JPH03504787A - 電気的信号コード化のための方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 電気的信号コード化のための方法とＩＮこの発明は、電気信号コード化のための 方法と装置に関する。

インチブレテッド・サービス・ディジタル・ネットワーク（ＩＳＤＮ）の急速な 進歩に伴ない、高忠実度ミュージック信号の効率的な伝送への関心が高まってい る。しかしながら、低いピット・レート（ｒａｔｅ）のスピーチ・コード化に反 して、現存するリアルタイム・ミュージックフード化方式、例えばディジタル・ フンバンド・デルタ変調、はやつと４００　ｋｂｉｔ／　ｓ以下のピット・レー トを達成するのみで、１２８ｋｂｉｔ／Ｓ　　ｌ５ＯＮ容量基準を満たすもので はない。これ等のシステムにあっては、スピーチの場合と異なり、サウンド信号 に関る冗長度の検討がなされていない。この状態は今も同じで、その原因は、高 いサンプリングの必要なこと、今日迄高速ディジタル信号処理装置のないこと、 及び高忠実度ミュージック信号は低いピット・レートでは簡単には送れないと考 えられていたことにある。

この発明の１実施例として、信号を繰り返し周期でサンプリングするステップ、 各サンプルを少くとも２つの周波数サブバンドにフィルターするステップ、各バ ンドの信号をリニア予測技術手段によってコード化するステップ、各サブバンド を信号変化に従った可変数のレベルで量子化するステップより成る電気信号コー ド化方法が示されている。

他の実施例として、信号を繰り返し周期でコード化する手段、信号を少くとも２ つの周波数サブバンドに分割する手段、各バンドの信号をリニア予測技術手段に よってコード化し、かつ各サブバンドを信号変化に従った可変数のレベルで量子 化する手段より成る電気信号コード化手段が示されている。

コンパンデッド・パルス・コード変Ｗ　（ＰＣＭ）及び適合デルタ変１（ＡＤＭ ）のような従来のミュージック・コード化技術は、単旋律タイプ信号の下ではノ イズ変調を受は易い゛ことが知られている。このことは、これ等の信号がマスキ ング（ｉａｓｋｉｎａ　＞を巧く行えないこと、及び量子化が全スペクトルで単 純に行われることに基因する。ノイズ変：ｌ（ノイズ・プレッシングｂｒｅａｔ ｈｉｎｇ　）は、この種目的において、最終限定要素と考えられ、使用可能デー タ・レートは４００　ｋｂｉｔ／　Ｓのオーダである。

サブバンドＡＤＰＣＭミュージックコード化は、時間領域で量子化を行うという 意味で、コンバンディング・デルタ変調方式と良く倶ているので、ノイズ変調効 果は、低いデータ・レートにおいてサブバンドで顕著になることが考えられる。

しかしながら、両者の間には、基本的な相違があるから、実際には、サブバンド ＡＤＰＣＭではノイズと歪は極めて小さくなる。これにより、ＰＣＭベースシス テムに比して、大きなコード化利得が得られ、同じ作動に於てビット・レートを 減らすことができる。

サブバンドＡＤＰＣＭに関する主コードメカニズムとミュージック信号の特性に 関する効果は、次のように言うことができる。

１）サブバンド・コード化アプローチでは、ミュージックは、量子化の前に、い くつかの周波数バンドに分けられる。従って、コード化ステージで発生する変調 量子化ノイズ（これは適合ＰＣＭに附随する）は、各バンドに閉じこめられ、他 のバンドと互いに影響し合うことはない。このことは、主インバンド（１ｎｂａ ｎｄ）信号によってマスクされるノイズの鰻が、ノイズ・バンド幅の減少のため 、大きくなるという効果をもたらす。ミュージック・スペクトルをいくつかの独 立したバンドに分けることにより、ミュージック信号に伴う多くのスペクトル冗 長を探すことが可能となる。このことは、各バンドを、信号変化に応じた可変の レベルで、量子化することにより行える。この技術は、ＰＧＭに比して直接に必 要な利得をもたらし、かつ特にミュージック信号ではとぎれたり共鳴したりの所 があるから格別の効果が得られる。

２）スピーチ信号のコード他用リニア予測技術が充分な特性を示すことは良く知 られている。発明者が調べたところ、広帯域ミュージック・サウンドに用いられ る短期間予測の理論的利得は、５０ｄＢもの高さに上る。

このことは、予測コーダーにあっては、８ビット程度のもので、ＰＣＭに匹敵す るノイズレベルが得られることを示している。リニア予測の一つの大きな特徴は 、信号の周期性及びスペクトルの純正さと共に、能率が良くなることで、したが って、通常オーディオ・ノイズ変調の原因となるような信号を、量子化の前に、 充分減少することができることである。

３）　バック方向適合冊子化器は、同時ディジタル・コンバンディングといくら か似ている。しかし、最適の量子化器は広いミュージック・ダイナミック・レン ジに適用するということで、量子化入力レンジが、前の出力サンプルの大きさに よって調整される点が大きく異なる。更に、信号対ノイズ比（ＳＲＮ）が事実上 固定であるから、アイドル状態における背景ノイズは、全く聴こえない。バック 方向適合アプローチは、ブロック・コンバンディングと異なり、利得情報を送ら なくても良く、したがって、本質的に送信エラーに強い。

次に、図面を参照し、実施例について説明する。

第１図は、２ピット・パルスコード変調量子化特性を示し、 第２図は、適合パルスコード変調特性を示し、第３図は、バック方向適合パルス コード変調システムを図式的に示し、 第４図は、差パルスコード変調システムを図式的に示し、 第５図は、パルスコード変調システムと差パルスコード変調システムの比較を示 し、 第６図は、サウンド信号スペクトラムを示し、第７図は、４ビツト・パルス・コ ード変調によってコード化された第６図のスペクトラムを示し、第８図は、２つ のサブバンドに分割された第６図のスペクトラムを示し、 第９図は、各サブバンドを４ビツト・パルスコード変調でコード化した第８図の スペクトラムを示し、第１０図は、各サブバンドを、最適６：２ピット割り当て を用いてコード化した第８図のスペクトラムを示し、第１１図は、サブバンド・ エネルギー基づく、適合ピット割り当てを示し、 第１２ａ図は、２バンド・サブバンドＡＤＰＣＭミュージック・コーダーを示し 、 第１２ｂ図は、第１２ａ図のコーダーに用いられる２バンド２４タップＱＭＦト リー構造を示し、第１３ａ図は、４バンド・サブバンドＡＤＰＣＭミュージック ・コーダーを示し、 第１３ｂ図は、第１３ａ図のコーダーに用いられる４バンド６４タップＱＭＦＩ −り一構造を示し、第１４図は、コンパクト・ディスク・プレーヤーを用いたコ ード化装置の１つの型のブロック回路ダイアグラムを示し、 第１５図は、第１４図の装置に用いられるサブバンドＡＤＰＣＭエンコーディン グを示し、 第１６図は、第１４図の装置に用いられるサブバンドＡＤＰＣＭデコーディング を示し、 第１７図は、第１４図の装置の部分のインターフェースを示し、 第１８図は、第１７図のインターフェースの詳細を示し、 第１９図は、第１４図の装置の部分の間のデータ伝送のための典型的な言語フォ ーマットを示す。

パルスコード変調（ＰＣＭ）は、アナログ時間波形をいくつかのＯと１より成る ディジタルピットの流に変換するディジタルコードシステムである。これを行う には、まずアナログ信号がサンプルされる、つまり信号の電圧推移が周期的に測 定され、次いで各アナログサンプルがバイナリ数、通常は２の余数（ＣＯ働ｐｌ ｅｍｅｎｔ）に変換される。バイナリ数は、サンプル電圧のサイズと極性を示す 。

その機台バイナリ数は、元のアナログ数の代りに、送信されたり蓄積される。ナ イキストの理論によれば、アナログ波形は、アリ７シング（ａｌｉａｓｉｎｇ） 歪を避けるためには、最大信号偏移の周波数の少くとも２倍の周波数でサンプル されなければならない。サンプリング基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ　）が保持され るとすれば、ＰＣＭシステムにおける不正確さは、もっばら各サンプル電圧のバ イナリ表示に由来する。高品質ディジタルオーディオにおいて、その目的のため には、約１４−１６ピツトのバイナリ言語長が要求されることが、一般に認めら れている。

我々の関与するオーディオ信号は、普通０．２４ＫＨ２の範囲にある。

ＰＣＭプロセスを示すため、第１図には２ピットＰＣＭ量子化（ｑｕａｎｔｉｚ ｅｒ　）特性が示されている。サンプルコード化、つまり極性と振幅を示すため に２バイナリ言語を用いることは、たった４つのレベルの量子化をもたらす。更 に第１図は、最大入力つまりサンプル電圧は＋／−１ボルトである（即ち、量子 化ダイナミックレンジは＋／−１ボルトである）を前提としている。

＋０．６ボルトのサンプルが、この２ピツト量子化に適用されると、サンプルは Ｘ軸で０１として示される。

アナログ信号に不連続なレベルを割当てるプロセスは量子化として知られている 。この言語が、ＰＣＭ受信システムに送信されると、サンプルは（Ｙ軸上）＋１ ．０ボルトとして再生される。この再生のプロセスは反量ｆｔ（ｒｅｖｅｒｓｅ 　ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）として知られている。

再生されたサンプルは、４つの不連続なレベルしかとれないから、２ピツトを用 いるＰＣＭコーディングは、元の信号に対して大きなエラー、歪をもたらす。上 の例において、量子化のステップサイズは０．５ボルトである。とすると、ＰＣ Ｍプロセスで生ずる最大エラーは＋／−０，２５ボルト、つまりステップサイズ の半分であり、したがって最大の信号対エラー比（ＳＮＲ）は１．０１０．２５ 　（つまりｌｏｇで表現すれば１２ｄＢ）である。

ＰＣＭコーディングで得られる特性のいくつかは、次の通りである。

１）エラーのルートミーンスクエア（ＲＭＳ）は、入力信号値とは無関係でステ ップサイズで決まり、したがって平均エラーは固定である。したがって、ＳＮＲ を高く保つためには、量子化ダイナミックレンジを、おこり得る信号推移レンジ をカバーするように選んでおく必要がある。

２）通常の良好な量子化特性として、ＰＣＭサンプルエラーは一定平均振幅のラ ンダムノイズとして観察される。したがって、このノイズの周波数内容は、ｄ。

Ｃ１からサンプリング周波数の半分に広がる。

３）　最大エラー振幅はステップサイズの半分であるから、量子化レンジを同じ に保ってレベルの数を倍にすれば、各サンプルについてのエラーは半分になる。

エラー電圧におけるこの減少のｄＢ値は、ＰＣＭ言語長語長えられた各追加ピッ トごとにＳＮＲで６ｄＢのゲインとして示される。例えば、１６ビツト量子化は 、フルスケール入力サンプル（即ち１６Ｘ６ｄＢ）に対して、ＳＮＲ値を９５ｄ Ｂの範囲に保つことができる。１５ｄＢビットＰＣＭシテスムは、９０ｄＢ等の 範囲の数値を達成する。

このように、通常のＰＣＭは２つの基本的な作動欠点を持っている。

１）　入力信号は、量子化範囲を越えない。つまり、サンプル振幅はラスト量子 化ステップ（第１図）より大きくはならない。とすると、エラー電圧はもはやス テップサイズの半分とはならない。極めて良好な量子化でも、これによって歪が 大きくなる。

２）信号入力を、量子化ノイズ電圧と同じ位に小さくすることはできない。固定 レンジ量子化のＳＮＲは、小さな入力サンプルに於て最小となる。

実際には、１）と２）の欠点を避けるため、量子化ステップサイズは、大きなバ イナリ−古語長を用いることによって小さくされる。次いで、レベルのダイナミ ックレンジは予想される入力信号の２倍に設定される。（つまり、ステップの最 も下の半分のみが用いられる。）しかしながら、量子化レンジが入力のエネルギ ーに適合して変化するとすれば、長いＰＣＭ言語の使用は避けられる。

音楽信号は、サンプルごとに約１０−１２の言開長を用いることによって、充分 ＰＣＭのコード化ができる。適合できるＰＣＭとしては、又、ディジタル拡張が 知られている。こ）では、量子化でなく入力信号のダイナミックレンジが変更さ れるシステムとなっている。そのようなシステムが第２図に示されている。

今、量子化レンジが、信号と常にマツチしているとすると、信号電圧とノイズ電 圧の比は一定である。つまり、ノイズレベルは、ＰＧＭと異なり、信号レベルに 比例する。信号に対する実際のノイズレベルは、量子化器におけるレベルの数に よって簡単に決る。量子化レンジが、入力サンプル振幅にマツチするよう送信器 で調整されるとすれば、反量子化器のレンジも同様に、正しい作動のため、調整 されなければならない。これは、次の２つのの方法で実現される。

１）ブロック作動 このプロセスでは、入力サンプルの１つのブロックが受診器で遅延され、そのブ ロックのＲＭＳエネルギーが計算される。このエネルギー値が、そのブロックの サンプルを量子化する前に、量子化器をスケールするのに用いられる。一方この エネルギーサンプルは、得られるバイナリ−ビット流に先立って、受信器に送ら れ、反（ｉｎｖｅｒｓｅ　）量子化器のレンジを送信器のレンジに合わせる。

２）バック方向適合ＰＣＭ。

第３図に示すよう、このシステムでは、前に反量子化サンプルされたエネルギー が、次のサンプルのレンジを調整するのに用いられる。この場合、各量子化され たサンプルは次のサンプルに適合されるレンジの情報を持っているから、余分の 「エネルギー」を受信器に送る必要はない。

差（口１ｆｆｅｒｅｎＮａｌ　）パルスコード変調（ＤＰＣＭ）が第４図に示さ れている。ＤＰＣＭは、量子化されるものが、入力サンプルｘ　（ｎ）と予測サ ンプルｐ（ｎ）の間の差ｄ（ｎ）である点を除いてＰＣＭに極めて似ている。

１）（ｎ）は、前に作られたサンプルｒ　（ｎ）に基づいて予測する予測器Ｐに よって作られ、受信器Ｒと送信器Ｔの両方で用いられる。通常、この予測された 値は、前に作られたいくつかのサンプルのリニアな組合せで、次の式に依る。

予測 （Ａｉ−予測係数） 受信器における予測も常に同じであるから、ｒ　（ｎ＞とｘ　（ｎ）の差のみが 、差信号ｄ（ｎ）を量子化するに当って生ずる量子化エラーである。ＤＰＣＭの 目的は、入力信号に関する差信号ＤＳの振幅を減少しようとするものであるから 、量子化器のレンジは入力を量子化するのに必要なレンジより平均して小さくな る。したがってエラーレベルもＰＣＭの場合より減少する。ＤＰＣＭは、予測信 号ＰＳが入力サンプルに近くなればなる程、ＰＣＭに対して、より効率的となる 。予測は前のサンプルに基づいて行われるから、ＤＰＣＭによってもたらされる コード化利得は、同じドメインにおける信号の冗長度をいかに検出できるかに左 右される。ＰＣＭとＤＰＣＭの差は第５図に示されている。ＤＰＣＭがノイズレ ベルＮを減少する能力は、種々の理由のため、長いドメインに渡って測定するの が良い。例えば、ある信号Ｓについて、ＤＰＣＭのノイズレベルＮＰが、ＰＣＭ に比して、半分になったとすれば、ＰＣＭに対するコード把料は６ｄＢである。

差信号のダイナミック範囲は、入力信号のそれよりはるかに小さいから、ＤＰＣ Ｍの量子化ノイズは小さくなる。

ＰＤＣＭは入力信号を予測できる時のみに有効である。

例えば、サイン波のように固定された信号特性に対しては、この予測は比較的簡 単で、ＳＮＲコード化利得は６０ｄＢになるであろう。しかしながら、予測器が たとえある特定の波形に対して有効であっても、その作動が、信号の他の波形に 対して常に有効とは言えない。つまり、もしＤＰＣＭシステムへの入力信号が固 定でない場合には、予測器の中でのリニアー結合は、信号統計によりコード化コ ードが最大になるようにされなければならない。実際には、予測信号と入力信号 の間のミーンズスクエア（ｍｅａｎｓ　５ｑｕａｒｅ）エラーが最小になるよう 予測係数が計算される。この計算は、すべてのサンプルに関しグラディエンド（ ｇｒａｄｉｅｎｔ）又はラティス（ｌａｔｔｉｃｅ　）適合技術を用い、あるい は入力サンプルの一つのブロックに関しオートコリレーション（ａｕｔｏｃｏｒ ｒｅｌａｔｉｏｎ　）及びコバリアンス（Ｃ０ＶａｒｉａｎＣｅ）方法を用いて 、行われる。

予測器に対するＬＰＧ適合と、ベーシックＤＰＣＭシテスム内の量子化器に対す るＡＰＣＭを組合せることにより、所謂、適合パルスコード変：ｌ　（ＡＤＰＣ Ｍ）が得られる。

普通のオーディオ信号の短い期間の周波数にあっては、スペクトル要素は一様に 分布して訳ではない。実際には、第６図に示すように、信号エネルギーの大部分 は、殆んどの時間、スペクトラムの下半分に見られる。しかしながら、コード化 プロセス（ＰＣＭ、ＤＰＣＭ又はＡＤＰＣＭのいずれでも）によって生ずるエラ ー電圧のスペクトラムはホワイトノイズであって、ｄｃからサンプル周波数の半 分にまで広がっている。例えば、第６図の信号が４ピットＰＣＭシステムでコー ド化されると、ノイズエネルギーレベルは、第７図に示すように、平均信号レベ ルの約２４ｄＢ下となる。しかしながら、そのスペクトラムをコード化すると、 そのノイズレベルは、７にＨｚを越える周波数の信号のそれを上まわることにな る。

結果として、このコード化エラーは、主信号が高い周波数におけるエラー信号を ［マスクＪ　（ｍａｓｋ）することができないから、高い周波数背景ヒス（ｈｉ ｓｓ）として顕在化することになる。したがって、全領域ＰＣＭにあっては、ノ イズレベルが高エネルギースペクトル共振によって持ち上げられ、そのため、第 ７図に示すように、ノイズが、それより小さい振幅のスペクトル・コンポーネン トを消してしまう。

スペクトラムの各所で発生するエラー信号を除く一つの方法は、量子化の前に、 サブバンドコード化フィルターバンク（ｂａｎｋ）を用いて、スペクトラムをい くつかのバンドに分けることである。その上で、各バンドごとにＰＣＭ、ＤＰＣ Ｍ又はＡＤＰＣＭを用いてコード化すれば、各バンドで発生するノイズはお互い に干渉しないことになる。第６図を、２つの同じ周波数幅のバンドに分けると第 ８図になる。各バンド、バンド１と２は、かくて、８にＨｚのバンド幅の信号と なり、したがって、各バンドにおけるサンプリング周波数は、フルパント周波数 の場合に必要な３２ＫＨｚの半分、つまり１６にＨｚとなる。

各バンドを、４ピツト量子化器でコード化したものが第９図である。この場合、 低いバンドにおけるノイズは、７−８にＨ７のみにおいて、信号を上まわる。し かし、高いバンドにおけるノイズレベルは不必要に低いから、量子化器は第１０ 図のように選定すると良い。このように、サブバンドコード化の目的は、ビツト 割り当てを、各バンド内の信号変化の配分に合わせることであり、それによって 、所謂ノイズマスクを最大にできる。勿論第６図のスペクトラムパターンは時間 によって変るから、ビット割り当てを、各サブバンド内の短期間エネルギーに合 わせるようにすれば、更に大きな利得が得られる。第１１図参照。このプロセス は、周波数領域の適合ビット割り当てとして知られている。

ビット割り当てによれば、信号スペクトラムのエネルギーは充分予測できるから 、サブバンドコード化によって、殆んど総ての信号に関連するスペクトル冗長度 を知ることができ、フルパントコード化技術において、改良されたコード化利得 が得られる。

第１２ａ、１３８図において、主要部分は次のとおりである。

Ｑ　　バック方向適合量子化器 １／Ｑ　　反バック方向適合量子化器 量子化器ステップサイズ適合器 Ｐ　　全極（ａｌｌ−ｐｏｌｅ）バック方向適合予測器ＡＢＡ適合ピット割り当 て このミュージック・コーダーは、各バンドにおけるバック方向適合予測器と量子 化器と協働する、２つのバンド・クオッドレーチュア（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ） ミラーフィルター（ＱＭＦ）バンクを有している。このシステムにあっては、ま ず５：３の固定ビットの割当てを行い、かつ、高い方のバンド及び低い方のバン ドの両方の予測器の中で、ブロック適合もしくはグラディアント（ｏｒａｄｉｅ ｎｔ）適合のリニア予測コード化（ＬＰＣ）を行う。用いられる量子化器は、不 均一（ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒ■）ラプラスｐｄｆバック方向適合のものである。

２つのバンドに分けられ、２４タップＱＭＦによって再結合される。

１５にＨ２のオーディオ信号は３２ＫＨ２でサンプルされ、各１６ピツトサンプ ルは２つの周波数サブバンドに分けられ、４ピツトでコードされ受信器に送られ る。こ）で、圧縮されたサンプルはデコードされ再生されアナログに戻される。

第１２ａと１２ｂに似た構成が第１３８と１３ｂに示されている。この図面にお いて、主要部分は次のとおりである。

Ｑ　　バック方向適合量子化器 １／Ｑ　　反バック方向適合量子化器 Ｐ　　　ポール零（Ｐｏ１ｅ−Ｚｅｒｏ　）グラディエンド（Ｐ　Ｚ　）　　（ Ｇｒａｄｉｅｎｔ）適合量子化器量子化ステップサイズ適合器 ＱＭＦ　　量子化ミラー・フィルター この配置には、４つのサブバンドがある。サブバンドの数の増加によって、コー ド化されたミュージックの質は、第１２ａ、１２ｂに比して、向上したが、複雑 になった分だけコストは上昇した。このコーダーは、４バンド６４タップＱＭＦ トリー（ｔｒｅｅ）構造（０−４゜４−８．８−１２．１２−１６にＨｚ　）を 用イテおり、ここで各バンドは、８ボ一ルバツク方向ブロツク適合予測器（オー トコリレーション方により改善）とバック方向適合ラプラス量子化器と協働して いる。しかしながら、このコーダーでは、ビット割り当ては、４バンドにまたが るエラー信号の短い期間のエネルギー分布に対応して、バック方向モードに適合 可能になっている。このコーダーにおいてバック方向適合が自由に使えるという ことは、送信ＳＩの必要性をなくしている。しかし、コード化遅延は１９２サン プル、即ち６，１１８となり、全体の構成が、２バンドのものに比して約４倍も 複雑になっている。

第１２ｂと１３ｂ図のトリー構造は、入力オーディオ信号をいかにエンコーダの 入力端へ分割して入力するかを示している。サブバンドをデコーダで再生するた めには、トリー構造図の信号の方向を逆にすれば良く、最終信号は、オーディオ 出力に現れる・ 高忠実度コード化方法にあっては、信号の忠実性がオーディオ入力、コード化、 再生プロセスの総てに渡って保たれることが重要である。微妙なコード化の欠点 が現われ、それが認められるようになると大変である。評価する為に用いられた ソース源は、総て、いずれかのＰＣＭ−Ｆ１ディジタルレコーダ　ＣＤブレヤー であった。ミュージック信号のディジタル化は、目的達成データ入カニニットと １６ピツトステレオＡ−Ｄ、Ｄ→Ａコンバータを用いて行われた。正当（Ａｎｔ ｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ　）再生のフィルターは、９次オーダ１６にＨｚロールオ フ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）活性フィルタによって行われた。本願のコード化配置の 効果を確かめるため、コード化ミュージックが、元の信号（バンドリミット１５ にＨｚ　）と比較された。これは、両方の信号を、良好な内部環境を代表すると 思われる室に置かれた高忠実度ラウドスピーカで再生することによって行われた 。再生機器としては、ＰＣＭ−Ｆルコーダ、アッテネータを有する活性クロスオ ーバー回路網、１００ワツト基準モノパワー増幅器４台、パイアンプ（ｂｉ−ａ ｓｐｅｄ）モニタ品質ラウドスピーカ２台が用いられた。オーディオ機器は、蓄 積される信号歪を考慮して、最小限のものが用いられた。

得られた結果によれば、サブバンドＡＤＰＣＭは明らかに、ミュージック信号が 印加された時、ディジタルで圧縮されたＡＤＭのものより、非常に高いコード化 能率を示した。更に得られた結果によれば、驚くべき高い品質のディジタルオー ディオが、分割バンドＡＤＰＣＭ言語によって得られ、それはリニアＰＧＭの１ ／４で、しかも見分けがつかなかった。発明者は、これ等のことは極めて重要で あり、ディジタルオーディオ技術の発展に帰寄し、かつ、ｌ５ＤＮ、包装及びＤ ＢＳディジタルオーディオ分配に直ちに適用できるものと考える。

今までは、低いビットレート（ｒａｔｅ）ミュージック・コード化のことを考慮 して、４ピットサブバンドＡＤＣＰＭを取り扱ってきたが、更にテストしてみる と、この方式では、ナイキスト（Ｈｙｑｕｉｓｔ　）サンプルごとに、約５−６ ヒツトで飽和し、最もクリティカルなミュージック信号でも元の信号と区別がつ かなくなる。これに追加して、ＡＤＰＣＭは、ビットエラー免疫性を、他の保護 又は除去形態が全くなくても１から１０３に下げる、つまり他のＰＣＭに基づく システムよりも４又は５オーダーの大きさの改善が得られることが分った。ダイ ナミック能力を改善する手段として、サンプルごとに１６ビツトを越えるものが 、未来のディジタル・オーディオ・スタンダードに期待されている。高忠実度デ ィジタルオーディオを蓄積し送信する信頼性あり経済的な手段として、ＰＣＭの 変らない潜在能力には着目すべきである。

第１４図には、コンパクトディスク（ＣＤ）プレーヤー１４１より得られたディ ジタルオーディオサンプルを用いた、信号コード化技術が示されている。このシ ステムに於て、ＣＤプレーヤー内の１６ビツトＰＣＭオーディオデータ流は、ま ず４ビツトに圧縮され、次いで元の１６ピツトＰＧＭ形式に戻され、更にプレー ヤー回路に帰されて通常のアナログが再生されている。圧縮／拡張（又はコード 化）プロセスは、別のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ＞チップ１４２と１４ ３を用いて、リアルタイムで行われている。エンコードとデコードプロセスは、 共に背中合せで行われているから、コンパクトディスク再生システムによっても たらされる極めて高／品質のオーディオマテリアルは、コード化システムの音響 特性の正しい評価を、全体として、与える。

コード化装置のプログラムは、２つのＡＴ　　＆　　ＴＤＳＰＩ　６−５５ｎＳ ディジタル信号プロセッサチップ１４２．１４３に入れられており、それ等チッ プは、順に、変形フィリップスＣＤ６５０コンパクトデイスク１４１（ディスク は１４０）にインターフェースされる。

ＣＤ６５０プレーヤー・ディジタル・オーディオ回路は、３つの主ＰＣＭプロセ シング・チップ、復調器１４４　（ＳＡＡ７２１０．Ａチップ）、ディジタルフ ィルタ１４５　（ＳＡＳ７２２０．Ｂチップ）、ディジタル−アナログコンバー タ１４Ｂ　（ＤＡＣ）より構成される。１６ビツトＰＣＭオーディオデータを得 るためには、上のＳＡＡ　７２１０と５ＡＡ７２２０の間の通常の直列データ通 路が遮断され、それに代って、エンコーダ・デコーダ・ハードウェア・プロセッ サ・シングル−ブト４７を介する通路が作られる。各１６ビツトＰＣＭサンプル （ステレオ・サンプリング・レート＝８８．２にＨｚ　）が入力されると、エン コーダは効果的に、コード化されたデータを、このビット・レートの１７４（つ まりＰＣＭサンプルごとに４ビツト）で、直列にデコーダへ転送する。圧縮され たデータを受信すると、デコーダ・チップ１４３は、それを１６ビツトＰＣＭに 戻し、復調器１４４　（ＳＡＡ７２１０ＰＣＭ）の出力データ流と同様の形のＰ ＣＭデータ流を、５ＡＡ７２２０フイルタ・チップ１４５に出力する。

１６ビツトＰＣＭ言語は、エンコーディングＤＳＰチップ１４２に直列入力ポー トを介して入力されると、まずサブバンド・フィルタ・バンク・アルゴリズム１ ５０に印加され、次いで、そこで、そのディジタル・スペクトラムが、４つの均 一チャンネルつまりサブバンド、０−５．５にＨｚ　、　５．５−１１ＫＨｚ　 、　１１−１６．５にＨ２，１６，５−２２にＨ２へ分割される。次いで、各サ ブバンド信号は、１１にＨｚヘダウン・サンプルされる。

１１にＨ２は、４つの１６ビツトＰＣＭ言語入力ごとに、１つのサブバンドにつ いて、１つの言語のをフィルタに与える。各サブバンド信号は、次いで、独立の ＡＤＰＣＭアルゴリズムを介して処理され、各サブバンド・サンプルから予測（ Ｐ）と差の量（Ｑ）が抽出される。この図の場合、量子値器のビット割り当ては 固定であって、Ｏ−５，５ＫＨｚバンドでは８ビツト、５．５−１１　ＫＨｚバ ンドでは４ビツト、他のバンドについては各各２ビットである。４つの量の相違 信号は、次いで、マルチプレクサ１５で多重化され、単一の１６ビツト・サブバ ンドＡＤＰＣＭ言語（つまり８＋４＋２＋２ビツト）となる。この多重言語は、 エンコーダチップ１４２への４つのＰＣＭ言語入力ごとに形成されるから、各サ ブバンドＡＤＰＣＭ言語を、元のＰ　ＣＭ　８語の代りに、蓄積し送信すれば、 信号容積は１／４となる。

各１６ビツト・サブキャリアＡＤＰＣＭ言語は、次いで、プロセッサの直列出力 ボートを介して、直列にデコーダＤＳＰ１チップ１４３に出力される。これ等の 交換は、前の節で説明したように、１６どブトＰＣＭ言語がエンコーダチップ１ ４２に入っている周期の１／４で行われる。

第１６図に於て、１６ビツトＡＤＰＣＭ言語が、直列入力ポートを介して、デコ ーディングＤＳＰチップ１４３に入ると、それは先ずデマルチプレクサ・アルゴ リズム１６０に印加される。サブバンドコードが分離され、次いで各サブバンド のコードは、反数量化（１／Ｑ）され、エンコーディングチップ１４２で抽出さ れた各予測（Ｐ）が加えられて再構成される。再構成されたサブバンド信号は、 次いで、アップ・サンプル（ｕｐ　−ｓａｍｐｌｅ）され、反フィルターされて 、４４．１ＫＨｚサンプル・ステレオＰＣＭ信号となる。次いで、各Ｐ　ＣＭ　 ８語は、ＤＳＰの直列出力ボートを介して、ディジタルフィルタ１４５　（ＳＡ Ａ７２２０）へ出力される。

左と右のチャンネルＰＣＭサンプルは、共通ポートを介して、エンコーダへ入力 されるが、各々は、背中合せのコード化プロセスによって、別々にエンコード及 びデコードされる。したがって、デコーダとエンコーダ・アルゴリズム１６０と １５０は、各々左と右のチャンネルを処理するため、実際には、第１６と第１５ 図に示されているルーティンの２つと共働する。

コンパクト・ディスク・プレーヤー ＤＳＰ１６ハードウエア・インターフェースチップ１４２と１４３のためのイン ターフェースを行うハードウェアの詳細が、各々第１７第１８図に示されている 。

まず、エンコーデーダ・プロセッサのＰＣＭ直列人力（データ入力ＤＩ）からみ るに、■２Ｓ形（基準１）のＰＣＭオーディオ・データは、復調チップ１４４（ ＳＡＡ７２１０）から、同時に、クロック出力され、ＤＳＰエンコーダ１４２の ＤＩにクロック入力される。

各エンコーダ１６ビツトの直列入力が、負荷サイクルＬＤＡＢを介して、ＷＳＡ Ｂの端に発生する。プロセッサが、左と右のＰ　ＣＭ　’Ｆ５語を識別できるよ うに、同期パルスが、「活性」並列入力線（ＰＢＯ）に印加され、左のＰＣＭサ ンプル取り入れに対応する。並列と直列の両方のポートを同時に読み出すことに より、プロセッサは、各サンプルの処理を正確に方向付けることができる。

１６ビツトのサブバンドＡＤＰＣＭ言語は、ＤＳＰＩ６直列出力ポートのＤｏ（ データ・アウト）からの出力である。しかし、これ等は、ＰＣＭ言語の周期の１ ／４で転送される。しかしながら、左サブバンドＡＤＰＣＭのタイミングは、そ れのＸＤＡＢラインへのエントリーが、５ＹＡＢ高パルスに対応するようなもの である。右のチャンネル・サブバンドＡＤＰＣＭは、４５−３５ＩＪｓ遅れて追 随するが、しかし、それは５ＹＡＢの活性パルスがなくても行われる。

ステレ第１６ビツト・サブバンドＡＤＰＣＭが、ＤＩ直列入力を介して、ＸＤＡ Ｂに受信されると、デコーダ・プロセッサは、同時に、再構成された１６ビツト ＰＣＭ言語を、８８．２にＨ２の周期で、ＤＳＰ１６ＤＯＭ列出力を介して、５ ＡＡ７２２０チツプのＤＤＡＢ入カへ、出力する。再び、デコーディング・アル ゴリズム１６０の出力言語タイミングによって、左のチャンネルのＰ　ＣＭ　ｇ 　語が、同期人力５ＹＡＢのハイ（ｈｉｇｈ）に整えられる。

ＡＴ＆Ｔ　　ＤＳＰ１６プロセツサ・チップ１４２と１４３のための直列及び並 列ボートのＴＴＬタイミング図の詳細、及びムラード（Ｈｕｌｌａｒｄ　）　５ ＡＳＡ　７２１０と５ＡＡ７２２０のチップ１４４と１４５のためのＰＣＭデー タ・フォーマットは、ムラード、ＡＴ＆Ｔマニュアルに示されている。ＤＳＰチ ップ１４２と１４３の間の伝送、つまり直列６ピツトサブバンドＡＤＰＣＭデー タ伝送に用いられる代表的な言語フォーマットが、第１９図に示されている。こ ）で、低い方のバンド（０−５，５にＨｚ）ＡＤＰＣＭが、伝送された言語の最 初の８ビツトを占め、次のバンド（５，５−１１ＫＨ２）ＡＤＰＣＭが、次の４ ピツトを占め、以下同様である。

こ）では、主として、ｌ５ＤＮ用の高忠実ミュージック・コード化について説明 してきたが、本発明は、他の広帯域を必要とする場合、例えば、島及びサテライ ト・ペース放送用ミュージック伝送等にも利用できる。更に、高忠実度ミュージ ック・コード化技術は、家庭用ディジタル・オーディオ・メディア、特にビデイ オのサウンド、コンパクト・ディスク（ＣＤ＞、ビデイオＣＤ、ディジタル・オ ーディオ・テープ（ＤＡＴ）にとっても、極めて重要な意味がある。

実施例は、単なる例であり、この発明の本質をはずれない範囲でのいくつかの変 形は可能である。

浄書（内容に変更な− ＦＩＧ、２ ＦＩＧ、３ （ｏ１＝予測係数） ＦＩＧ、６　　　　　　　　　　　　　ＦＩＧ、７ＦＩＧ、１６ ＞＞　　）＞　　＞＞　　　＞＞ ｎ　　○　Ｌｎ　　Ｏ１４’）　　Ｏ（ｎ　　Ｏ手　続　補　　正　書（方式） １−事件の表示 ２−発明の名称 電気的４ｚ号コード化のための方法と装置オーディオ　プロセシング　テクノロ ジー　リミテッド４−代理人 ６−４１１１正により増加する請求項の数７、補正の対象 国際調査報告 ｍ＋ａｍ＋嘗１１−＾１１１１１ｅｌ菅慢”ｏＰＣＴ／ＧＥ８９１００１３２

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. １．電気信号コード化の方法であって；信号を繰り返し周期でサンプリングする ステップ、各サンプルを少くとも２つの周波数バンドに濾波するステップ、 各バンドの信号を、リニア予測技術の手段によってコード化し、かつ、各サブバ ンドを、その信号の変化に応じた可変の数のレベルで量子化するステップ、を有 することを特徴とするコード化の方法。
2. ２．請求項１、に於て、信号周波数が０−２４ＫＨｚの範囲にあることを特徴と するコード化の方法。
3. ３．電気信号コード化の装置であって；信号を繰り返し周期でサンプリングする 手段、各サンプルを少くとも２つの周波数バンドに濾波する手段、 各バンドの信号を、リニア予測技術の手段によってコード化し、かつ、名サブバ ンドを、その信号の変化に応じた可変の数のレベルで量子化する手段、を有する ことを特徴とするコード化の装置。