオ出力信
号に変換する。デイスク上に記録されたビデオ信
号は、通常のNTSC方式ではなく埋込み副搬送波
（BSC）形式である。カーント氏他の特許明細書
および1975年３月18日付でプリチヤード氏（D.
H.Pritchard）に与えられた米国特許第3872498
号明細書に説明されているように、BSC形式の
クロミナンス情報は、周知のNTSC形式で採用さ
れている一般形式のカラー副搬送波によつて表わ
される。しかしながら、BSC形式のクロミナン
ス成分は、NTSC方式のようなルミナンス信号ビ
デオ帯の高域端には配置されておらず、ビデオ帯
の抵域部分に埋込まれている。実施例の副搬送波
周波数は1.52MHzの近傍に選定されており、色副
搬送波の側帯波はそれを中心として±500KHzに
拡がつており、輝度信号帯は最高色副搬送波周波
数よりもかなり上にまで延びている（例えば、
3MHzにまで）。
FM復調器５８は例えばパルス計数形式あるい
は位相ロツクループ形式のものとすることができ
る。これに適したパルス計数形FM復調器は、
1977年７月26日付のベイカ氏（A.L.Baker）の米
国特許第4038686号、発明の名称「欠陥検出およ
び補償（Defect Detection and
Compensation）」の明細書中に詳述されている。
位相ロツクループ形のFA復調器は1980年５月13
日付のクリストフア氏（T.J.Christopher）他の
米国特許第4203134号、発明の名称「欠陥検出を
備えたFM信号復調器（FM Signal
Demodulator With Defect Detection）」明細書
中に詳述されている。
は位相ロツクループ形式のものとすることができ
る。これに適したパルス計数形FM復調器は、
1977年７月26日付のベイカ氏（A.L.Baker）の米
国特許第4038686号、発明の名称「欠陥検出およ
び補償（Defect Detection and
Compensation）」の明細書中に詳述されている。
位相ロツクループ形のFA復調器は1980年５月13
日付のクリストフア氏（T.J.Christopher）他の
米国特許第4203134号、発明の名称「欠陥検出を
備えたFM信号復調器（FM Signal
Demodulator With Defect Detection）」明細書
中に詳述されている。
FM復調器で生成された合成ビデオ信号は、可
変中心周波数櫛形フイルタ６０によつてルミナン
ス成分とクロミナンス成分とに分離される。この
形式のフイルタについては、1976年12月７日付の
カワモト氏（H.Kawamoto）の米国特許第
3966610号、1980年３月25日付のクリストフア氏
（T.J.Christopher）およびトレツタ氏（L.L.
Tretter）の米国特許第4195309号の各明細書中に
示されている。
変中心周波数櫛形フイルタ６０によつてルミナン
ス成分とクロミナンス成分とに分離される。この
形式のフイルタについては、1976年12月７日付の
カワモト氏（H.Kawamoto）の米国特許第
3966610号、1980年３月25日付のクリストフア氏
（T.J.Christopher）およびトレツタ氏（L.L.
Tretter）の米国特許第4195309号の各明細書中に
示されている。
固定周波数のフイルタではなく、可変櫛形フイ
ルタを使用する理由は、ビデオ信号中に存在する
可能性のあるタイムベース誤差に従つてフイルタ
の中心周波数を変えることにより、濾波効率を最
大にするためである。フイルタ中のCCD遅延線
中で電荷転送率を制御するクロツク駆動器を動作
させるために、フイルタ６０に比較的高い周波数
の制御信号を供給する必要がある。この高周波信
号はタイミング信号発生器６２によつて生成され
る５個の出力信号のうちの１つを使うことができ
る。
ルタを使用する理由は、ビデオ信号中に存在する
可能性のあるタイムベース誤差に従つてフイルタ
の中心周波数を変えることにより、濾波効率を最
大にするためである。フイルタ中のCCD遅延線
中で電荷転送率を制御するクロツク駆動器を動作
させるために、フイルタ６０に比較的高い周波数
の制御信号を供給する必要がある。この高周波信
号はタイミング信号発生器６２によつて生成され
る５個の出力信号のうちの１つを使うことができ
る。
信号発生器６２はBSCクロミナンス信号が供
給される入力端子６４と、フイルタ６０によつて
生成されるルミナンス信号が供給される入力端子
６６と、線周波数信号fHを発生する出力端子６８
と、バースト・キー信号BKを発生する出力端子
７０と、再生された基準副搬送波信号fBSC（1.52M
Hz）を発生する出力端子７２と、副搬送波信号の
４倍の周波数の基準信号4fBSCを発生する出力端子
７４と、同じく８倍の周波数8fBSCの基準信号を発
生する出力端子７６とを有している。端子６６
は、ルミナンス信号中に存在する水平同期パルス
を検出する同期検出器８０の入力に接続されてい
る。同期検出器８０は水平線周波数fHの同期パル
スを出力端子６８およびバースト・キー発生器８
２の入力に供給する。発生器８２は、水平同期期
間のバースト期間中、出力バースト・キー・パル
スBKを発生する。バースト・キー・パルスBK
は位相検波器８４の付勢入力端子および出力端子
７０に供給される。
給される入力端子６４と、フイルタ６０によつて
生成されるルミナンス信号が供給される入力端子
６６と、線周波数信号fHを発生する出力端子６８
と、バースト・キー信号BKを発生する出力端子
７０と、再生された基準副搬送波信号fBSC（1.52M
Hz）を発生する出力端子７２と、副搬送波信号の
４倍の周波数の基準信号4fBSCを発生する出力端子
７４と、同じく８倍の周波数8fBSCの基準信号を発
生する出力端子７６とを有している。端子６６
は、ルミナンス信号中に存在する水平同期パルス
を検出する同期検出器８０の入力に接続されてい
る。同期検出器８０は水平線周波数fHの同期パル
スを出力端子６８およびバースト・キー発生器８
２の入力に供給する。発生器８２は、水平同期期
間のバースト期間中、出力バースト・キー・パル
スBKを発生する。バースト・キー・パルスBK
は位相検波器８４の付勢入力端子および出力端子
７０に供給される。
検波器８４の出力は、低域通過フイルタ８６、
電圧制御発振器８８、分周器９０および９２の縦
続接続を介して、その２つの位相比較入力の一方
に結合されている。位相比較入力の他方は端子６
４に接続されており、それによつて複数出力のバ
ースト・キード・マルチプライング位相ロツク
ド・ループを構成している。VCO８８、分周器
９０および分周器９２の出力はそれぞれ端子７
６，７４および７２に接続されている。
電圧制御発振器８８、分周器９０および９２の縦
続接続を介して、その２つの位相比較入力の一方
に結合されている。位相比較入力の他方は端子６
４に接続されており、それによつて複数出力のバ
ースト・キード・マルチプライング位相ロツク
ド・ループを構成している。VCO８８、分周器
９０および分周器９２の出力はそれぞれ端子７
６，７４および７２に接続されている。
位相検波器８４は、端子６４に供給されるクロ
ミナンス信号のバースト成分をVCO８８の分周
された出力と比較し、フイルタ８６（これは単な
る誤差電圧保持キヤパシタでもよい）によつて濾
波された誤差信号を発生する。この誤差信号は位
相誤差を最少にするために負の帰還信号として
VCO８８に供給される。VCO８８の出力は分周
器９０によつて２分割され、分周器９２によつて
４分割されているので、VCO８８は位相ロツク
されたときバースト周波数の８倍の周波数で動作
し、この高周波数は端子７６を介して櫛形フイル
タ６０の中心周波数制御入力に供給される。
VCO８８は常に埋込み副搬送波バースト信号の
倍数（×８）で位相ロツクされているので、バー
スト中の任意の時点でのベース誤差はVCO出力
中に存在する。フイルタ６０の帰還は、タイム・
ベース誤差が生じたときに、ルミナンスおよびク
ロミナンスのスペクトルを中心としてルミナンス
およびクロミナンスの両方の通過帯域が保持され
ており、それによつて濾波効率が最大となるよ
に、ある量だけその中心周波数を変化させるよう
な意味を持つている。駆動器９０および９２の出
力に接続された端子７４および７２は、それぞれ
4fBSCおよびfBSCの再生された埋込み副搬送波基準
周波数の信号が供給される。
ミナンス信号のバースト成分をVCO８８の分周
された出力と比較し、フイルタ８６（これは単な
る誤差電圧保持キヤパシタでもよい）によつて濾
波された誤差信号を発生する。この誤差信号は位
相誤差を最少にするために負の帰還信号として
VCO８８に供給される。VCO８８の出力は分周
器９０によつて２分割され、分周器９２によつて
４分割されているので、VCO８８は位相ロツク
されたときバースト周波数の８倍の周波数で動作
し、この高周波数は端子７６を介して櫛形フイル
タ６０の中心周波数制御入力に供給される。
VCO８８は常に埋込み副搬送波バースト信号の
倍数（×８）で位相ロツクされているので、バー
スト中の任意の時点でのベース誤差はVCO出力
中に存在する。フイルタ６０の帰還は、タイム・
ベース誤差が生じたときに、ルミナンスおよびク
ロミナンスのスペクトルを中心としてルミナンス
およびクロミナンスの両方の通過帯域が保持され
ており、それによつて濾波効率が最大となるよ
に、ある量だけその中心周波数を変化させるよう
な意味を持つている。駆動器９０および９２の出
力に接続された端子７４および７２は、それぞれ
4fBSCおよびfBSCの再生された埋込み副搬送波基準
周波数の信号が供給される。
第５図のビデオ・デイスク再生装置の特徴は、
第５図のタイミング信号発生器が、再生装置の３
つの機能を制御するために使用される５個のタイ
ミング信号源を１個の統合された形に構成してい
るという点である。一方の信号は濾波効率を最大
にするために上述のようにフイルタ６０に供給さ
れる。後程詳細に説明するように、３個の信号が
クロミナンスの位相変換を制御するためにトラン
スコーダ９０に供給され、別の信号が、タイム・
ベースの修正とクロミナンス信号の周波数変換の
両方を制御するためにタイム・ベース修正器１０
０に供給される。
第５図のタイミング信号発生器が、再生装置の３
つの機能を制御するために使用される５個のタイ
ミング信号源を１個の統合された形に構成してい
るという点である。一方の信号は濾波効率を最大
にするために上述のようにフイルタ６０に供給さ
れる。後程詳細に説明するように、３個の信号が
クロミナンスの位相変換を制御するためにトラン
スコーダ９０に供給され、別の信号が、タイム・
ベースの修正とクロミナンス信号の周波数変換の
両方を制御するためにタイム・ベース修正器１０
０に供給される。
トランスコーダ９０は第３図のトランスコーダ
と類似しているが、２つの点で変形されている。
第１の変形は、スイツチ３０の動作を周期的に禁
止するための手段が付け加えられている点であ
る。他の変形は分周器２４を始動させるための手
段が設けられている点である。スイツチ３０は、
分周器２４とスイツチ３０の制御すなわち付勢入
力との間に挿入され、別の分周器３６の出力から
２分の１線周波数の制御信号fH／２が供給される
アンド・ゲート３５によつて周期的に禁止され
る。分周器３６の入力はトランスコーダの別の入
力端子３８に接続され、この入力端子３８は線周
波数の信号fHが発生する出力端子６８に接続され
ている。分周器２４の始動（あるいは周期的なプ
リセツト）は別に設けられたパルス成形器（例え
ば単安定マルチバイブレータ）３７によつて行な
われる。パルス成形器３７の入力は端子４０を経
て発生器６２の出力端子７２に接続され、その出
力は分周器２４の予条件付け（プリコンデイシヨ
ニング）入力（すなわち停止、セツトあるいはリ
セツト入力）に接続されている。分周器２４は、
そのクロツク入力における信号の状態には関係な
く前記予め条件づけ（すなわち直接セツトあるい
はリセツトされる）られる形式のものであること
が好ましい。
と類似しているが、２つの点で変形されている。
第１の変形は、スイツチ３０の動作を周期的に禁
止するための手段が付け加えられている点であ
る。他の変形は分周器２４を始動させるための手
段が設けられている点である。スイツチ３０は、
分周器２４とスイツチ３０の制御すなわち付勢入
力との間に挿入され、別の分周器３６の出力から
２分の１線周波数の制御信号fH／２が供給される
アンド・ゲート３５によつて周期的に禁止され
る。分周器３６の入力はトランスコーダの別の入
力端子３８に接続され、この入力端子３８は線周
波数の信号fHが発生する出力端子６８に接続され
ている。分周器２４の始動（あるいは周期的なプ
リセツト）は別に設けられたパルス成形器（例え
ば単安定マルチバイブレータ）３７によつて行な
われる。パルス成形器３７の入力は端子４０を経
て発生器６２の出力端子７２に接続され、その出
力は分周器２４の予条件付け（プリコンデイシヨ
ニング）入力（すなわち停止、セツトあるいはリ
セツト入力）に接続されている。分周器２４は、
そのクロツク入力における信号の状態には関係な
く前記予め条件づけ（すなわち直接セツトあるい
はリセツトされる）られる形式のものであること
が好ましい。
上述の再生装置の動作を説明すると、櫛形フイ
ルタ６０およびタイミング信号発生器６２は前述
のように出力信号を発生する。クロミナンス出力
信号はトランスコーダ９０の入力１６に供給さ
れ、４逓倍された再生基準埋込み副搬送波
（4fBSC）信号は端子２０に供給される。反転増幅
器３２、２個のサンプル・ホールド回路１０およ
び３４、位相調整器２２は前述のように動作し、
回路１０はクロミナンス信号の非反転サンプルを
発生し、回路３４はクロミナンス信号の反転サン
プルを発生し、各サンプルはＵ成分およびＶ成分
が軸と交叉する時点に等しい時点で取出され、そ
れによつて１つおきのサンプルはＵ（あるいは−
Ｕ）サンプルを表わし、中間のサンプルはＶ（あ
るいは−Ｖ）を表わす。
ルタ６０およびタイミング信号発生器６２は前述
のように出力信号を発生する。クロミナンス出力
信号はトランスコーダ９０の入力１６に供給さ
れ、４逓倍された再生基準埋込み副搬送波
（4fBSC）信号は端子２０に供給される。反転増幅
器３２、２個のサンプル・ホールド回路１０およ
び３４、位相調整器２２は前述のように動作し、
回路１０はクロミナンス信号の非反転サンプルを
発生し、回路３４はクロミナンス信号の反転サン
プルを発生し、各サンプルはＵ成分およびＶ成分
が軸と交叉する時点に等しい時点で取出され、そ
れによつて１つおきのサンプルはＵ（あるいは−
Ｕ）サンプルを表わし、中間のサンプルはＶ（あ
るいは−Ｖ）を表わす。
水平線周波数の信号fHは分周器３６によつて２
分割され、この分周器３６はアンド・ゲート３５
に２分の１線周波数信号fH／２を供給する。１本
おきのテレビジヨン線の間は、アンド・ゲート３
５は付勢されて２逓倍副搬送波基準周波数信号
2fBSCをスイツチ３０に供給し、その中間の線では
2fBSC信号が供給されるのを阻止し、スイツチ３０
をその正常（Ｎ）位置に保持する。従つて、中間
の線期間中は、回路１０からのサンプルのみがフ
イルタ１４に供給され、しかもそれらの極性は変
化していないので、フイルタ１８は入力１６に供
給されたクロミナンス信号と同一の再構成された
クロミナンス信号が出力１８に供給される。しか
しながら、交叉の線期間中は、ゲート３５が付勢
されるとき、スイツチ３０はクロミナンス信号の
反転サンプルおよび非反転サンプルを交叉に選択
し、それによつて前に述べた理由により、フイル
タ１４の出力におけるＵあるいはＶクロミナンス
成分の一方の位相は入力端子１６におけるそれの
位相に対して反転されている。
分割され、この分周器３６はアンド・ゲート３５
に２分の１線周波数信号fH／２を供給する。１本
おきのテレビジヨン線の間は、アンド・ゲート３
５は付勢されて２逓倍副搬送波基準周波数信号
2fBSCをスイツチ３０に供給し、その中間の線では
2fBSC信号が供給されるのを阻止し、スイツチ３０
をその正常（Ｎ）位置に保持する。従つて、中間
の線期間中は、回路１０からのサンプルのみがフ
イルタ１４に供給され、しかもそれらの極性は変
化していないので、フイルタ１８は入力１６に供
給されたクロミナンス信号と同一の再構成された
クロミナンス信号が出力１８に供給される。しか
しながら、交叉の線期間中は、ゲート３５が付勢
されるとき、スイツチ３０はクロミナンス信号の
反転サンプルおよび非反転サンプルを交叉に選択
し、それによつて前に述べた理由により、フイル
タ１４の出力におけるＵあるいはＶクロミナンス
成分の一方の位相は入力端子１６におけるそれの
位相に対して反転されている。
ＵおよびＶ成分のどちらの選択で１本おきの線
で位相反転されるかということは、PAL形式の
出力信号を適正に再生するのに重要になる。前に
第１図の説明で述べたように、所望の一方の成分
が分周器２４を適正に始動させることによつて位
相反転されることを保証することができる。前述
の始動のための２つの方法のうち、同期的にそれ
を行なうのが好ましい。同期的な条件設定の周波
数は各副搬送波サイクル期間中に１回であること
が好ましい。トランスコーダ９０では、この機能
は、微分回路あるいは単安定マルチバイブレータ
とすることのできるパルス成形器３７によつて与
えられる。
で位相反転されるかということは、PAL形式の
出力信号を適正に再生するのに重要になる。前に
第１図の説明で述べたように、所望の一方の成分
が分周器２４を適正に始動させることによつて位
相反転されることを保証することができる。前述
の始動のための２つの方法のうち、同期的にそれ
を行なうのが好ましい。同期的な条件設定の周波
数は各副搬送波サイクル期間中に１回であること
が好ましい。トランスコーダ９０では、この機能
は、微分回路あるいは単安定マルチバイブレータ
とすることのできるパルス成形器３７によつて与
えられる。
端子７２におけるfBSC信号はクロミナンス信号
のバースト成分に位相ロツクされており、この基
準信号は引続き得られることは前述の通りであ
る。従つて、パルス成形回路３７は、バーストと
固定された関係をもつたパルスを連続して生成す
る。これらのパルスはプリセツト信号として分周
器２４に供給され、分周器２４の初期状態を、Ｖ
成分が軸と交叉するときに、スイツチ３０がサン
プル・ホールド回路１０の出力を選択するように
上記スイツチ３０を駆動する。従つて、始動後に
分周器２４に供給される第１のクロツク信号は、
スイツチ３０に、Ｕ成分がＯのときＶ成分を選択
させるようにする。もし分周器２４がクロツク信
号の奇数番目にトグルしなければ、そのトグル動
作が正常に戻ると、直ちにパルス成形回路３７は
分周器２４を上記奇数番目に再同期する。クロツ
ク信号の偶数番目にトグルしなかつても、同期が
失なわれることがないのは言う迄もないことであ
る。
のバースト成分に位相ロツクされており、この基
準信号は引続き得られることは前述の通りであ
る。従つて、パルス成形回路３７は、バーストと
固定された関係をもつたパルスを連続して生成す
る。これらのパルスはプリセツト信号として分周
器２４に供給され、分周器２４の初期状態を、Ｖ
成分が軸と交叉するときに、スイツチ３０がサン
プル・ホールド回路１０の出力を選択するように
上記スイツチ３０を駆動する。従つて、始動後に
分周器２４に供給される第１のクロツク信号は、
スイツチ３０に、Ｕ成分がＯのときＶ成分を選択
させるようにする。もし分周器２４がクロツク信
号の奇数番目にトグルしなければ、そのトグル動
作が正常に戻ると、直ちにパルス成形回路３７は
分周器２４を上記奇数番目に再同期する。クロツ
ク信号の偶数番目にトグルしなかつても、同期が
失なわれることがないのは言う迄もないことであ
る。
第５図の残りの素子は、タイム・ベース修正お
よび周波数変換回路１００および加算回路１１０
からなつている。回路１００は、タイミング信号
発生器６２からバースト・キー信号BKを受信す
る入力端子１０１と、トランスコーダ９０の出力
端子１８に発生するPAL形式クロミナンス信号
を受信する第２の入力端子１０２と、加算回路１
１０の一方の入力に周波数変換されたタイム・ベ
ース修正PAL方式出力信号を供給するための出
力端子１０９とを有している。加算回路１１０の
他方の入力は、フイルタ６０によつて発生された
ルミナンス出力信号を受信するように接続されて
おり、それによつて加算回路１１０の出力に
PAL形式の合成ビデオ出力信号が現われる。
よび周波数変換回路１００および加算回路１１０
からなつている。回路１００は、タイミング信号
発生器６２からバースト・キー信号BKを受信す
る入力端子１０１と、トランスコーダ９０の出力
端子１８に発生するPAL形式クロミナンス信号
を受信する第２の入力端子１０２と、加算回路１
１０の一方の入力に周波数変換されたタイム・ベ
ース修正PAL方式出力信号を供給するための出
力端子１０９とを有している。加算回路１１０の
他方の入力は、フイルタ６０によつて発生された
ルミナンス出力信号を受信するように接続されて
おり、それによつて加算回路１１０の出力に
PAL形式の合成ビデオ出力信号が現われる。
前述の説明から判るように、再生装置のビデオ
出力信号はタイム・ベース誤差を含んでおり、タ
イミング信号発生器６２の３つの機能のうちの１
つは、これらのタイム・ベース誤差を含む８×
fBSCの信号を櫛形フイルタ６０に供給して、その
誤差に比例してその中心周波数を変化させ、それ
によつて濾波効率を最大にすることを目的として
いる。勿論、この処理はタイム・ベース誤差には
何の影響も与えず、それらはフイルタ６０によつ
て生成されるクロミナンス信号中にも発生器６２
の５個のすべての出力中にも存在している。しか
しながら、クロミナンス誤差およびタイミング信
号誤差は一諸に変化するので、トランスコーダ９
０の動作には干渉効果あるいは有害な影響は全く
ない。これの重要な点は、この発明のトランスコ
ーダがタイム・ベース修正手段を含む任意の形式
のビデオ装置（テープ、デイスク、スタジオ、伝
送の各装置）に使用される場合に、２つの選択性
を持つているという点である。その第１は、トラ
ンスコーダが一連のビデオ処理回路のタイム・ベ
ース修正器より前に置かれている場合には、クロ
ミナンス信号中のカラー・バースト誤差に比例す
るタイム・ベース誤差を持つたタイミング信号を
供給する必要がある。第２は、クロミナンス信号
がクロミナンス・トランスコーダに供給される前
にタイム・ベースの修正を受けている（さもなけ
れば安定化されているか再同期化されている）場
合には、トランスコーダに供給されるタイミング
信号は修正されたバースト信号から取出す必要が
あるという点である。これら２つの原則を認める
ならば、トランスコーダは最少限の差位相誤差を
ビデオ処理回路中に導入するに過ぎず、それによ
つて最高の色純度を与えることができる。これは
NTSC方式のトランスコード処理に関して特に重
要である。それは、NTSC方式では、差クロミナ
ンス副搬送波位相誤差は、PAL伝送方式におけ
るように、光学的あるいは電気的に平均化するこ
とのできない位相の変化を表わすからである。前
述のように、トランスコーダを通るＵおよびＶ信
号路中の利得を平均化するために適正な注意をは
らうと、PAL方式における横縞現象（ベネシヤ
ン・ブラインド効果）の源となる差振幅誤差を最
少にすることができる。
出力信号はタイム・ベース誤差を含んでおり、タ
イミング信号発生器６２の３つの機能のうちの１
つは、これらのタイム・ベース誤差を含む８×
fBSCの信号を櫛形フイルタ６０に供給して、その
誤差に比例してその中心周波数を変化させ、それ
によつて濾波効率を最大にすることを目的として
いる。勿論、この処理はタイム・ベース誤差には
何の影響も与えず、それらはフイルタ６０によつ
て生成されるクロミナンス信号中にも発生器６２
の５個のすべての出力中にも存在している。しか
しながら、クロミナンス誤差およびタイミング信
号誤差は一諸に変化するので、トランスコーダ９
０の動作には干渉効果あるいは有害な影響は全く
ない。これの重要な点は、この発明のトランスコ
ーダがタイム・ベース修正手段を含む任意の形式
のビデオ装置（テープ、デイスク、スタジオ、伝
送の各装置）に使用される場合に、２つの選択性
を持つているという点である。その第１は、トラ
ンスコーダが一連のビデオ処理回路のタイム・ベ
ース修正器より前に置かれている場合には、クロ
ミナンス信号中のカラー・バースト誤差に比例す
るタイム・ベース誤差を持つたタイミング信号を
供給する必要がある。第２は、クロミナンス信号
がクロミナンス・トランスコーダに供給される前
にタイム・ベースの修正を受けている（さもなけ
れば安定化されているか再同期化されている）場
合には、トランスコーダに供給されるタイミング
信号は修正されたバースト信号から取出す必要が
あるという点である。これら２つの原則を認める
ならば、トランスコーダは最少限の差位相誤差を
ビデオ処理回路中に導入するに過ぎず、それによ
つて最高の色純度を与えることができる。これは
NTSC方式のトランスコード処理に関して特に重
要である。それは、NTSC方式では、差クロミナ
ンス副搬送波位相誤差は、PAL伝送方式におけ
るように、光学的あるいは電気的に平均化するこ
とのできない位相の変化を表わすからである。前
述のように、トランスコーダを通るＵおよびＶ信
号路中の利得を平均化するために適正な注意をは
らうと、PAL方式における横縞現象（ベネシヤ
ン・ブラインド効果）の源となる差振幅誤差を最
少にすることができる。
次に回路１００について詳細に説明する。位相
検出器１０３がBK信号によつて付勢されると、
PAL方式発振器１０４（約4.43MHz）の出力と、
端子１０２に現われるトランスコード処理された
クロミナンス信号のバースト成分を、埋込副搬送
波周波数（1.52MHz）とPAL周波数（4.43MHz）
との和に等しい公称中心周波数を有する電圧制御
発振器１０５の出力で乗じた帯域通過濾波処理さ
れた積出力とを比較する。もしタイム・ベース誤
差が存在すると、検出器１０３は低域通過フイル
タ１０６を経て発振器１０５に上記誤差を修正す
るような形で修正信号を供給する。マルチプライ
ヤ１０８は通常の平衡形変調器あるいはミクサで
よく、帯域通過フイルタ１０７の通過帯域は
4.43MHzのPAL方式副搬送波の周波数に中心がく
るように設定されるべきである。
検出器１０３がBK信号によつて付勢されると、
PAL方式発振器１０４（約4.43MHz）の出力と、
端子１０２に現われるトランスコード処理された
クロミナンス信号のバースト成分を、埋込副搬送
波周波数（1.52MHz）とPAL周波数（4.43MHz）
との和に等しい公称中心周波数を有する電圧制御
発振器１０５の出力で乗じた帯域通過濾波処理さ
れた積出力とを比較する。もしタイム・ベース誤
差が存在すると、検出器１０３は低域通過フイル
タ１０６を経て発振器１０５に上記誤差を修正す
るような形で修正信号を供給する。マルチプライ
ヤ１０８は通常の平衡形変調器あるいはミクサで
よく、帯域通過フイルタ１０７の通過帯域は
4.43MHzのPAL方式副搬送波の周波数に中心がく
るように設定されるべきである。
第６図のトランスコーダは、NTSCバースト位
相合せを有するクロミナンス入力信号の変換を与
えるための３つの変形がなされている点を除けば
第１図のトランスコーダと類似している。２つの
変形部分は第５図のトランスコーダ９０における
のと同様である。すなわち、クロミナンス入力信
号のうちのＶ成分のみを反転するようにインバー
タ１２が適正に同期化されるのを確実にするため
に、サンプルの極性反転を１本おきの水平線毎に
同期的に禁止するためのアンド・ゲート３５およ
び分周器３６が追加されており、さらに分周器２
４を周期的にプリセツトあるいは始動させるため
の副搬送波周波数パルス成形回路３７が追加され
ている。
相合せを有するクロミナンス入力信号の変換を与
えるための３つの変形がなされている点を除けば
第１図のトランスコーダと類似している。２つの
変形部分は第５図のトランスコーダ９０における
のと同様である。すなわち、クロミナンス入力信
号のうちのＶ成分のみを反転するようにインバー
タ１２が適正に同期化されるのを確実にするため
に、サンプルの極性反転を１本おきの水平線毎に
同期的に禁止するためのアンド・ゲート３５およ
び分周器３６が追加されており、さらに分周器２
４を周期的にプリセツトあるいは始動させるため
の副搬送波周波数パルス成形回路３７が追加され
ている。
第３の変形は、クロミナンス入力端子１６とサ
ンプル・ホールド回路１０の入力との間にスイツ
チ６０１と移相回路６０２とが挿入されている点
である。スイツチ６０１は、カラー・バースト期
間中（実際のビデオ走査期間ではない）、クロミ
ナンス信号の位相を45゜だけ推移するように、別
の入力端子６０３に供給されるバースト・キー信
号によつて制御される。なるべくなら、前記のカ
ーント氏他の特許明細書中に述べられているよう
に、Ｂ−Ｙ色差信号軸に対して135゜の角度にバー
ストの位相を再設定するように45゜の移相を行な
うのが望ましい。これによつて、バーストの位相
合せに関しては、NTSCクロミナンス信号は、ク
ロミナンスをPAL形式に変換する前に先づカー
ント氏他の特許明細書に示されている形式の信号
に変換される。バースト期間中のこの同期的位相
推移を除けば、この回路の動作は第５図について
説明したのと同じである。
ンプル・ホールド回路１０の入力との間にスイツ
チ６０１と移相回路６０２とが挿入されている点
である。スイツチ６０１は、カラー・バースト期
間中（実際のビデオ走査期間ではない）、クロミ
ナンス信号の位相を45゜だけ推移するように、別
の入力端子６０３に供給されるバースト・キー信
号によつて制御される。なるべくなら、前記のカ
ーント氏他の特許明細書中に述べられているよう
に、Ｂ−Ｙ色差信号軸に対して135゜の角度にバー
ストの位相を再設定するように45゜の移相を行な
うのが望ましい。これによつて、バーストの位相
合せに関しては、NTSCクロミナンス信号は、ク
ロミナンスをPAL形式に変換する前に先づカー
ント氏他の特許明細書に示されている形式の信号
に変換される。バースト期間中のこの同期的位相
推移を除けば、この回路の動作は第５図について
説明したのと同じである。
この例における位相推移回路は、スイツチ６０
１の一方の極Ａをクロミナンス入力端子１６に直
接接続して構成されている。他方の極Ｂは45゜位
相推移回路網６０２を経て端子１６に結合されて
いる。スイツチ６０１は信号源（図示せず）から
端子６０３に供給されるバースト・キー信号を受
信し、キー信号が存在するとき極Ｂをサンプル・
ホールド回路１０に結合する。キー信号が存在し
ないときスイツチ６０１は極Ａを回路１０に結合
し、それによつてNTSC信号（通常Ｖ成分を持つ
ていない）のバースト成分は等しいＵおよびＶ成
分を持つた前記カーント氏他の特許明細書に示さ
れている方式の一つに変換され、次いで残りの回
路で処理されて前述のようにPAL形式に変換さ
れる。
１の一方の極Ａをクロミナンス入力端子１６に直
接接続して構成されている。他方の極Ｂは45゜位
相推移回路網６０２を経て端子１６に結合されて
いる。スイツチ６０１は信号源（図示せず）から
端子６０３に供給されるバースト・キー信号を受
信し、キー信号が存在するとき極Ｂをサンプル・
ホールド回路１０に結合する。キー信号が存在し
ないときスイツチ６０１は極Ａを回路１０に結合
し、それによつてNTSC信号（通常Ｖ成分を持つ
ていない）のバースト成分は等しいＵおよびＶ成
分を持つた前記カーント氏他の特許明細書に示さ
れている方式の一つに変換され、次いで残りの回
路で処理されて前述のようにPAL形式に変換さ
れる。
端子６０３に供給されるバースト・キー信号は
バースト期間中のみ含んでいるということは必要
条件ではない。例えば、もし望ましいならば全水
平同期期間中にわたつて含まれていてもよい。そ
れは水平同期期間中はテレビジヨン・モニタ上に
情報が見られる状態に表示されることはないから
である。位相推移回路網６０２は通常の進みある
いは遅れ回路網、あるいは副搬送波期間の８分の
１に等しい長さの遅延線であつてもよい。いずれ
の場合も、位相推移は必然的に副搬送波周波数の
関数となり、異つた副搬送波周波数と適合するよ
うに適当な変更あるいは調整が行なわれる。
バースト期間中のみ含んでいるということは必要
条件ではない。例えば、もし望ましいならば全水
平同期期間中にわたつて含まれていてもよい。そ
れは水平同期期間中はテレビジヨン・モニタ上に
情報が見られる状態に表示されることはないから
である。位相推移回路網６０２は通常の進みある
いは遅れ回路網、あるいは副搬送波期間の８分の
１に等しい長さの遅延線であつてもよい。いずれ
の場合も、位相推移は必然的に副搬送波周波数の
関数となり、異つた副搬送波周波数と適合するよ
うに適当な変更あるいは調整が行なわれる。
副搬送波周波数の変更は、端子１６にクロミナ
ンス信号を供給する前に、あるいはスイツチ６０
１の出力と回路１０の入力との間で、通常のヘテ
ロデイン回路によつて行なわれ、さらにクロミナ
ンス変換後（すなわち第５図における出力端子１
８において）に行なつてもよい。これら３種の方
法のいずれに対しても、素子６０２，２２，３７
および１４のパラメータは、すべての位相推移お
よび通過帯域が前述の要求に合致するように副搬
送波周波数に適合するように選択する必要があ
る。
ンス信号を供給する前に、あるいはスイツチ６０
１の出力と回路１０の入力との間で、通常のヘテ
ロデイン回路によつて行なわれ、さらにクロミナ
ンス変換後（すなわち第５図における出力端子１
８において）に行なつてもよい。これら３種の方
法のいずれに対しても、素子６０２，２２，３７
および１４のパラメータは、すべての位相推移お
よび通過帯域が前述の要求に合致するように副搬
送波周波数に適合するように選択する必要があ
る。
第７図は、第６図のトランスコーダ６がPAL
クロミナンス入力信号をNTSC形式のクロミナン
ス出力信号に変換するためにどのように修正され
たかを示している。前述のように、実際の副搬送
波周波数は任意に選択することができる。すなわ
ちPAL方式では4.43MHz、NTSC方式では3.58M
Hz、あるいは他の適当な値（例えば前述のカーン
ト氏他の発明に係る方式では1.52MHz）に選定す
ることができる。変形個所は、極Ａおよび移相器
６０２の入力を出力１８に接続し、PALクロミ
ナンス入力信号をサンプル・ホールド回路１０の
入力に供給するようにした点である。
クロミナンス入力信号をNTSC形式のクロミナン
ス出力信号に変換するためにどのように修正され
たかを示している。前述のように、実際の副搬送
波周波数は任意に選択することができる。すなわ
ちPAL方式では4.43MHz、NTSC方式では3.58M
Hz、あるいは他の適当な値（例えば前述のカーン
ト氏他の発明に係る方式では1.52MHz）に選定す
ることができる。変形個所は、極Ａおよび移相器
６０２の入力を出力１８に接続し、PALクロミ
ナンス入力信号をサンプル・ホールド回路１０の
入力に供給するようにした点である。
端子１６と１８との間のトランスコーダ素子は
前述のようにＶクロミナンス成分の位相を１本の
線毎に反転するように動作する。PAL方式では、
Ｖ成分自体は線毎に交番するので、出力端子１８
に発生する信号はカーント氏他の発明に係る形式
のバースト位相の１つに変換される。スイツチ６
０１および回路６０２の再配列により、バースト
の位相45゜は、実際の走査期間の切換えられない
クロミナンスの位相を変えることなく−（Ｂ−Ｙ）
軸（NTSC方式）に一致するように推移される。
前述のようにＶクロミナンス成分の位相を１本の
線毎に反転するように動作する。PAL方式では、
Ｖ成分自体は線毎に交番するので、出力端子１８
に発生する信号はカーント氏他の発明に係る形式
のバースト位相の１つに変換される。スイツチ６
０１および回路６０２の再配列により、バースト
の位相45゜は、実際の走査期間の切換えられない
クロミナンスの位相を変えることなく−（Ｂ−Ｙ）
軸（NTSC方式）に一致するように推移される。
この発明を、アナログQAM信号の処理に関し
て説明したが、この発明の原理はデジタル化され
たQAM信号のトランスコーダ処理にも適用する
ことができる。例えば、第１図において、サンプ
ル・ホールド回路１０の機能を、データ・ラツ
チ、レジスタ、アナログ−デジタル変換器等のデ
ジタル手段によつて行なわせることができる。サ
ンプルされたデジタルQAM信号の反転は、例え
ばサンプルの符号ビツトの補数をとることによつ
て（データが符号級数の形であれば）容易に実行
することができ、それによつてインバータ１２を
排他的オア・ゲート手段によつて構成することが
できる。他の変更、改変を行なうこともできる。
例えば、サンプル・ホールド回路１０をアナログ
−デジタル変換器と置換して、第４図について示
し且つ説明した時点でQAM信号をサンプルする
ように配列し、デジタル・サンプルを適当な算術
手段（例えば前述の排他的オア・ゲート）で反転
し、次いでQAM信号の再構成のために信号をデ
ジタル−アナログ変換器（フイルタ１４ではな
い）に供給する。
て説明したが、この発明の原理はデジタル化され
たQAM信号のトランスコーダ処理にも適用する
ことができる。例えば、第１図において、サンプ
ル・ホールド回路１０の機能を、データ・ラツ
チ、レジスタ、アナログ−デジタル変換器等のデ
ジタル手段によつて行なわせることができる。サ
ンプルされたデジタルQAM信号の反転は、例え
ばサンプルの符号ビツトの補数をとることによつ
て（データが符号級数の形であれば）容易に実行
することができ、それによつてインバータ１２を
排他的オア・ゲート手段によつて構成することが
できる。他の変更、改変を行なうこともできる。
例えば、サンプル・ホールド回路１０をアナログ
−デジタル変換器と置換して、第４図について示
し且つ説明した時点でQAM信号をサンプルする
ように配列し、デジタル・サンプルを適当な算術
手段（例えば前述の排他的オア・ゲート）で反転
し、次いでQAM信号の再構成のために信号をデ
ジタル−アナログ変換器（フイルタ１４ではな
い）に供給する。
第８図は、第１図のトランスコーダがどのよう
にして上述のように変形されているかを示す図で
ある。図から明らかなように、素子１０，１２、
および１４は、アナログ−デジタル・コンバータ
８１０、符号ビツト・インバータ８１２およびデ
ジタル−アナログ変換器８１４と置換されてお
り、これらは置換された素子と同等の機能を果
す。QAM信号がテレビジヨン・クロミナンス信
号であれば、アンド・ゲートおよび分周器のよう
な手段が、この発明の前述の例と同じように符号
ビツト・インバータの動作を周期的に禁止するた
めに設けられる。
にして上述のように変形されているかを示す図で
ある。図から明らかなように、素子１０，１２、
および１４は、アナログ−デジタル・コンバータ
８１０、符号ビツト・インバータ８１２およびデ
ジタル−アナログ変換器８１４と置換されてお
り、これらは置換された素子と同等の機能を果
す。QAM信号がテレビジヨン・クロミナンス信
号であれば、アンド・ゲートおよび分周器のよう
な手段が、この発明の前述の例と同じように符号
ビツト・インバータの動作を周期的に禁止するた
めに設けられる。
第１図はこの発明によるトランスコーダの第１
の実施例のブロツク図、第２図はこの発明による
トランスコーダの第２の実施例のブロツク図、第
３図はこの発明によるトランスコーダの第３の実
施例のブロツク図、第４図は第１図乃至第３図の
トランスコーダの動作を説明する波形図、第５図
はクロミナンス信号の変換を行なうことができる
ように修正された、この発明のトランスコーダを
使用したビデオ・デイスク再生装置のブロツク
図、第６図、第７図および第８図はこの発明を実
施したクロミナンス・トランスコーダのブロツク
図である。 第５図で、１０……サンプル・ホールド回路
（第１の手段）、３０……スイツチ（第２の手段）、
１４……フイルタ（第３の手段）、３５……アン
ド・ゲート（第４の手段）。
の実施例のブロツク図、第２図はこの発明による
トランスコーダの第２の実施例のブロツク図、第
３図はこの発明によるトランスコーダの第３の実
施例のブロツク図、第４図は第１図乃至第３図の
トランスコーダの動作を説明する波形図、第５図
はクロミナンス信号の変換を行なうことができる
ように修正された、この発明のトランスコーダを
使用したビデオ・デイスク再生装置のブロツク
図、第６図、第７図および第８図はこの発明を実
施したクロミナンス・トランスコーダのブロツク
図である。 第５図で、１０……サンプル・ホールド回路
（第１の手段）、３０……スイツチ（第２の手段）、
１４……フイルタ（第３の手段）、３５……アン
ド・ゲート（第４の手段）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直角振幅変調された副搬送波の２つの信号成
分のうちの一方の成分の位相を反転するためのも
のであつて、 上記信号成分の各々の各軸との交叉に相当する
時点で上記副搬送波の振幅のサンプルを生成する
第１の手段と、上記サンプルの１つおきのものの
極性を反転するための第２の手段と、反転された
サンプルと非反転サンプルとから直角振幅変調さ
れた副搬送波形式の別の信号を再構成する第３の
手段とからなるトランスコーダ。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/105,548 US4286283A (en) | 1979-12-20 | 1979-12-20 | Transcoder |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56100585A JPS56100585A (en) | 1981-08-12 |
| JPH0347627B2 true JPH0347627B2 (ja) | 1991-07-19 |
Family
ID=22306444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18117480A Granted JPS56100585A (en) | 1979-12-20 | 1980-12-19 | Transcorder |
Country Status (14)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4286283A (ja) |
| JP (1) | JPS56100585A (ja) |
| AT (1) | AT384699B (ja) |
| AU (1) | AU533908B2 (ja) |
| DE (1) | DE3048139A1 (ja) |
| ES (1) | ES497981A0 (ja) |
| FI (1) | FI803866A7 (ja) |
| FR (1) | FR2473241B1 (ja) |
| GB (1) | GB2066617B (ja) |
| IT (1) | IT1134833B (ja) |
| NL (1) | NL8006927A (ja) |
| PL (1) | PL228597A1 (ja) |
| PT (1) | PT72202B (ja) |
| SE (1) | SE8008781L (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4414571A (en) * | 1980-10-09 | 1983-11-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Television receiver |
| US4519001A (en) * | 1981-10-27 | 1985-05-21 | Ampex Corporation | Apparatus for providing dropout compensation and error concealment in a PAL format video information signal |
| DE3309807C2 (de) * | 1982-03-19 | 1985-10-24 | Tokyo Shibaura Denki K.K., Kawasaki, Kanagawa | Farbfernsehsignal-Umsetzeinrichtung |
| JPS58161593A (ja) * | 1982-03-19 | 1983-09-26 | Toshiba Corp | カラ−テレビジヨン信号変換回路 |
| NL8203600A (nl) * | 1982-09-17 | 1984-04-16 | Philips Nv | Hoofdeinde en ontvanger voor een signaaldistributiesysteem. |
| JPS60169294A (ja) * | 1984-02-13 | 1985-09-02 | Sony Corp | Ｖｔｒ |
| JPS61258597A (ja) * | 1985-05-11 | 1986-11-15 | Ricoh Co Ltd | Ｐａｌ方式の色位相作成方法 |
| US5469218A (en) * | 1991-07-23 | 1995-11-21 | Canon Kabushiki Kaisha | Image signal processing device with conversion of sample frequency of digital color-difference data signals |
| US5420887A (en) * | 1992-03-26 | 1995-05-30 | Pacific Communication Sciences | Programmable digital modulator and methods of modulating digital data |
| US5799037A (en) * | 1996-02-16 | 1998-08-25 | David Sarnoff Research Center Inc. | Receiver capable of demodulating multiple digital modulation formats |
| US6005640A (en) * | 1996-09-27 | 1999-12-21 | Sarnoff Corporation | Multiple modulation format television signal receiver system |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6813485B2 (en) * | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7027786B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-11 | Parkervision, Inc. | Carrier and clock recovery using universal frequency translation |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7072390B1 (en) * | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7554508B2 (en) | 2000-06-09 | 2009-06-30 | Parker Vision, Inc. | Phased array antenna applications on universal frequency translation |
| US7010559B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7085335B2 (en) * | 2001-11-09 | 2006-08-01 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| JP4166466B2 (ja) * | 2001-12-19 | 2008-10-15 | ソニー株式会社 | 無線通信システム及び無線通信方法、無線通信装置及びその制御方法、並びにコンピュータ・プログラム |
| US7321640B2 (en) * | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| IL196146A (en) * | 2008-12-23 | 2014-01-30 | Elta Systems Ltd | Signal transmission system and method back to the source of transmission |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| GB1431378A (en) * | 1972-04-19 | 1976-04-07 | Rca Corp | Colour information translating systems |
| GB1415519A (en) * | 1972-10-09 | 1975-11-26 | British Broadcasting Corp | Colour television |
| GB1497865A (en) * | 1973-12-28 | 1978-01-12 | Sony Corp | Magnetic recording and/or reproducing apparatus |
| GB1479976A (en) * | 1974-09-13 | 1977-07-13 | British Broadcasting Corp | Conversion of colour television signals to and/or from interlaced form |
| US3966610A (en) * | 1974-12-16 | 1976-06-29 | Bird Machine Company, Inc. | Filter |
| GB1536851A (en) * | 1975-03-10 | 1978-12-20 | Rca Corp | Video carrier wave defect detection and compensation |
| GB1582984A (en) * | 1976-08-09 | 1981-01-21 | Rca Corp | Video signal recording systems |
| US4203134A (en) * | 1978-10-02 | 1980-05-13 | Rca Corporation | FM Signal demodulator with defect detection |
| US4195309A (en) * | 1978-12-04 | 1980-03-25 | Rca Corporation | Video processing system including comb filters |
-
1979
- 1979-12-20 US US06/105,548 patent/US4286283A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-12-12 SE SE8008781A patent/SE8008781L/xx not_active Application Discontinuation
- 1980-12-12 AU AU65362/80A patent/AU533908B2/en not_active Ceased
- 1980-12-12 FI FI803866A patent/FI803866A7/fi not_active Application Discontinuation
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- 1980-12-17 GB GB8040337A patent/GB2066617B/en not_active Expired
- 1980-12-19 NL NL8006927A patent/NL8006927A/nl not_active Application Discontinuation
- 1980-12-19 ES ES497981A patent/ES497981A0/es active Granted
- 1980-12-19 AT AT0621480A patent/AT384699B/de not_active IP Right Cessation
- 1980-12-19 DE DE19803048139 patent/DE3048139A1/de active Granted
- 1980-12-19 FR FR8027114A patent/FR2473241B1/fr not_active Expired
- 1980-12-19 JP JP18117480A patent/JPS56100585A/ja active Granted
- 1980-12-19 PL PL22859780A patent/PL228597A1/xx unknown
- 1980-12-19 IT IT26836/80A patent/IT1134833B/it active
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