JPH0349224B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、デイジタル交換機の給電回路に係
り、特に加入者回路の定電流給電回路に関する。

デイジタル交換機の加入者回路の一般的構成例
を第４図に示す。同図において、B₁は本発明が
関係する給電部、Ｏは雷等の大電圧から加入者回
路を保護するための大電圧保護部（図においては
一次と二次が設けられている）、Ｒはリンギング
回路であつて加入者Ｊにベル音を通知する回路、
Ｃは音声信号とPCM信号との間で変換を行うコ
ーデツク、Ｈは２線−４線変換を行うハイブリツ
ド、そしてＴは試験回路である。

給電部Ｂは通信線Ａ，Ｂに接続されており、加
入者Ｊのオフフツク時に定電流を通話線Ａ，Ｂに
供給する。この場合、給電部Ｂは交流信号（音声
信号）に対しては信号を減衰させない様にハイイ
ンピーダンスとなつている。

〔従来技術〕

従来の加入者回路の給電回路を第５図から第７
図によつて説明する。

第５図ａは従来の定抵抗形給電回路の回路図、
第５図ｂはこの回路における通話線Ａ，Ｂのそれ
ぞれの給電回路の直流電圧−電流特性を示すグラ
フである。第５図ａにおいて、通話線Ａと電源−
V_BBの間に抵抗R₁とインダクタンスL₁が直列接続
されており、通話線Ｂと接地Ｇの間に抵抗R₂と
インダクタンスL₂が直列接続されている。イン
ダクタンスL₁，L₂は通常、リレーに用いられる
レターコイルが適用され抵抗R₁，R₂は通常レタ
ーコイルの巻線抵抗である。レターコイルは一般
に音声周波数の信号に対しては高インピーダンス
であるので、音声信号を給電回路に引込むことは
なく、従つて音声信号は通話線Ａ，Ｂ上を減衰す
ることなく通過する。しかも、レターコイルは直
流に対しては抵抗R₁，R₂で示される低インピー
ダンスとなり給電電流値は第５図ｂに示すように
安定に定まる。

すなわち、第５図ｂにおいて、グラフは通話
線Ｂの電圧−電流特性を示しており、グラフは
通話線Ａの電圧−電流特性を示している。加入者
Ｊがオフフツクして通話線ＡとＢが接続されてい
る状態では、通話線ＡとＢの中点電位は常に−
V_BB／２となつている。

レターコイルによる定抵抗形給電回路では、加
入者線路が短い時に100ｍＡ以上の電流が流れる
ので消費電力及び発熱に対応する実装上の見地か
ら経済的ではないという問題がある。

そこで、第６図ａに示す、低消費電力が可能な
定電流形の給電回路が従来から考えられていた。
第６図ａにおいては、給電回路B_a，B_bはそれぞ
れ、抵抗Ｒと定電流源I_sa又はI_sbとの並列回路で
構成されている。この回路によれば、定電流源自
体が高インピーダンスのため、音声信号が通話線
上で減衰することはなく、且つ、加入者線路の距
離に無関係に常に一定電流を流すことができるの
で低消費電力化を図ることができる。しかしなが
ら、第６図ｂに示したその電圧−電流特性からわ
かるように、定電流値I_sa（図示２）、I_sb（図示１）
又、抵抗Ｒのアンバランスにより、加入者Ｊのオ
フフツク中での通話線Ａ，Ｂ間の中点電位は−
V_BB／２に必ずしもならず、通信線Ａ，Ｂの各々
の電圧は接地と−V_BB／２、−V_BB／２と電源電圧
−V_BBの間にある為、Ａ，Ｂの電位は電源電圧−
V_BB又は接地電位Ｇに極端に移動し、その結果給
電回路のトランジスタが飽和し、通話信号がクリ
ツプしてしまうという問題がある。

また、たとえ２つの定電流源の特性が全く相等
しい場合でも、通話線Ａ及びＢに外来ノイズが同
相ノイズとして加わると、二つの定電流源I_sa及
びI_sbの電流値のバランスがくずれた形と同等に
なり、上記中点電位はやはり−V_BB／２からずれ
てしまい。音声信号のクリツプの原因となる。

第７図は第６図の従来回路を具体的にした従来
の定電流給電回路を示す回路図である。同図にお
いて、A₀，A₁は演算増幅器（以下オペアンプと
称する）、Tr₀，Tr₁はトランジスタ、Ｔは通話信
号を通すトランス、Ｃは直流阻止コンデンサであ
る。抵抗R_a0，R_b，R_a1により地気（0V）と電池
−V_BBの間の電圧を分割する。抵抗R_a0，R_a1の両
端の電圧がオペアンプA₀，A₁の非反転入力端子
に基準電位としてそれぞれ加わると、抵抗R_e0，
R_e1の両端電圧が抵抗R_a0，R_a1の両端電圧とそれ
ぞれ等しくなるように、オペアンプA₀，A₁が動
作し、抵抗R_e0には I_sb＝｛V_BB×R_s0／R_a0＋R_b＋R_a1｝／R_e0 の定電流が流れる。抵抗R_e1にも同様に I_sa＝｛V_BB×R_a1／R_a0＋R_b＋R_a1｝／R_e1 の定電流が流れる。トランジスタTr₀，Tr₁の電
流増幅率h_FEをh_FE≫１とすれば、抵抗R_e0を流れ
る電流I_sbはトランジスタTr₀を流れる電流にほぼ
等しくなり、抵抗R_e1を流れる電流I_saはトランジ
スタTr₁を流れる電流にほぼ等しくなる。I_abとI_sa
及び抵抗R₀とR₁が全く等しければ、理論的には
通話線ＡとＢの中点電位は−V_BB／２となる筈で
あるが、定電流回路を構成する素子の特性が若干
でもちがうと、I_saとI_sbは異なる値となり、前述
の如く通話線Ａ及びＢは電源電圧−V_BB又は接地
電圧0Vに極端に移動してしまう。これを防ぐた
めに、抵抗R₀，R₁が定電流源に付加されている。
抵抗R₀，R₁により上記二つの定電流値I_sa，I_sbの
誤差を吸収する様に働く。

しかしながら、抵抗R₀，R₁の抵抗値を小さく
すると、定電流特性は損われ、且つ、給電回路の
通話信号に対するインピーダンスが低くなり、通
話信号が減衰することになるので、あまり小さく
はできないという問題がある。抵抗値が大きいと
定電流特性が維持されるが通話線Ａ，Ｂ間の中点
電位が−V_BB／２よりずれやすくなる。

さらに、同相ノイズが通信線Ａ，Ｂに加わる
と、インピーダンスの値に比例した同相ノイズ電
圧が発生し、第６図ｂについて前述した如く二つ
の定電流源のバランスをくずして通信信号のクリ
ツプあるいは通信信号の通過阻止の原因となり易
いという問題がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の目的は、上述の従来形における問題に
かんがみ、加入者回路の定電流給電回路におい
て、定電流特性を維持して低消費電力を図り、通
話線に印加される同相信号に対してのみインピー
ダンスを低下させて同相ノイズに対する耐力を向
上させ、且つ、通話線の中点電位を電源電圧と接
地電圧の中間に固定して通信信号のクリツプを防
止することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記問題点を解決するために、本発明により、
提供されるものは、電源と接地間の、電位に対し
上下対称となる２対の基準電圧設定素子群で分割
して得られる電圧を基準電位とし、二本の通話線
にそれぞれ一定電流を供給する定電流回路と、 該通話線間の中点電圧を検出し前記２対の基準
電圧設定素子群の中点に出力する中点電圧出力手
段とを備え、 前記定電流回路は、該前記基準電圧設定素子群
で分割された電圧を基準電圧として入力する演算
増幅器と、抵抗、トランジスタにより構成される
電圧−電流変換回路を備え、前記演算増幅器の非
反転入力端子は前記基準電圧設定素子群を介して
前記中点電圧出力手段の出力電圧を受け、反転入
力端子は前記トランジスタの前記電源側又は前記
接地側の一端子に接続され、出力端子は該トラン
ジスタのベースに接続されており、該トランジス
タの他端子は該通信線に接続され、且つ、前記演
算増幅器の反転入力端子と前記トランジスタの該
一端との間、及び該演算増幅器の反転入力端子と
前記電源又は前記接地との間に、それぞれ、電源
雑音吸収用抵抗を接続し、それによつて、前記演
算増幅器の非反転入力端子の電位と反転入力端子
の電位とが、電源雑音に対して同一電位となるよ
うにし、 前記中点電圧出力手段は、該通話線間の中点電
位を正相増幅する増幅器を備え、該増幅器の出力
は２対の前記基準電圧設定素子群の中点に接続し
てなることを特徴とする加入者回路の定電流給電
回路である。

本発明の他の態様によれば、電源と接地間の、
電位に対して上下対称となる２対の基準電圧設定
素子群で分割して得られる電圧を基準電位とし、
二本の通話線にそれぞれ一定電流を供給する定電
流回路と、 該通話線間の中点電圧を検出し前記２対の基準
電圧設定素子群の中点に出力する中点電圧出力手
段とを備え、 前記定電流回路は、該前記基準電圧設定素子群
で分割された電圧を基準電圧として入力する演算
増幅器と、抵抗、トランジスタにより構成される
電圧−電流変換回路を備え、前記演算増幅器の非
反転入力端子は前記基準電圧設定素子群を介して
前記中点電圧出力手段の出力電圧を受け、反転入
力端子は前記トランジスタの前記電源側又は前記
接地側の一端子に接続され、出力端子は該トラン
ジスタのベースに接続されており、該トランジス
タの他端子は該通信線に接続され、且つ、前記演
算増幅器の反転入力端子と前記トランジスタの該
一端との間、及び該演算増幅器の反転入力端子と
前記電源又は前記接地との間に、それぞれ、電源
雑音吸収用抵抗を接続し、それによつて、前記演
算増幅器の非反転入力端子の電位と反転入力端子
の電位とが、電源雑音に対して同一電位となるよ
うにし、 さらに、前記演算増幅器の出力と前記トランジ
スタのベースの間に電流制限用抵抗を接続し、 前記中点電圧出力手段は、該通話線間の中点電
位を正相増幅する増幅器を備え、該増幅器の出力
は２対の前記基準電圧設定素子群の中点に接続
し、 該増幅器の出力と該電源又は該接地との間に電
流制限用のツエナーダイオードを接続してなるこ
とを特徴とする加入者回路の定電流給電回路が提
供される。

〔実施例〕

以下、第１図から第３図によつて本発明の実施
例を詳述する。

第１図は本発明の前提となる加入者回路の定電
流給電回路を示す回路図である。同図において、
第７図について前述した従来例との相違は、中点
電位検出出力の手段として中点電圧検出回路ID
が付加されていること、第７図の抵抗R_bを２等
分した抵抗R_b0，R_b1が設けられていること、及
び第７図の抵抗R₀，R₁が除去されていることに
ある。そしてこの抵抗R_a0，R_b0及びR_a1，R_b1は
それぞれ基準電位設定素子群となる。中点電圧検
出回路IDは、通信線Ａ，Ｂの間に直列接続され
た抵抗R_c0，R_c1（R_c0＝R_c1）と、増幅器A₂を備え
ている。電源−V_BBと接地Ｇとの間には定電流設
定用の抵抗R_a0，R_b0，R_b1，R_a1（R_a0＝R_a1，R_b0
＝R_b1）が直列接続されている。増幅器A₂の入力
は抵抗R_c0とR_c1との接続点M₁に、出力は抵抗R_b0
とR_b1の接続点M₂に接続されている。増幅器A₂
はボルテージホロワでゲインが１であり、通信線
Ａ，Ｂの中点電位信号を定電流設定用抵抗R_b0，
R_b1の中点M₂に帰還をかける。抵抗R_c0，R_c1の接
続点M₁には、通信線Ａ，Ｂ上の同相モードの信
号のみが得られ、通常の通話信号は差動信号なの
で接続点M₁には現われない。増幅器A₂の出力に
得られる同相信号は、抵抗R_b0又はR_b1を介して
オペアンプA₀又はA₁の非反転入力端子に印加さ
れ、オペアンプA₀，A₁の動作により、その反転
入力端子に上記同相信号が得られる。この同相信
号はトランジスタTr₀，Tr₁により反転され、上
記同相信号と逆相の信号が通信線Ａ，Ｂに加わ
る。従つて、定電流回路CC₀，CC₁の同相信号に
対するインピーダンスはそれぞれ、定電流源によ
る無限大から、（R_a0＋R_b0×R_e0／R_a0、 （Ｒa1＋R_b1）×R_e1／R_a1 の低インピーダンスに低下し、同相ノイズが定電
流回路に吸収されることになり、同相ノイズに対
する給電回路の耐力が向上する。

上記同相インピーダンスが上式のように表わさ
れる理由は次の通りである。

すなわち、第１図において、同相信号とは、通
信線Ａ，Ｂ両方の端子に同じ位相の電圧が引加さ
れることであり、差動信号とは通信線Ａ，Ｂ両方
の端子に逆位相の電圧が引加される事である。

ここで中点電圧M₁は、同相信号の場合はＡ，
Ｂ両方の電圧と同じになる。

また差動信号の場合は、抵抗R_c0，R_c1が等しけ
れば、電圧は零になる。

同相信号の場合のM₁の電圧はＡ，Ｂの電圧と
等しいが、増幅器A₂により中点M₂は低インピー
ダンス（0Ω）で電圧が加えられる。

そこで、給電回路は、Ｇ側と−V_BB側でそれぞ
れ独立に等価回路が描ける。

同相インピーダンスは交流に対するインピーダ
ンスであり、Ａ点の交流電圧をV_aとすると、M₁
の電圧もV_aであり、M₂の電圧もV_aである。

オペアンプA₁の非反転入力は無限大のインピ
ーダンスであるため、ここの電圧Ｖ＋は抵抗R_b1
とR_a1で分圧したものである。

V₊＝V_a×R_a1／（R_a1＋R_b1） V₊の電圧はオペアンプの動作（イマジナリーシ
ヨート）により、抵抗R_e1のトランジスタに接続
される側の電圧をV₊と同じにする。

従つて抵抗R_e1に流れる電流I_re1は、 I_re1＝V₊／R_e1＝V_a×R_a1／（（R_a1＋R_b1） ×R_e1 となる。トランジスタTr₁はこのI_re1にほぼ等し
い（１／H_feだけ少ない）電流をＡ点より引きこ
む。従つて同相インピーダンスはＡ点の電圧に対
する電流で規定出来るので、 同相インピーダンス＝V_a/I_re1＝V_a/（V_a×R_a1/（（R_a1
＋R_b1）×R_e1））＝（R_a1R_b1×R_e1/R_a1 となる。回路は対称であるので、Ｂ点側も同様に
（R_a0＋R_b0）×R_e0／R_a0となる。

また定電流源のアンバランスによる通信線Ａ，
Ｂの中点電位のずれは、Ａ，Ｂの同相のずれとし
て検出され、上記低インピーダンスの値で、−
V_BB／２付近に安定する為第７図の従来回路の如
き付加抵抗R₀，R₁は不要になる。

第１図の回路により、定電流構成で、しかも同
相信号に対するインピーダンスが小さい給電回路
が得られる。

しかしながら、第１図の回路のみでは、以下に
述べる不都合がある。すなわち、第１図の回路で
は接地Ｇと電源−V_BBの間の電圧を単純に分割し
て定電流値の設定を行つているので、電源−V_BB
に電圧V_Nのノイズが混入した場合、オペアンプ
A₁の非反転入力端子にはR_a0＋R_b0＋R_b1／R_a0＋R_b0＋R_b1
＋R_a1× V_Nの信号が入り、オペアンプA₀の非反転入力端
子にはR_a0／R_a0＋R_b0＋R_b1＋R_a1×V_Nの信号が入る。

従つて、通信線Ａ及びＢには異なつたノイズ信号
が送出され、これが差動ノイズとなつて加入者Ｊ
に送出される。

第２図はこの点を改良した、本発明の第一の実
施例による加入者回路の定電流給電回路を示す回
路図である。同図において、第１図との相違は、
オペアンプA₀の反転入力端子とPNPトランジス
タTr₀のエミツタとの間に接続された抵抗R_f0、
オペアンプの反転入力端子と電源−V_BBとの間に
直列接続された抵抗R_s0及びコンデンサC₀、オペ
アンプA₁の反転入力端子とNPNトランジスタ
Tr₁のエミツタとの間に接続された抵抗R_f1、及
びオペアンプA₁の反転入力端子と接地Ｇとの間
に直列接続された抵抗R_s1及びコンデンサC₁を設
けたことにある。第２図において、 R_f0／R_s0＝R_a0／R_a0＋２×R_b0，R_f1／R_s1＝R_a1／R_a1
＋２×R_b1 となるように抵抗値R_f0，R_s0，R_f1，R_s1を選び、
コンデンサC₀，C₁は交流的に無視出来る様充分
大きく選ぶとオペアンプA₁の非反転入力には、
電源ノイズV_NによつてR_a0＝R_a1，R_b0＝R_b1とす
ると V₊＝R_a0＋R_b0＋R_b1／R_a0＋R_b0＋R_b1＋R_a1×V_N ＝R_s1／R_f1＋R_s1V_N の信号が入力される。

一方、オペアンプA₁の反転入力端子の電圧V_-
は電源ノイズV_Nによつて、 V_-＝R_s1／R_f1＋R_s1×V_N となる。

従つてV₊＝V_-となり、オペアンプA₁の出力に
は電源ノイズによる信号が現われないことにな
る。

オペアンプA₀についても同様にしてV₊＝V_-と
なり、電源ノイズは出力に現われない。

第２図の回路において、電源から入る交流雑音
の影響が除去される理由を更に詳細に説明する。

第２図において、前述の如く、オペアンプA₀
の非反転入力には、電源−V_BBに発生した雑音電
圧を抵抗R_a0，R_b0，R_b1，R_a1で分圧した雑音電
圧が入力される。また、オペアンプA₀の反転入
力には、コンデンサC₀を通じて、電源−V_BBの雑
音電圧が入力される。ここで、抵抗値R_f0，R_S0を
前述のように選ぶことにより、オペアンプA₀の
反転入力電圧と非反転入力電圧とが一致し、出力
に電圧が出ない構成になり、抵抗器R_e0の両端に
は雑音電圧が発生しない。抵抗器R_e0に雑音電圧
が発生しないので、トランジスタTr₀は雑音電流
を流すことが無くなるため、加入者に雑音を出す
ことがない。

こうして、第２図の回路によれば、電源にノイ
ズが混入しても、通話線Ａ，Ｂにはそれによる差
動ノイズは現われないという利益が得られる。

しかしながら、第２図の回路においても、以下
に述べる不都合がある。すなわち、第２図の回路
において、オペアンプA₀，A₁の非反転入力端子
には常に接地〜電源間を抵抗分割した電圧Ｖが印
加されているので、加入者Ｊがオンフツクして通
話線Ａ，Ｂ間を開放したときも、ループ電流を必
要としないにもかかわらずオペアンプは定電流を
流そうとする。すなわち、加入者Ｊがオンフツク
して通話線Ａ，Ｂが開放になると、トランジスタ
Tr₀，Tr₁に電流が流れず、従つて抵抗R_e0，R_e1
の両端に電圧降下を生じないので、オペアンプ
A₀，A₁の反転入力端子の電圧V_-は0V、−V_BBに
なり、非反転入力端子の電圧V₊と等しくならな
い。この結果、オペアンプはコンパレータとして
働きA₀はその出力電圧を電源電圧−V_BBまで下
げ、それにより、抵抗R_e0−トランジスタTr₀−
オペアンプA₀の出力の径路でループ時と同じ定
電流が流れることになるか、或いは、オペアンプ
A₀の出力制限電流まで電流を引込むことになる。
オペアンプA₁も同様にして、出力電圧をオペア
ンプ出力の最高電位にし、定電流値又は、出力制
限電流まで電流を流し出す。こうして、オンフツ
ク時にも、オフフツク時と同様又はオペアンプの
制限電流までの電流が流れることになり不経済で
ある。

第３図はこの点を改良した、本発明の第二の実
施例による加入者回路の定電流給電回路を示す回
路図である。同図において、第２図との相違は、
オペアンプA₀，A₁の出力とトランジスタTr₀，
Tr₁のベースとの間に電流制限用の抵抗R_d0，R_d1
を挿入したこと、及び、増幅器A₂の出力と抵抗
R_b0，R_b1の接続点M₂の間に抵抗R₉を挿入し、接
続点M₂と接地間、接続点M₂と電源−V_BBにそれ
ぞれツエナーダイオードD₀，D₁を挿入したこと
である。

抵抗R_d0，R_d1によつて、オンフツク時にトラ
ンジスタT_r0，T_r1のベースとエミツタとの間を
流れる電流が制限され、低消費電力化に効果大と
なる。抵抗R_d0，R_d1の抵抗値は、オフフツク状
態でトランジスタTr₀，Tr₁にベース電流を充分
供給できる範囲で最大の値に選べばよい。

抵抗R₉及びツエナーダイオードD₀，D₁は通話
線Ａ，Ｂが地路、混触等の回線障害を発生した場
合の対策として設けられている。例えば、通話線
Ａが地路し、通話線Ｂが開放の場合、抵抗R_c0，
R_c1の接続点M₁の電位は接地レベルＧであり、増
幅器A₂の出力は接地レベルＧとなる。この結果、
接続点M₁の電位は電源電圧を基準にして正常時
の２倍の電圧となり、オペアンプA₁を含む定電
流回路CC₁₀の設定電流は２倍になる。この結果、
定電流回路CC₁₀における消費電力は正常時の４
倍となつてしまい、熱設計を再考慮せざるを得な
くなる。これを避けるために、抵抗R₉、ツエナ
ーダイオードD₀，D₁が設けられており、例えば
トランジスタTr₁の消費電力が問題となる場合、
ツエナーダイオードにより設定電流の、例えば
1.4倍でクランプするようにすれば、消費電力の
増加は２倍におさめることができる。

なお、前述の各実施例では増幅器A₂はゲイン
１のボルテージホロワとしたが、ゲインを１より
大とすることにより、通話線Ａ，Ｂ上の同相ノイ
ズに対するインピーダンスを１／ゲインと更に小
さくすることが可能である。ただし、この場合は
単純なボルテージホロワでない非反転回路を使用
しなければならないことは勿論である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、加入者
回路の定電流給電回路において、中点電圧検出回
路を設けたことにより、定電流特性を維持しつつ
通話線上の同相ノイズが吸収されるので、低消費
電力化を実現して経済性及び熱的設計の容易性が
得られると共に同相ノイズに対する耐力を向上さ
せることができる。

また、定電流回路に抵抗を挿入することによ
り、電源に混入したノイズを吸収することが可能
になる。

さらに、オンフツク時の不要な電流を制限して
低消費電力化を一層向上させることもできる。

さらに、通話線の他絡や混解等の障害による大
電力の消費を抑制して、給電回路の熱設計を容易
にすることも可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の前提となる加入者回路の定電
流給電回路を示す回路図、第２図及び第３図はそ
れぞれ、本発明の第一及び第二の実施例による加
入者回路の定電流給電回路を示す回路図、第４図
は本発明に係るデイジタル交換機の加入者回路の
一般的構成例を示す回路図、第５図〜第７図は従
来の加入者回路の給電回路を説明するための図で
ある。 Ａ，Ｂ……通話線、ID……中間電圧出力回路、
CC₀，CC₁，CC₁₀……定電流回路、R_a0，R_b0，
R_b1，R_a1……定電流設定用抵抗、A₂……増幅器、
A₀，A₁……演算増幅器、Tr₀，Tr₁……トランジ
スタ、Ｇ……接地、−V_BB……電源、R_f0，R_s0，
R_f1，R_s1……電源雑音吸収用抵抗、R_d0，R_d1……
電流制限用抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源−V_BBと接地Ｇ間の、電位に対し上下対
   照となる２対の基準電圧設定素子群R_ap，R_bp，
   R_a1，R_b1で分割して得られる電圧を基準電位と
   し、二本の通話線Ａ，Ｂにそれぞれ一定電流を供
   給する定電流隘路CC₀，CC₁と、 該通話線間の中点電圧を検出し前記２対の基準
   電圧設定素子群の中点M₂に出力する中点電圧出
   力手段IDとを備え、 前記定電流回路CC₀，CC₁は、該前記基準電圧
   設定素子群で分割された電圧を基準電圧として入
   力する演算増幅器A₀，A₁と、抵抗R_ep，R_e1、ト
   ランジスタTr₀，Tr₁により構成される電圧−電
   流変換回路を備え、前記演算増幅器A₀，A₁の非
   反転入力端子は前記基準電圧設定素子群を介して
   前記中点電圧出力手段IDの出力電圧を受け、反
   転入力端子は前記トランジスタTr₀，Tr₁の前記
   電源側又は前記接地側の一端子に接続され、出力
   端子は該トランジスタTr₀，Tr₁のベースに接続
   されており、該トランジスタTr₀，Tr₁の他端子
   は該通信線Ａ，Ｂに接続され、且つ、前記演算増
   幅器A₀，A₁の反転入力端子と前記トランジスタ
   Tr₀，Tr₁の該一端との間、及び該演算増幅器A₀，
   A₁の反転入力端子と前記電源−V_BB又は前記接地
   Ｇとの間に、それぞれ、電源雑音吸収用抵抗R_f0，
   R_f1，R_s0，R_s1を接続し、それによつて、前記演
   算増幅器A₀，A₁の非反転入力端子の電位と反転
   入力端子の電位とが、電源雑音に対して同一電位
   となるようにし、 前記中点電圧出力手段IDは、該通話線Ａ，Ｂ
   間の中点電位を正相増幅する増幅器A₂を備え、
   該増幅器A₂の出力は２対の前記基準電圧設定素
   子群｛R_ap，R_bp，R_a1，R_b1｝の中点に接続してな
   ることを特徴とする加入者回路の定電流給電回
   路。 ２ 電源−V_BB又接地Ｇ間の、電位に対し上下対
   称となる２対の基準電圧設定素子群｛R_ap，R_bp，
   R_a1，R_b1｝で分割して得られる電圧を基準電位
   とし、二本の通話線Ａ，Ｂにそれぞれ一定電流を
   供給する定電流回路CC₀，CC₁と、 該通話線間の中点電圧を検出し前記２対の基準
   電圧設定素子群の中点M₂に出力する中点電圧出
   力手段IDとを備え、 前記定電流回路CC₀，CC₁は、該前記基準電圧
   設定素子群で分割された電圧を基準電圧として入
   力する演算増幅器A₀，A₁と、抵抗R_ep，R_e1、ト
   ランジスタTr₀，Tr₁により構成される電圧−電
   流変換回路を備え、前記演算増幅器A₀，A₁の非
   反転入力端子は前記基準電圧設定素子群を介して
   前記中点電圧出力手段IDの出力電圧を受け、反
   転入力端子は前記トランジスタTr₀，Tr₁の前記
   電源側又は前記接地側の一端子に接続され、出力
   端子は該トランジスタTr₀，Tr₁のベースに接続
   されており、該トランジスタTr₀，Tr₁の他端子
   は該通信線Ａ，Ｂに接続され、且つ、前記演算増
   幅器A₀，A₁の反転入力端子と前記トランジスタ
   Tr₀，Tr₁の該一端との間、及び該演算増幅器A₀，
   A₁の反転入力端子と前記電源−V_BB又は前記接地
   Ｇとの間に、それぞれ、電源雑音吸収用抵抗R_f0，
   R_f1，R_s0，R_s1を接続し、それによつて、前記演
   算増幅器A₀，A₁の非反転入力端子の電位と反転
   入力端子の電位とが、電源雑音に対して同一電位
   となるようにし、 さらに、前記演算増幅器A₀，A₁の出力と前記
   トランジスタTr₀，Tr₁のベースの間に電流制限
   用抵抗R_dp，R_d1を接続し、 前記中点電圧出力手段IDは、該通話線Ａ，Ｂ
   間の中点電位を正相増幅する増幅器A₂を備え、
   該増幅器A₂の出力は２対の前記基準電圧設定素
   子群｛R_ap，R_bp，R_a1，R_b1｝の中点に接続し、 該増幅器A₂の出力と該電源−V_BB又は該接地Ｇ
   との間に電流制限用のツエナーダイオードD_p，
   D₁を接続してなることを特徴とする加入者回路
   の定電流給電回路。