JPH03501293A

JPH03501293A - サンプルの測定点における信号経過を測定するための方法及び装置

Info

Publication number: JPH03501293A
Application number: JP63508959A
Authority: JP
Inventors: ブルスト　ハンス‐デトレフ
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-11-12
Filing date: 1988-11-12
Publication date: 1991-03-22
Also published as: EP0395679A1; US5281909A; DE3738453A1; DE3888207D1; WO1989004493A1; EP0395679B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称サンプルの測定点における信号経過を測定するための方法及び装置技術分野本発明はサンプルの測定点における信号経過を粒子線ゾンデによって測定する方法及び装置に関する。

公知技術大規模集積回路の機能チェックは、一般に計算機援用型の半導体テストシステム、所謂ファンクションテスターで行われ、この種のシステムにおいては、集積回路のエラーが検査される集積回路のアウトプットでその都度供給されるビットパターンに応じて測定される電圧レベルを分析することによって認識されはするものの、その場所を特定することは出来ない。従って特にその開発段階では、大規模集積回路内部における補足的な試験及び測定を実施しなければならない。

この目的を達成するための技術として特に好適であることが実証されているのが、エレクトロニクスの構成要素を關発し且つ制作する全ての分野で利用されている粒子線測定技術、及び特にこの場合は電子ビーム測定技術である。この種の測定技術においては、測定点に対して高精度で態率される粒子線が用いられ、これによって生じた二次粒子線もしくはこれから派生する二次信号が記録されるが、これらの二次粒子線は測定箇所において測定しようとする信号経過の影響を受ける。現在の時点で一般に利用されている電子ビーム測定技術による各種のテスト方法は、定期刊行物「マイクロエレクトロニック・エンジニアリング」（Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ）の１９８６年度第４巻第７７頁乃至１０６頁に掲載されたＥ、ヴオルフガング（Ｅ、　Ｗｏｌｆｇａｎｇ）による公開論文「電子ビームテスト法Ｊ　（Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｂｅａｍ　ＴｅＮｉｎｇ）にまとめられている。電子ビーム測定技術によるテスト法のうちで最も重要な方法の１つに所謂「波形測定法」があり、この波形測定法については、定期刊行物「スキャニングＪ　（Ｓｃａｎｎｉｎｇ）第５巻第１４頁乃至２４頁に掲載されたＨ、Ｐ、フォイエルバウム（）１．　Ｐ、　Ｆｅｕｅｒｂａｕｍ　）による公開論文「電子ビーム−テスト法：方法及び応用Ｊ　（Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｂｅａｍ　Ｔｅｓｔｉｎｇ　＋Ｍｅｔｈｏｄｓ　ａｎｄ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）に詳述されており、この方法を援用することにより、サンプルの１測定点における電圧経過特性を測定することが出来る。

波形測定法においては、電子ビームが集積回路で検査しようとする測定部位に対して高精度で態率される。

この測定部位で生ずる一次電子は、サンプル表面から二次電子を開放し、開放された二次電子はサンプル表面上の電位による影響を受ける。この影響は、測定箇所のポテンシャルによって左右される二次電子流として、或いはやはり測定箇所の電位によって規定されエネルギースペクトロメータを用いて測定することの出来る二次電子のエネルギー変位としてあられれ、この効果が所謂ポテンシャル・コントラストと称される。

この種の二次電子を記録するために必要とされる検出器は、通常数ＭＨｚの比較的僅かな帯域幅を有しているので、高い時間分解能を得るためには、測定箇所における信号の時間的な経過がサンプリング・オシログラフの場合と同じように短い電子パルスによりトリガー事象に応じて走査されるような走査方法を用いなければならない。各−次電子パルスにはそれぞれ極く僅かな電子を包含させることしか出来ないので、充分な信号ノイズ比を得るためには、極めて多数の測定サイクルから走査値の平均化を行わなければならず、そのために測定時間が著しく長引くことになる。従って、この方法は、周期的に回帰する信号の検査にのみ適用されるものである。

波形測定法においてはトリガー事象に応じて電子パルスが生ぜしめられるので、トリガー周波数が必要とされる測定時間を規定する。従ってこの波形測定法において相当に長い測定時間が許容されないとすれば、低いトリガー周波数を以てしては、かなり不正確な結果値しか得られないことになる。例えば集積回路をファンクションテスターにおけるのと同じテストサイクルでエラーを再現させるために稼働させようとする場合には、このように不正確な結果が極めて不都合に作用する。何故ならば、ファンクションテスターのテストサイクルは一般にかなり長（、従って極めて低い周波数で反復されるからである。しかもこの方法では、トリガー事象後に生ずるプロセスのみを検査し得るに過ぎないが、むしろ実際に必要とされるのは、トリガー事象前のプロセスを検査することであって、例えば集積回路を半導体テスターによって制御可能にし、チップが正しく機能しているか否かを示すファンクションテスターの出力信号をトリガー信号として用いようとする場合がそれに当てはまる。つまりこの場合のトリガー事象とは、集積回路の作業形式におけるエラー、例えばメモリーロケーションの誤った読出しの発生である。このようなケースでは、各測定箇所における信号経過がトリガー事象の前にエラー原因の追及を可能ならしめることが特に重要とされるのは明らかである。

トリガー信号により１つのサイクルから次のサイクルの電子パルスを生ぜしめると共に、一応はトリガー事象前の測定を実施することも原則的には可能であるが、そうした場合にテストサイクルが特に長いと、しばしばジッタの問題が生ずることになり兼ねない。更にこの公知の方法では、周期的に回帰するプロセスのみをテストし得るにすぎない。単に統計的に分布して出現し繰返し回帰するプロセスの場合には、この方法を採用することが出来ない。単に統計的にのみ生ずるこの種のプロセスは、例えばα粒子の侵入により集積回路に惹起されるものである。尚この種のプロセスがしばしば生ずるのは、集積回路がその伝導性の境界に沿って作動され（所謂「限界テスト」）、制御することの困難な極めて多くのファクターが構成要素の機能に影響を及ぼす場合である。これら全てのケースでは、従来の波形測定法が無効とされる。

発明の説明本発明の課題とするところは、極めて低い繰返し周波数でのみ生ずる信号経過をも、或いは場合により統計的に分布して発生するに過ぎない信号経過をすら測定可能ならしめるような、測定点における信号経過を測定する方法及びこの方法を実施する装置を提供し、更にこの場合、トリガー事象の前におけるプロセスをもテストし得るようにするところにある。

本発明によれば、この課題は請求項（１）に記載の方法、並びに請求項（２３）に記載の装置によって解決される。本発明におけるその他の構成及び有利な実施態様は、各従属請求項及び実施例の説明並びに各図面に示されている。

本発明によって得られる特別な利点としては、テストしようとするプロセスが周期的にではなく統計的に分布した状態でしか生じないような場合ですら、僅かな反復率でのみ生ずるプロセスの信号経過をも高い精度で測定し得ることが挙げられる。これによってファンクションテスターを電子ビーム測定装置に接続することが極めて容易になると共に、これら２つの装置における測定乃至テスト結果の比較も簡易化されるので、迅速且つ効果的なエラー検索を実施可能ならしめるための本発明による貢献度は顕著なものである。

図面の簡単な説明次に添付の図面に示した実施例につき本発明の詳細な説明する。

第１図は公知技術による波形測定法の作用原理を示した図、第２図は測定箇所において信号経過を測定するための本発明による方法の作用原理を示した図、第３図は本発明による方法を実施するための装置を示したブロック図、第４図は第３図による装置で用いることの出来るようなビーム・ブランキング・ゼネレータを示した図、東５図は第３図による装置に用いることの出来るような電子源の構成様式を示した図、第６図は第３図による装置における信号処理装置の別の実施態様を示した図である。

実施例の説明以下の実施例は電子ビーム測定装置に関するものではあるが、本発明では単に電子に限定することなくイオン又はその他の粒子、それも−次電子のみならず二次粒子をも利用することが可能とされている。

第１図に示されているのは、例えば先に引用したＨｏＰ、フオイエルバウムの公開論文に記載されているような公知技術による従来の波形測定法の作用原理である。この場合に測定されるのは、周期時間（Ｔ）で周期的に繰返される信号経過（Ｕ）である。そのためには、テストしようとするサンプルもしくはその始制御部に測定プロセスを開始させ且つ表示するトリガー信号（Ｔｒ）を生ぜしめなければならない。次いでこの種のトリガーパルスに応じて、成る遅延時間（ｔＤ　）をおいて−次電子パルスが生ぜしめられ、これによってパルス状の一次電子流（Ｉ　ＰＥ）が発生する。各−次電子パルスは二次電子パルスを生ぜしめるので、それに応じた二次電子流（Ｉ　ＳＥ）が発生する。この場合、−次電子パルスと二次電子パルスとの間で生ずる僅かな時間的偏倚の原因は、電子源とサンプルとの間、もしくはサンプルと検出器との間における電子の走行時間に帰せしめることが出来る。この方法により達成し得る時間分解能を規定出来るのは、−次電子パルスの幅のみであり、二次電子流を記録する検出システムの帯域幅によっては規定されない。−次電子パルスが生ぜしめられ、ひいては信号経過の走査が行われる時点を緩慢にシフトすることによって、つまり換言すれば遅延時間（ｔｏ　）を変動させることによって、所望される全信号経過を走査することが可能になる。この場合の遅延時間（ｔｏ　）を変動させる速度は、１時点ごとに幾つの走査値又は測定サイクルを平均化しうるかに応じて規定される。この方法における信号ノイズ比が余り望ましくないものである。ことは明らかであって、その理由は、−次電子ビームが殆ど常に帰線消去され、従ってサンプルは可能とされる最大−次電子流の極く僅かな部分しか得られないことにある。その周期時間（Ｔ）が長ければ長いほど、信号ノイズ比が悪化して、測定時間が過度に長引くか、或いは測定不正確度が増大することになる。更にこの方法では、信号経過の走査を行う一次電子パルスがトリガーパルスによって初めて開放されこのトリガーパルスの後でなければ出現しないので、それ以前の測定は不可能とされている。

これに対して第２図に示されている本発明に基づいた作用原理によれば、上述したような欠点が生ずることはない。在来の波形測定法においても、既に本発明による方法の場合と同じように一次電子ビームがサンプルに向けられ、重要とされるプロセスの存在がトリガー信号（Ｔｒ）によって表示される。然し本発明による方法が在来の走査法と異なっている点は、測定しようとするプロセスの開始をトリガーパルスによって表示する必要がなく、測定しようとするプロセスの開始前又はプロセスの進行中もしくは終了後における任意な時点でトリガーパルスを出現させればよいところにある。各−次電子パルスは、測定しようとする信号経過及びトリガーパルスとは全く無関係に生ぜしめられる。この場合、測定がどのような時間関数で行われるか、つまり一次電子流（Ｉ　ＰＥ）の時間的な経過がどのような様相を呈するかは原則として任意とされているが、これらの時間関数、つまり第２図における走査時点（ｉｏ、ｊｌ＋・・・、ｔつ）が既知のものであれば特に有利である。−次電子パルスによって生ぜしめられた二次電子パルスが検出され、それに応じた電流値がメモリーされる。このようにして記録された測定の評価を行うために利用される走査値を、測定しようとする信号経過（Ｕ）におけるその正しい時間的ポジションに再配属しうるようにするためには、−次電子流（Ｉ　ＰＥ）の時間関数に対するトリガーパルスの時間的な位置が測定される。−次電子流（Ｉ　ＰＥ）の時間関数が既知のものである場合には、例えば第２図に示されたようにトリガーパルスと次の一次電子パルスとの間の時間間隔を申分なく測定することが出来る。測定しようとする信号経過に関するその他の走査値の時間的な位置は、各時点（ｔｏ、ｔユ、・・・、ｔ、）がひいては基準値（ｔ、）もしくは（ｔ’　ｉ　）に関する走査値の時間的な位置が既知のものである以上、当然のことながら一次電子流（Ｉ　ＰＥ）における既知の時間関数から測定することが出来る。従って測定しようとする信号経過に関する時間的な位置は、トリガーパルスと基準点（ｔｌ）もしくは（ｔ’ｉ）との時間差（１）乃至（ｔ′）を減算することによって容易に得ることが出来る。他方、−次電子流の時間関数が未知である場合には、個々の各−次電子パルスとトリガー信号との時間的な距離を測定し、これをその都度の走査値と共に記憶させておかねばならない。これに対して時間関数が既知のものでありさえすれば、走査値の全グループについてただ１つの時間差（１）もしくは（ｔ′）を測定し、これを該当の測定値グループと共に記憶させるだけで充分に所期の目的が達成される。この措置が著しく簡単なものであり、その必要経費が低く抑えられることは言うまでもない。この測定値の評価を実施するためには、先づ記憶された時間差（ｔ）。

（ｔ′）を利用することにより、測定しようとする信号（Ｕ）の時間経過に関する各走査値の時間的なポジションが計算され、次いでその走査値が該時点における信号値を検出するために利用される。通常は信号経過（Ｕ）の一時点において複数の走査値が生ずるので、信号ノイズ比を改善すべく平均化が行われる。

第２図から直ちに見てとれるように、信号経過（Ｕ）の走査はトリガー事象ごとにそれぞれ１回しか行われないのではなく、複数回の走査が実施される。そのため本発明による測定方法では、同じ測定時間で従来の波形測定法におけるより著しく有利な信号ノイズ比が得られ、ひいては極めて高い測定精度が保証される。

従って本発明による測定法は、トリガー周波数が極めて小さい場合にも効果的に応用することが出来る。この場合、各−次電子パルスが互いに近接していればいるほど、それだけ高い信号ノイズ比が得られる。二次電子検出器は個々の二次電子パルスをそれぞれ別個に検出出来なければならないので、使用される検出システムの帯域幅が２つの一次電子パルス間の最低距離を規定することになる。更に二次電子パルスはトリガー事象とは無関係に生ぜしめられるので、常にトリガーパルスの前に帰線消去も行われる。従って、測定しようとするプロセスに関するトリガーパルスの時間的な位置は、この時間的なポジションがコンスタントでしかない以上、取るに足らないものである。時間差の測定は極めて高い精度と高い分解能とで行われるため、トリガー事象もやはり測定しようとするプロセスが終了したかなり後で発生することになる。かくして本発明による方法では、例えばトリガー信号が測定しようとするプロセスの数ｍｓ後に初めて出現するにも拘らず、信号経過をｎｓ範範囲測定することが可能である。

しかるに従来の波形測定法では、このような測定が事実上不可能とされていた。

本発明の方法による測定が極めて多くのサイクルに亙って実施される場合には、測定しようとする信号経過と一次電子流とが互いに無関係であることに基づいて、信号経過（Ｕ）の各時点が平均的に等しいものとして走査されることがしばしばある。本発明による方法では、従来の波形測定法の場合とは異なって遅延時間（ｔｏ　）の移相もしくは変動が必要とされない。

つまり、本発明の方法における主要な基本構想は、サンプルとそのサンプルにおいてテストしようとするプロセスとが完全に無関係でありうるようにする任意な時間関数によって一次電子パルスを生ぜしめ、二次電子流もしくはそれに応じた二次的な信号における所属の数値を記録し、−次電子流の時間関数とテストしようとするプロセスに対して規定の時間的関係にあるトリガー信号との間のタイムインターバルを測定することにより記録された測定値とテストしようとするプロセスとを時間的に関連せしめることにある。

第３図には、本発明による方法を実現するための装置が概略的に示されている。

この装置の核心を成しているのは、例えばアメリカ合衆国特許第４．２２０．８５３号及び同第４，２２３．２２０号の各明細書から公知となっているような電子ビーム測定装置である。この種の電子ビーム測定装置におけるコラム内では、精密に収束された一次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）が生ぜしめられる。電子光学的なこのコラムは、第３図には示されているがそれ以後の図では簡明を期して省略されたビームを形成し、ビームを偏向させ、ビームを焦準するための多数の絞りと電気的又は磁気的なレンズ系とのほかに、−次電子パルスを生ぜしめる電子発生源（Ｅ　Ｓ）を有している。

この電子発生源（Ｅ　Ｓ）の課題は一次電子パルスを発生させることにある。第３図に示されているように、この電子発生源（ＥＳ）は、主として一次電子を熱放射により生ぜしめる陰極と陽極とヴエーネルト電極とから成る電子銃（ＥＧ）及びビーム変調又はビーム抑制システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）から構成されている。陰極から供給される連続的な一次電子流の強度は、このビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）によって変調され、その結果として一次電子パルスを生ぜしめることが出来る。電子銃（ＥＧ）及びビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）の実施可能な構成様式は、例えば、Ｅ、メンツェル及びＥ、クバレック（Ｅ、　Ｍｅｎｚｅｌ、　Ｅ、　Ｋｕｂａｌｅｋ）によるｒＳＥＭにおける電子ビーム・チョッピング・システム：　Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎ　ｂｅａｍ　ｃｈｏｐｐｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ＳＥＭＪ（Ｓｃａｎｎｉｎｇ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　ＭｉｃｒｏｓｃｏｐｙＳＳＥＭ　Ｉｎｃ、、ＡＭＦＯ’　Ｈａｒｅ、１９７９／１％第３０５頁乃至３１７頁）に記載されている。

一次電子パルスを生ぜしめるため、ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）は電子発生源（Ｅ　Ｓ）の変調インプット（ＭＩ）に接続されている。ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）はビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）を変調信号（ＭＳ）で始制御する。これを実現するため、変調信号（ＭＳ）はコンスタントな繰返し周波数で生ずる方形パルスから構成される。種々異なる形状の信号でビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）を始制御するその他の可能性については、やはり先に引用したＥ、メンツェル及びＥ、クバレックの公開論文に記述されており、これを応用することも原則として可能である。変調信号（ＭＳ）の各方形パルスは、−次電子流（Ｐ　Ｅ）を短時間でキーインし、−次電子パルスを発生させる。

この場合、方形パルスの幅が一次電子パルスの継続時間を規定する。各−次電子パルスは、それぞれ周期的に時間間隔（Ｔ“）で連続しているので、−次電子流の時間関数は既知のものであり、従って後で行われる測定結果値の評価が容易に実施されることになる。このケースでは、−次電子パルスを生ぜしめる周期時間（Ｔ′）が不変であることが測定の精度を決定するので、変調信号（ＭＳ）を発生するビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）は高い周波数不変度を有するものとして構成される。これを最も簡単に実現するためには、ビーム変調ゼネレータ（Ｂ　Ｂ　Ｇ）が水晶により安定化されるか、或いはそれ自体高い安定性のタイムベースでトリガーされる。

このようにして生ぜしめられた一次電子パルスは、次に第３図には示されていないレンズ系を介して、例えば集積回路のようなサンプル（ｒｃ）に焦準される。

そこで生じた一次電子（Ｐ　Ｅ）は、二次電子（ＳＥ）を開放し、二次電子（Ｓ　Ｅ）は検出器（Ｄ　Ｔ）により記録され光パルスに変換される。この光パルスは、更に光導体を介して通常は電子ビーム測定装置のサンプル室外に位置する光電増倍管（ＰＭ）に導かれ、光電増倍管（ＰＭ）が光パルスを再び電気的な信号に変換し、この電気信号が、必要に応じて光電増倍管（ＰＭ）に後接続された前置増幅器（ＰＡ）により増幅されてから、この実施例では電気的な二次信号（Ｓ　Ｓ）として測定値処理装置（ＭＶ）内で行われる後続の評価に利用される。二次電子（Ｓ　Ｅ）は測定箇所における電位による影響を受けるので、この二次信号（ＳＳ）もやはり測定個所におけるポテンシャルにより、ひいては測定しようとする信号経過（Ｕ）により規定されることになる。

テストしようとするサンプル（ＩＣ）は、関連のプロセス、例えばエラーを再現するため周期的に操作される。そのためサンプル（ＩＣ）は、始制御部（ＩＯＡ）を介して供給電圧及び場合によりインプット信号で刺激される。この場合の始制御部（ＩＣＡ）としては、特にファンクションテスターが用いられ、ファンクションテスター□は回路の出力信号をも監視す゛ることにより、サンプル（ＩＣ）が誤った動作を行っているか否かを突きとめることが出来る。始制御部又はサンプル（ＩＣ）自体は、テストしようとするサンプル内でのプロセス経過を表示するトリガー信号（Ｔｒ）をも供給する。この場合のトリガー信号としては、特にサンプル（Ｉ　、’Ｃ）が誤って作動していることを表−示するファンクションテスターのフェイル信号が用いることが出来る。このプロセスと一次電子流における時間関数との間の関係を検出するため、トリガー信号（Ｔｒ）と次の一次電子パルスとの間の時間差が測定される。

一次電子パルスはコンスタントな繰返し周波数で生ぜしめられるので、単に１回の時間測定を行いさえすれば、測定しようとする電圧経過に関する二次信号（Ｓ　Ｓ）の全測定値列の時間的なポジションを充分に検出することが可能である。

時間差の測定にはタイムインターバル・メータ（Ｔ　Ｉ　Ｍ）が用いられ、トリガー信号（Ｔｒ）並びに変調信号（ＭＳ）がこのタイムインターバル・メータ（ＴＩＭ）に供給される。タイムインターバル・メータとしては、例えばＲａｃａｌ−Ｄａｎａｉｍ　Ｔｉｍｃ−１ｎｔｅｒｖａｌ　（Ａ−−＞Ｂ）−Ｍｏｄｕｓ社の周波数カウンタ１９９５を用いることが出来る。その他のタイムインターバル・メータは、「科学計器概要」（Ｒｅｖｉｅｗ　５ｃｉｅｎｔｉｆｉｃ　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ）の１９６８年度版第３９巻第１３４２乃至１３４５頁に掲載されたＲ、ナラ）　（Ｒ，Ｎｕｔｌ）の公開論文「デジタル時間間隔計：　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｔｉｍｅ　Ｉｎｊｅｒｖａｌｏｍｅ＋ｅｒ）に記載されている。インプット（Ａ）におけるトリガー信号（Ｔｒ）はタイムインターバルの測定を開始させ、同様にインプット（Ｂ）における変調信号（ＭＳ）の次位の方形波が新たな一次電子パルスでこの測定を中止させる。

タイムインターバル測定によりこのようにして検出された測定結果値（ＴＡ）は、先づ第１に、トリガーパルス（Ｔｒ）に対する、ひいては測定しようとする電圧経過（Ｕ）に対する次位の一次電子パルス乃至これに対応する二次信号数値の時間的な位置を示す。各−次電子パルスの相互間隔がコンスタントな値（Ｔ′）を呈することに基づいて、この値からはその他の一次電子パルスとこれに対応する二次信号の測定値とのテストしようとするプロセスに関する時間的な位置を容易に算出することが出来る。この時間的な位置は、時間測定により得られた結果値（ＴＡ）に一定間隔（Ｔ″）の適正な倍数を加算するか、（ＴＡ）から（Ｔ＃）を減算することによって簡単、に得られる。このタイムインターバル測定結果値（ＴＡ）は、有利にはデジタル化されてやはり測定値処理袋装置（ＭＶ）・に送られ、二次信号（Ｓ　Ｓ）における記録された所属の測定値と共に記録される。

測定値処理装置（、ＭＶ）の課題は、個々の一次電子パルスに属する二次信号（Ｓ　Ｓ）の各数値を記録し、遅延が必要とされる場合及びトリガー事象が生ずる場合には、タイムインターバル測定による結果値（Ｔ　Ａ）と共にこれを記録することである。そのため測定値処理装置（Ｍ　Ｖ　）はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）とシフトレジスタ（ＳＲ）と高速作動式の緩衝回路（ＢＵＦ）とメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）とを有している。アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）は前置増幅器（Ｐ　Ａ）のアウトプットと接続されており、二次信号（Ｓ　Ｓ）をデジタルの数値に変換する。

−次電子パルスの繰返し周波数が比較的高いことに基づいて、アナログ−デジタル変換のためには極く僅かな時間しか用意されないので、高速作動型のアナログ −デジタル変換器、例えばフラッシュＡ／Ｄ変換器を使用することが望ましい。

最も簡単な実施例においては、このアナログ−デジタル変換器（Ａ　Ｄ　Ｃ）が１ビツトＡ／Ｄ変換器としての高速コンパレータから構成される。

アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）から送り出されるデジタルの出力信号は、次いで高速のシフトレジスタ（ＳＲ）内に読込まれるが、そのためアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）のアウトプットは、シフトレジスタ（ＳＲ）における単数又は複数のインプットに接続されている。二次信号（Ｓ　Ｓ）における新たな測定値を記録する必要が生じた場合には、直ちに先行の測定値がシフトレジスタ（ＳＲ）内で１メモリーロケーシヨンだけ前方にシフトされる。そのためシフトレジスタ（ＳＲ）のクロックインプットには、やはり変調信号（ＭＳ）が場合によっては遅延された状態で供給される。この場合の遅延操作は、シフトレジスタ（ＳＲ）におけるクロックインプットの手前に配置された遅延素子（Ｄ　Ｅ　Ｌ）によって行うことが出来る。

一般にこの種の遅延操作が必要とされるのは、ビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）及びサンプル（ＩＣ）の間における一次電子（Ｐ　Ｅ）の走行時間と、二次電子（Ｓ　Ｅ）のサンプル（ｒｃ）から検出器（ＤＴ）までの走行時間とを補償し、更には、場合により検出器（ＤＴ）と光電子増倍管（ＰＭ）と前置増幅器（ＰＡ）とから成る信号連鎖において、又アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）において生ずる遅延時間を補償するためである。、そのために遅延素子（Ｄ　Ｅ　Ｌ）の遅延時間は、将にこの走行時間乃至遅延時間に相応するように調節される。

従ってシフトレジスタ（ＳＲ）はその都度圧しい時点で二次信号（Ｓ　Ｓ）の数値を引受ける。

アナログ−デジタル変換器（Ａ　Ｄ　Ｃ）が正しい時点で変換操作を行い得るようにするためには、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）にも、その使用するタイプに応じて、変調信号（ＭＳ）を場合によっては遅延させて供給しなければならない。

シフトレジスタ（ＳＲ）における最後のＮ個のメモリーロケーションは、高速の緩衝回路（ＢＵＦ）を介してメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）に接続されており、緩衝回路（ＢＵＦ）にはやはりトリガー信号（Ｔｒ）が供給される。トリガーパルスが生ずると、この緩衝回路（ＢＵＦ）が最後のＮ個のメモリーロケーションにおける内容（Ｄｌ、・・・、ＤＮ）を引受け、これをメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）に引渡す。緩衝回路（ＢＵＦ）がそれ自体固有の中間メモリーを有している場合には、シフトレジスタ（ＳＲ）における最後のＮ個のメモリーロケーション内にあった測定値が、いわば「凍結」されて、メモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ　）は充分な時間を、つまり次のトリガー信号までに測定値を引受けるのに充分な時間を有することになる。従って、このメモリーユニット（ＭＥＭ）は迅速なアクセス時間を必要としないため、比較的低コストで実現可能である。これらの測定値と同時に、時間測定における所属の数値もメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）内にファイルされる。測定値及び時間測定値（Ｔ　Ａ）を記憶させておくアドレスは、アドレスカウンタ（ＡＣ）により生せしめられてメモリーに印加されるアドレス信号（Ａ　Ｄ　Ｈ）によって規定される。アドレスカウンタ（ＡＣ）はその都度トリガー信号によって増減されねばならないので、アドレスカウンタ（Ａ　Ｃ）のクロックインプットにはトリガー信号（Ｔｒ）が印加される。

シフトレジスタ（ＳＲ）は、その最後のメモリーロケーション内に、トリガーパルス到着前における二次信号（３８）の測定値を保有しているので、本発明によるこの装置を用いるならば、トリガーパルスの到来前に行われたプロセスをも難なくテストすることが出来る。尚、その際にトリガーパルスが周期的に到来するか否かという点は重要ではない。何故ならば、トリガー信号には測定値の表示（Ａｕｆｘｅｉｃｈｎｕｎｇ）のみが接続されているのであって、その記録（Ｒｃｇｉｓｊｒｉｅｒｕｎｇ）が接続されているのではないからである。この場合のシフトレジスタ（ＳＲ）における長さは、どの程度まで「過去」を顧みることが可能であるかを規定する。

この時間を延長するために、アナログ−デジタル変換器（Ａ　Ｄ　Ｃ’）とシフトレジスタ（ＳＲ）との間には、例えばＦＩＦＯメモリー（先入れ先出し：　Ｆｉｒｓｔ　１ｎＦｉｒｓｔ　ｏｕｔ）又はＣＯＤ素子（電荷結合素子：　ｃｈａｒｇｅｃｏｕｐｌｅｄ　ａｅｖｉｃｅｓ）として構成された別の遅延素子を付加的に接続することが可能である。この種の構成要素の構造及び作用形式は、当業者にとって周知であるため荘では深く立ち入らない。

この装置はコントロールユニット（ＣＯＮＴ）としての有利には計算機によって全体的に制御され監視される。このコントロールユニット（ＣＯＮＴ）は、特にアドレスカウンタ（ＡＣ）とメモリーユニット（ＭＥＭ）とに接続されており、アドレスカウンタ（ＡＣ）との出力信号（ＡＤＲ）を制御して、二次信号（Ｓ　Ｓ）における記録された全ての測定値とこれに所属する時間測定値とを読出すことが出来る。更にこのコントロールユニット（ＣＯＮＴ）は、測定の評価を行うべく、記録された個々の測定値を、測定された時間差に基づいて測定しようとする信号経過（Ｕ）の適正な時点に配属するという課題をも有している。１つの時点で複数の測定値が生じた場合、コントロールユニット（ＣＯＮＴ）はその平均化を行うことが出来る。テストしようとする回路（ＩＣ）とビーム変調ゼネレータ（Ｂ　Ｂ　Ｇ）とが統計的に見て互いに無関係に作動する場合には、測定値が測定しようとする電圧経過（Ｕ）における関連の時間軸に亙って均等に配分されるので、その平均化は測定値の単純な加算によって実施することが可能である。

このようにして得られた測定結果値は、次いでコントロールユニット（ＣＯＮＴ）により出力のユニット（ＣＲＴ）　、例えばスクリーン又はプロッターに表示される。

測定値を単にトリガー事象以前にのみならず、その後でも得ようとするならば、シフトレジスタ（ＳＲ）のメモリー内容を緩衝回路（Ｂ　Ｕ　Ｆ）乃至メモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）に引渡す操作を、トリガーパルスに対して遅延させた状態で行わなければならない。この遅延操作は、例えば予調節することの出来るカウンタ（Ｃ）を介して実施可能であり、カウンタ（Ｃ）は変調信号の供給されるタロツクインプットを有し、トリガー信号によりフリー接続される。カウンタレベルが前低てセットされた最高の数値（Ｋ）に達し、ひいてはそれに応じた時間（Ｋ＊Ｔ’）に亙る遅延が生ずると、二次信号（Ｓ　Ｓ）の測定値がメモリーユニット（ＭＥＭ）に引渡されることになる。予調節可能なこの最大カウンタレベル（Ｋ）を変動させることにより、（Ｔ″）の段階で観察される時間区分を任意にトリガー事象の前後にシフトすることが出来る。この変化実施態様は第３図に破線で描出されている。

上述した本発明による装置を用いるならば、各トリガー信号ごとにそれぞれＮ個の測定値を記録し、且つその後でこれを評価することが出来る。従ってその測定結果値における信号ノイズ比は、トリガーパルス前の事象を測定することの出来ない公知技術による在来の方法における場合のＮ倍だけ高められている。

本発明によるこの方法は、一時電子流の変調とサンプルにおいてテストしようとするプロセスとが互いに統計的に無関係に終結する場合に特に効果的に実施することが可能であり、しかもこの条件は、大抵のケースでアプリオリに満たされる。仮にこの条件が満たされないような場合であっても、２つのプロセスはほぼ位相同期的な経過を辿るので、変調信号（ＭＳ）つまりビーム変調ゼネレータ（Ｂ　Ｂ　Ｇ）の出力信号を人為的に「ジッタ化」することによって統計的な無関係特性を人為的に生ぜしめる措置が可能である。この措置に適したビーム変調ゼネレータの構成様式は第４図に示されており、その核心を成しているのは、テストしようとするプロセスと相関させ得るサイン信号を発生るタイムベース（ＴＢ）である。このサイン信号は、コンパレータ（ＣＯＭ）にその第１のインプットから供給される。コンパレータ（ＣＯＭ）はこのサイン信号から同じ周波数の方形信号を生ぜしめるが、方形信号の正確な時間的経過はコンパレータ（ＣＯＭ）の応動閾値に依存している。この場合、応動閾値はコンパレータ（ＣＯＭ）における第２のインプットに印加される電圧によって規定される。この応動閾値が偶発的に変動した場合には、コンパレータ（ＣＯＭ）のアウトプットに「ジッタ化された」方形信号、つまり統計的に見て偶然その位相の変動した信号が生ぜしめられる。統計的に偶々あられれるこの応動閾値のヴアリエーションは、デジタル− アナログ変換器（ＤＡＣ）をコンパレータ（ＣＯＭ）の第２のインプットに接続し、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）のデジタルインプットをデジタル式の乱数発生器（ＲＮＧ）におけるアウトプットに接続しておくことにより容易に達成することが出来る。この種の乱数発生器の構造ならびに作用形式は当該分野の文献に示されており、当業者にとっては自明のことである。この場合、位相値を均等配分することに関して特に望ましいのは、アークサイン状に配分された乱数を発生するような乱数発生器を使用することである。この乱数発生器（ＲＮＧ）は、連続的に乱数を発生するが、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）がこれらの乱数を適宜な電圧値に変換し、次いでこの電圧値がコンパレータ（ＣＯＭ）を介して出力信号の適正な位相を行わせる。この場合、個々の部分測定中における一次電子パルスの時間間隔をコンスタントなものに維持するため、２つの乱数間の切換えは個々の測定の間に行われる。従って合目的的には、次の乱数への切換えがトリガー信号（Ｔｒ）によって行われるようにされ、そのためにトリガー信号（Ｔｒ）が乱数発生器（ＲＮＧ）のインプットに供給される。

コンパレータ（ＣＯＭ）における閾値の変動は、単に出力信号の位相に作用するのみならずそのパルス占有率にも作用するので、コンパレータ（ＣＯＭ）の出力信号を変調信号（ＭＳ）として直接使用することは出来ず、コンパレータ（ＣＯＭ）には更にその出力信号によってトリガされるようなパルス発生器（ＰＧ）を後接続しておかねばならない。尚このパルス発生器（Ｐ　Ｇ）のアウトプットからは、所望の変調信号（ＭＳ）が供給され、そのパルス幅乃至パルス占有率はパルス発生器（ＰＧ）において調節可能である。

ところで、電子発生源（ＥＳ）を第３図に示された実施態様とは異なるものとして構成してもよいことは明らかであって、例えば、−次電子（Ｐ　Ｅ）の熱放射により生ぜしめられる加熱式陰極の代りに、電界放射陰極を用いてもよく、或いは半導体陰極を使用することも可能である。半導体陰極を用いる場合には、陰極電流を適宜に変動させることによって放射強度を簡単に調節することが出来る。

この場合、陰極の背後に独自のビーム変調システムを設ける必要はなくなり、変調信号（ＭＳ）が陰極電流をダイレクトに制御する。

第５図には更に別の電子発生源構造が概略的に示されており、この実施態様によれば、−次電子（Ｐ　Ｅ）が光電陰極（ＰＫ）からの光電エミッションによって生ぜしめられる。そのためパルスレーザ（ＬＡ）からは短い光パルスが発生され、この光パルスが、簡明を期して第５図には示されてないレンズ系により、光学窓（ＭＩ）を介して真空中の光電陰極（ＰＫ）上に黒率され、この光電陰極（Ｐ　Ｋ）から光電エミッションによる短い一次電子パルスが放出される。この実施例においても、−次電子（Ｐ　Ｅ）の発生が既に変調された状態で行われているので、ビーム変調システムを省略することが出来る。この実施例における光学窓としての変調インプット（ＭＩ）は、電気的なインプットではなく光学的なインプットであり、変調信号（ＭＳ）もパルスレーザ（ＬＡ）から発生する光パルスによって形成される光学的な信号である。従ってこの実施例においては、周期的な電気信号（ＭＳ’　）をタイムインターバル・メータ（ＴＩＭ）とその他の測定装置、特に測定値処理装置（ＭＶ）とに伝送することが出来るようになっている。尚この種の電気信号（ＭＳ’）は、例えばパルスレーザ（Ｌ　Ａ）から得られる。更にこの場合、分光ミラーを用いることによりパルスレーザ（ＬＡ）からの光パルスの一部を高速フォトダイオードに導き、変調信号（ＭＳ）の変調に相応するその出カニニットを電気信号（ＭＳ’）として利用することも可能である。

一次電子パルスをコンスタントな時間間隔て生せしめる場合には、−次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）の変調とビーム変調システム（Ｂ　Ｂ　Ｓ）とを−次電子パルスの繰返し周波数もしくはその倍数乃至分数に厳密に同調することが出来るので、電子発生源（Ｅ　Ｓ）の構造は大抵の場合とくに簡単なものとされる。このことは本発明における顕著な利点であって、ビーム変調システムを特に広帯域のものとして構成しなければならない従来の方法では達成されない。然し狭帯域のシステムは、一般に著しく高い性能を有しており、従って、例えばコンスタントな繰返し周波数を有する一種の中空共振器を用いれば、極めて短い一次電子パルスを発生させることが可能になる。この種のシステムについては、特に前掲のＥ、メンツエル及びＥ、クバレツクによる文献に詳述されている。ブランキング・アパーチャが後続配置されているプレート・コンデンサから成る在来のビーム変調システム（ＢＢＳ）の狭帯域始制御方式を利用することが可能であって、そのためにはプレート・コンデンサに付加的なコイルが設けられ、これによって生ずる共振回路が所望の周波数に同調される。

この種のシステムは共振周波数におけるサイン信号により簡単に始制御することが出来る。この共振回路における電圧の片勾配は、特に高いブランキング感度に適合して極めて短い一次電子パルスの発生をも可能ならしめ、そのパルス継続時間は印加される正弦電圧の振幅によって規定されうる。

一次電子パルスがコンスタントな時間間隔で周期的に生せしめられるならば記録された測定値の評価も著しく簡易化される。コントロールユニット（ＣＯＮＴ）で行われるべきこの評価は次のような経過を辿って実施される。先づ、そこで電圧経過（Ｕ）を測定しようとするタイムウィンドウがＭ個の等間隔時間区分に分割され、二次信号（Ｓ　Ｓ）における全ての測定点につきタイムインターバル（Ｔ　Ａ）から検出されたその所属の測定点が対応する時間区分に割当てられるように平均化され、この場合、当業者にとって周知の種々異なった平均化アルゴリズム、例えば指数平均式の演算法則を応用することが出来る。この評価方式自体は、確かに複雑なものではないにせよ、二次信号における測定値の数が多いことに基づいて通常はかなり煩瑣にならざるを得ない。然し測定値処理装置に若干の修正を加えることによってこの評価方式を簡易化し、ひいてはその操作をスピードアップすることも可能であって、特にそのことが適用されるのは、−次電子パルスがコンスタントな繰返し周波数で生ぜしめられる場合である。第３図に示された装置に比較的簡単な変更を加えただけでも、充分に所期の目的を達成することが出来る。本発明による装置をこのように有利なものとして構成するためには、当然のことながら、第３図に示された装置におけるより大きな記憶容量を有するメモリーユニット（ＭＥＭ）を用いることが前提とされる。本発明によるこの実施態様においては、アドレスカウンタ（ＡＣ）から供給されるアドレス信号（Ａ　Ｄ　Ｒ）がメモリーアドレスの一部のみを、例えばアドレスにおける最高位のビットのみを規定する。これに対してその他のビット、つまりこの実施例のアドレスにおけるより低位のビットは、タイムインターバル測定に際してデジタル化される出力信号（Ｔ　Ａ）によって形成される。従って測定の後では、メモリー内における測定結果のポジションがその時間的な出現に対応し、測定の評価を実施するためには、もはやコントロールユニット（ＣＯＮＴ）が測定値を時間的に選別する必要がな（、コントロールユニット（ＣＯＮＴ）は単にメモリーロケーションにおける全ての記憶内容をタイムインターバル測定の結果により規定された等しいアドレス部で平均化しさえすればよい。更にこの方式によれば、タイムインターバルの測定値を明確に記憶させておく必要もないことは明らかである。

第６図には、本発明による測定値処理装置の更に別の実施態様が示されている。

この測定値処理装置の場合、成る１つのトリガー事象に配属される各測定値は、第３図の実施例におけるように互いに並列的にではなく直列的にメモリー内に読込まれるので、装置に要する費用は低く抑えることが出来るが、そあ代りに、場合によってはより迅速なアクセスタイムのメモリーユニットが必要とされる。この実施例による測定値処理装置には、第３図に関連して既に説明した各パーツ以外に、付加的な１つのカウンタ（Ｃ′）と最も簡単なケースでは論理素子として構成される２つのゲート回路（Ｇｌ）、（Ｇ２）とが設けられており、更に場合によっては１つの加算器も配設される。この実施例においても、二次信号（Ｓ　Ｓ）をデジタル化するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）にはやはりシフトレジスタ（ＳＲ’）が後接続されているが、この場合のシフトレジスタは、トリガー信号の発生前にも電圧経過（Ｕ）を測定可能ならしめるために必要とされる単なる遅延素子として機能するに過ぎない。従ってこの措置が必要とされない場合には、シフトレジスタ（ＳＲ’）を完全に省略してもよく、或いはシフトレジスタの代りに、例えばＣＯＤ素子又はＦＩＦＯメモリー等のような別の遅延素子を用いてもよい。シフトレジスタ（ＳＲ’）はゲート回路（Ｇ１）を介してメモリーユニット（ＭＥＭ）の信号インプットに接続されており、そのメモリーアドレスは、アドレスカウンタ（ＡＣ）のアウトプット信号（Ａ　Ｄ　Ｒ）により、また場合によっては既に第３図の装置に関連して述べたようにタイムインターバル測定でデジタル化された出力信号（ＴＡ）により規定される。カウンタ（Ｃ′）にはそのクロックインプットから変調信号（ＭＳ）。

（ＭＳ’　）が場合により遅延された状態で供給され、更にこのカウンタ（Ｃ′ ）は解放信号としてのトリガー信号（Ｔｒ）をも受容する。このカウンタ（Ｃ′ ）は予選択カウンタであって、トリガー信号による解放後に予選択可能な数Ｎまでクロックパルスをカウントしてから機能を停止する。カウンタ（Ｃ′）のアウトプットはゲート回路（Ｇ１）及び（Ｇ２）における各制御インプットに接続されている。カウンタ（Ｃ′）はそのカウント動作中にはこれらの接続部を介して両ゲート回路（Ｇｌ）、（Ｇ２）を開状態におき、その他の場合には両回路を閉状態にロックする。従ってトリガー信号が生じない間は、個々の一次電子パルスに属する二次信号（Ｓ　Ｓ）の測定値はシフトレジスタ（ＳＲ’）を貫通してシフトされるが、その後はゲート回路（Ｇ１）を介さずにメモリーユニット（ＭＥＭ）に接続されて記録される。ゲート回路（Ｇｌ）。

（Ｇ２）がカウンタのアウトプットを介して開かれるのは、トリガー信号によりカウンタ（Ｃ′）が解放されてからであり、従ってシフトレジスタ（ＳＲ’）のアウトプットに出現する次のＮ個の測定値は、その時点でメモリーユニット（ＭＥＭ）に達し、これに記憶される。その際に、変調信号（ＭＳ）乃至（ＭＳ”）が開かれたゲート回路（Ｇ２）を介してアドレスカウンタのクロックインプットに達する。これによってアドレスカウンタは新しい測定値ごとに増減を行うので、互いに連続した測定値がそれぞれ異なったメモリーロケーションにも記憶されることになる。変調信号（ＭＳ）乃至（ＭＳ’　）のＮサイクル後に、ひいては二次信号のＮ個の測定値の後で、カウンタ（Ｃ′）は停止し、再びもとの不作用状態に戻る。カウンタ（Ｃ′）はその際に両ゲート回路（Ｇｌ）、（Ｇ２）をロックして、アドレスカウンタがそれ以上の増減動作を行わないようにすると共に、それ以上測定値が記憶されないようにする。

既に第３図に示された実施例による測定値処理装置に関連して説明したのと同じように、この実施例においても評価の簡易化を図るため、メモリーユニット（ＭＥＭ）をアドレッシングするタイムインターバル・メータ（Ｔ　Ｉ　Ｍ）のデジタル化されたアウトプット信号（Ｔ　Ａ）が利用されている。これに基づいて測定値処理装置（ＭＶ）自体による平均化も実施可能になるので、コントロールユニット（ＣＯＮＴ）の負担が軽減される。更にこの操作方式によれば、測定中に早くも平均化が実施され、付加的な計算時間が省かれる。

但しそのためには、ゲート回路（Ｇ１）とメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）との間に、一方ではゲート回路（Ｇ１）のアウトプットに接続され、他方ではメモリーユニット（ＭＥＭ）のデータアウトプットに接続される各インプットを備えた加算器が接続されていなければならない。これに対して、加算器（Ａ　Ｄ　Ｄ）のアウトプットはメモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）のデータインプットに接続される。既に述べたように、トリガーパルスが到来すると各ゲート回路（Ｇｌ）、（Ｇ２）が開かれて、二次信号（Ｓ　Ｓ）の測定値が加算器（Ａ　Ｄ　Ｄ）のインプットに出現する。それと同時に、アドレスカウンタ（ＡＣ）により、また場合によっては付加的にタイムインターバル・メータ（ＴＩＭ）のデジタル化されたアウトプット信号（Ｔ　Ａ）により、メモリーユニット（Ｍ　Ｅ　Ｍ）のアドレッシングが行われ、重要なメモリー内容としてのそれまでに出現し測定しようとする電圧経過（Ｕ）が該当時点に配属された測定値のトータルが、もしくは測定値に関する一般的な平均値が読出され、このデータが加算器（Ａ　Ｄ　Ｄ）における第２のインプットに送られる。次いで加算器（ＡＤＤ）は新たに出現した測定値をそれまでの測定値に加算し、その結果値が再びメモリーユニット（ＭＥＭ）内に読込まれ、そこで同一のアドレスのもとに記憶される。テストしようとするサンプル（ＩＣ）は、しばしば−次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）による大きな負荷に耐えられないことがある。従ってそのようなサンプルにおいては、サンプルに当てる一次電子パルスを出来るだけ僅かなものに抑える必要かある。そのためには、例えば−次電子パルスの発生を又はサンプル（ｒｃ）へのパルス伝送を、トリガー信号（Ｔｒ）に関連して位置規定される選択可能なタイムウィンドウに限定することが出来る。実地においてこれを比較的容易に達成するため、変調インプット（ＭＩ）の手前には変調信号をロックすることの出来るゲート回路が配置される。この種のゲート回路として考慮されるのは、例えば第３図による装置の場合にはＰＩＮダイオード回路であり、第４図による装置の場合にはボッケル・セルである。ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）又はパルス発生器（ＰＧ）が「ゲート式の」作動様式を採用しうる場合には、付加的なゲート回路の代りにゼネレータのゲートインプットを始制御することが出来る。例えばトリガー信号後の電圧経過（Ｕ）のみが問題とされる場合には、トリガー信号（Ｔｒ）によりトリガされたモノフロップ回路を介してゲート回路もしくはビーム変調ゼネレータ（Ｂ　Ｂ　Ｇ）をその問題とされるタイムスペースにおいてのみフリー接続することが可能であるが、トリガー事象前のプロセスをも測定しようとするならば、この方式を採用することは出来ない。しかるに測定しようとする信号経過（Ｕ）が最大の繰返し周波数のみ生ずるという事実が予め判明している場合には、やはりトリガー信号（Ｔｒ）によりトリガーされた状態で、ゲート回路又はビーム変調ゼネレータ（Ｂ　Ｂ　Ｇ）をトリガーパルスが出現した後の成る所定のタイムスパンだけ（勿論このタイムスパンは測定しようとする信号経過Ｕの最小周期時間より小さなものとされる）ロックして、サンプルに不必要な負荷が加えられないようにすることが出来る。

本発明の方法に関するこれまでの説明は、−次電子ビームを単に１つの測定箇所にのみ態率する波形測定法に限定されていたが、本発明はストロボ法又は操作法などを利用する全ての測定技術に応用することが可能であって、電子ビーム測定技術の分野では、例えば「ロジック−ステイト−マツピング：　Ｌｏｇｉｃ−３ｔａｔｅＭａｐｐｉｎｇ及び「タイミング　ダイアグラム：　ＴｉｍｉｎｇＤｉａｇｒａＪ等の方法が挙げられる。これらの方法では、−次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）がサンプルにおける個々の点、１つの行又は面の一部がスクリーニングされ、単に定常的にのみならず１つの点に方向づけられている。このような技術に本発明の方法を応用しようとするならば、各トリガーパルスに関して二次信号（Ｓ　Ｓ）の測定値及びタイムインターバル測定の結果値（Ｔ　Ａ）のほかに、その測定値の由来する場所についての情報をも付加的に記録しなければならない。この種の場所情報を、例えばラスターゼネレータから供給される偏向電圧として、どのような形式で得ることが出来るがは当業者にとって自明のことである。この場合の測定を評価する際には、各個別測定が記憶された場所情報によりそれぞれ明確に所定の測定箇所に配属される。尚この場合にも、複数の測定値が同一時点、同一箇所で記録されるならば、やはり平均化が行われる。測定に際して一次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）がサンプル上をどのように移動せしめられるかという点及びどのような順序で個々の測定箇所が走査されるかという点は、この場合全く問題とされず、更に一次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）の運動を必ずしも測定と連動させなくともよい。

サンプル（ＩＣ）においてテストしようとするプロセスが周期的で高い安定度の周波数を有している場合には、テストに必要とされるトリガーパルスの数を、ひいては必要とされるタイムインターバル測定の回数をも著しく減らすことが可能になるが、そのためにはテストしようとするプロセスの周期時間が、例えば周波数カウンタを用いることによって高い精度で測定される。この場合、テストしようとするプロセスの複数の周期に亙るトリガー事象ごとに、極めて多数の二次信号（Ｓ　Ｓ）の測定値を記録し表示することが出来る。

これらの測定値がテストしようとするプロセスにおけるそれぞれ異なった周期に由来するものである場合ですら、タイムインターバル測定による測定値（Ｔ　Ａ）とテストしようとするプロセスの測定された周期時間とに基づいて、これらの測定値を電圧経過（Ｕ）におけるそれぞれ異なった時点に明確に配属することが可能である。本発明による方法が特にこのような形式で実施されるのは、タイムインターバル・メータ（ＴＴＭ）による測定能力を上回った速度でトリガーパルスが連続的に生ずる場合、且つ／又はテストしようとするプロセスの周期時間が一次電子パルスの時間間隔（Ｔ′）より短い場合である。

本発明による方法及び本発明による装置の説明に基づいたポテンシャルコントラスト効果の代りに、−次電子ビームとサンプルとの間における別の相互作用を利用することも当然可能である。例えばその−例として挙げられるのは、−次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）によって生ぜしめられる二次電子（ＳＥ）を磁場により制御する方法である。この所謂「マグネチック・コントラスト」法を利用するならば、磁気ブローメモリーにおける磁気分域の運動を検出することが出来る。更に、二次信号（Ｓ　Ｓ）が検出器（Ｄ　Ｔ）により測定される二次電子流に由来するものである必要も全くない。例えば、サンプルにおける一次電子ビーム（Ｐ　Ｅ）から誘導された電流をサンプルの接続部で測定するならば、二次信号をサンプル（ＩＣ）から直接的に取出すことが出来る。本発明においても利用可能なこの種の技術の一例として当業界で周知のＥＢＩＣ（電子ビーム誘導電流：　ｅｌａｃｊｒｏｎ　ｂｅａｍ　１ｎｄｕｃｅｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ）法が挙げられる。

二次信号（Ｓ　Ｓ）を特に効果的に得るためには装置内にスペクトロメータ（Ｓ　Ｐ）を組込むとよい。これに適したスペクトロメータとしては、例えばアメリカ合衆国特許第４．２９２．４１９号明細書に開示されている対応電界スペクトロメータがある。この種のスペクトロメータをどのように利用して信号を得るこについては、当業者にとって自明のことである。特に簡単な例では、定電圧が対応電界に印加される。

Ｆｉｇ−１Ｆｉｇ−２「°−−゛−゛−°−゛−°−゛−°−°−゛−°−゛−゛−１ＴＢＦｉｇ、５国際調査報告国際調査報告　ＰＣＴ／ＤＥ８８１００７０７Ｓ入　２５１７４

Claims

【特許請求の範囲】

１．サンプル（ＩＣ）の少くとも１つの測定点における回帰信号（Ｕ）の経過を測定する方法であって、この場合、サンプルに一時的な粒子線（ＰＥ）を供給し、二次的な信号（ＳＳ）をサンプルから導きだす形式の方法において、一次放射流（ＩＰＥ）を時間的に可変なものとし、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との間で相互作用が生ずるようにし、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との間の相互作用により生じた数値の少くとも一部を記録且つ／又は表示し、測定しようとする信号経過（Ｕ）に対して規定の時間的関係にあるトリガー信号（Ｔｒ）と次放射流（ＩＰＥ）の経過との間の時間的な関係を測定し、記録された且つ／又は表示された二次信号（ＳＳ）の数値を、先行のプロセス段階で測定された時間的関係に応じて、測定しようとする信号経過（Ｕ）に配属することを特徴とする方法。
２．請求項（１）による方法において、一次放射流（ＩＰＥ）を個々の一次放射パルスから形成することを特徴とする方法。
３．請求項（２）による方法において、少くとも一群の一次放射パルスにコンスタントな時間間隔（Ｔ′′）を与え、トリガー信号（Ｔｒ）が発生する時点と一次放射パルスが生ぜしめられる少くとも１つの時点との間のタイムインターバルの継続時間を測定することにより前記時間的な関係を規定することを特徴とする方法。
４．請求項（１）乃至（３）のいずれか１項による方法において、前記プロセス段階を繰返し実施することを特徴とする方法。
５．請求項（１）乃至（４）のいずれか１項による方法において、測定された時間的関係に基づいて測定しようとする信号経過（Ｕ）における互いに近接する各時点に配属される二次信号（ＳＳ）の記録され且つ／又は表示される複数の数値を平均化することを特徴とする方法。
６．請求項（５）による方法において、この平均化を測定そのものが行われている間に実施することを特徴とする方法。
７．請求項（１）乃至（６）のいずれか１項による方法において、トリガー信号（Ｔｒ）によりその位置が規定される時間区分においてのみ一次放射流（ＩＰＥ）をゼロからシフトすることを特徴とする方法。
８．請求項（１）乃至（７）のいずれか１項による方法において、一次粒子を熱的エミッションにより生ぜしめることを特徴とする方法。
９．請求項（１）乃至（７）のいずれか１項による方法において、一次粒子を場のエミッションにより生ぜしめることを特徴とする方法。
１０．請求項（１）乃至（７）のいずれか１項による方法において、一次粒子を光電エミッションにより生ぜしめることを特徴とする方法。
１１．請求項（１）乃至（１０）のいずれか１項による方法において、測定中に一次粒子流の位相状態を変動させることを特徴とする方法。
１２．請求項（１）乃至（１１）のいずれか１項による方法において、一次粒子流（ＩＰＥ）の経過をジッタ化することを特徴とする方法。
１３．請求項（１）乃至（１２）のいずれか１項による方法において、検出器（ＤＴ）を用いることによって二次信号（ＳＳ）をサンプルから派生させることを特徴とする方法。
１４．請求項（１）乃至（１３）のいずれか１項による方法において、スペクトロメータを用いることによって二次信号（ＳＳ）を得ることを特徴とする方法。
１５．請求項（１）乃至（１４）のいずれか１項による方法において、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との間の相互作用として、ポテンシャルコントラスト効果を利用することを特徴とする方法。
１６．請求項（１）乃至（１４）のいずれか１項による方法において、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との間の相互作用としてマグネチック・コントラストを利用することを特徴とする方法。
１７．請求項（１）乃至（１４）のいずれか１項による方法において、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との間の相互作用としてＥＢＩＣを利用することを特徴とする方法。
１８．請求項（１）乃至（１７）のいずれか１項による方法において、前記の各プロセス段階のほかに測定しようとする信号経過（Ｕ）における周期時間の測定を行い、この周期時間測定による結果値を、トリガー信号と一次放射流との時間的関係の測定に関連させて、二次信号（ＳＳ）における記録された且つ／又は表示された信号経過（Ｕ）の各時点に配属するために利用することを特徴とする方法。
１９．請求項（１）乃至（１８）のいずれか１項による方法において、測定箇所に関する場所の情報を補足的に記録し且つ／又は表示することを特徴とする方法。
２０．請求項（１９）による方法において、一次粒子（ＰＥ）をサンプル（ＩＣ）上で移動させ；場所の情報によりサンプル（ＩＣ）上における一次粒子（ＰＥ）のポジションを示すことを特徴とする方法。
２１．請求項（１）乃至（２０）のいずれか１項による方法において、ファンクションテスターからトリガー信号（Ｔｒ）を供給することを特徴とする方法。
２２．請求項（１）乃至（２１）のいずれか１項による方法において、サンプル（ＩＣ）として集積回路を用いることを特徴とする方法。
２３．サンプル（ＩＣ）の少くとも１つの測定点における回帰信号（Ｕ）の時間的な経過を、一次粒子（ＰＥ）を案内し且つ焦準ずるための装置と始制御部（ＩＣＡ）により供給電圧且つ／又は信号を供給されるサンプル（ＩＣ）とを備えた顕微鏡内で測定する装置において、変調された一次粒子（ＰＥ）を生ぜしめるための一次放射源（ＥＳ）と、トリガー信号（Ｔｒ）及び一次粒子流（ＩＰＥ）経過の時間的な相互関係を測定するための装置（ＴＩＭ）と、一次放射（ＰＥ）とサンプル（ＩＣ）との相互作用により生ぜしめられる二次信号（ＳＳ）の数値を記録し且つ／又は表示し且つ／又は評価するための測定値処理装置（ＭＶ）が設けられていることを特徴とする装置。
２４．請求項（２３）による装置において、一次放射源（ＥＳ）が、変調されていない電流を一次粒子（ＰＥ）から生ぜしめる電子銃（ＥＧ）とこれに後接続されたビーム変調システム（ＢＢＳ）とから構成されていることを特徴とする装置。
２５．請求項（２４）による装置において、ビーム変調システムが共振時に作動するように構成されていることを特徴とする装置。
２６．請求項（２３）による装置において、一次放射源（ＥＳ）が電子銃（ＥＧ）を有しており、この電子銃が既に自ら変調された電流を一次粒子（ＰＥ）から生ぜしめるように構成されていることを特徴とする装置。
２７．請求項（２６）による装置において、電子銃（ＥＧ）が半導体陰極を有しており、その一次粒子エミッションが陰極を通る電流によって制御可能であることを特徴とする装置。
２８．請求項（２６）による装置において、電子銃（ＥＧ）が光電陰極を有しており、この光電陰極が一次粒子パルスを放射するための光パルス（ＬＰ）によって印加可能であることを特徴とする装置。
２９．請求項（２３）乃至（２８）のいずれか１項による装置において、ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）が設けられており、一次放射流（ＩＰＥ）の変調を行わせる変調信号がこのビーム変調ゼネレータにより変調インプット（ＭＩ）を開して次放射源（ＥＳ）に供給されることを特徴とする装置。
３０．請求項（２９）による装置において、ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）が次の各要素、安定したタイムベース（ＴＢ）、タイムベース（ＴＢ）のアウトプットに接続された第１のインプットを有するコンパレータ（ＣＯＭ）、コンパレータ（ＣＯＭ）のアウトプットに接続されたトリガーインプットを有する発生器（ＰＧ）、コンパレータ（ＣＯＭ）の応動閾値を偶発的に変動させるための装置、から構成されていることを特徴とする装置。
３１．請求項（３０）による装置において、コンパレータ（ＣＯＭ）の応動閾値を変動させるための装置が、後接続されたデジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）を有するデジタル式の乱数発生器（ＲＮＧ）から構成されており、この場合、デジタルーアナログ変換器（ＤＡＣ）のアウトプットがコンパレータ（ＣＯＭ）における第２のインプットに接続されていることを特徴とする装置。
３２．請求項（２９）による装置において、ビーム変調ゼネレータ（ＢＢＧ）がパルスレーザ（ＬＡ）を有しており、変調信号（ＭＳ）が個々の光パルス（ＬＰ）から成っており、変調インプット（ＭＩ）が光学的なインプットである、以上の構成を特徴とする装置。
３３．請求項（２３）乃至（３２）のいずれか１項による装置において、トリガー信号（Ｔｒ）と一次粒子流（ＩＰＥ）の経過との間の時間的な関係を測定するための装置（ＴＩＭ）がタイムインターバル・メータから構成されており、このタイムインターバル・メータにおける第１のインプットにはトリガー信号（Ｔｒ）もしくはこれから派生した信号が供給され、第２のインプットには変調信号（ＭＳ）もしくはこれから派生した信号（ＭＳ′）が供給されることを特徴とする装置。
３４．請求項（３３）による装置において、タイムインターバル・メータとして周波数カウンタが用いられていることを特徴とする装置。
３５．請求項（２３）乃至（３４）のいずれか１項による装置において、測定値処理装置（ＭＶ）が次の構成要素、二次信号（ＳＳ）の数値をデジタル化するためのアナログーデジタル変換器（ＡＤＣ）、二次信号（ＳＳ）の数値を送らせるための遅延ユニット（ＳＲ），（ＳＲ′）、二次信号（ＳＳ）の数値を表示するためのメモリーユニット（ＭＥＭ）、二次信号（ＳＳ）の数値をメモリーユニット（ＭＥＭ）に伝送するための緩衝回路、メモリーユニット（ＭＥＭ）をアドレッシングするのに必要とされるアドレス信号（ＡＤＲ）の少くとも一部を供給するためのアドレスカウンタ（ＡＣ）を有していることを特徴とする装置。
３６．請求項（３５）による装置において、遅延ユニット（ＳＲ），（ＳＲ′）がシフトレジスタから構成されていることを特徴とする装置。
３７．請求項（３５）による装置において、遅延ユニット（ＳＲ），（ＳＲ′）がＦＩＦＯメモリーから構成されていることを特徴とする装置。
３８．請求項（３５）による装置において、遅延ユニット（ＳＲ），（ＳＲ′）がＣＣＤ素子から構成されていることを特徴とする装置。
３９．請求項（２３）乃至（３８）のいずれか１項による装置において、フリー接続された状態で、トリガー信号（Ｔｒ）もしくはこれから派生した信号を介して変調信号における所定のサイクル数後に、二次信号（ＳＳ）の記録された数値をメモリーユニット（ＭＥＭ）内に引渡することを停止させるカウンタ（Ｃ），（Ｃ′）が設けられていることを特徴とする装置。
４０．請求項（３５）乃至（３９）のいずれか１項による装置において、メモリーユニット（ＭＥＭ）をアドレッシングするために必要とされるアドレス信号（ＡＤＲ）の一部がトリガー信号（Ｔｒ）もしくはこれから派生した信号と、一次粒子流（ＩＰＥ）との間の時間的な関係を規定する装置によって供給されるように構成されていることを特徴とする装置。
４１．請求項（３５）乃至（４０）のいずれか１項による装置において、測定値処理装置（ＭＶ）が二次信号（ＳＳ）における重要な数値をメモリーユニット（ＭＥＭ）内に表示された数値に加算する加算器（ＡＤＤ）を有していることを特徴とする装置。