JPH03505152A - 拡張複合テレビジョン システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

拡張複合テレビジョン　システム 本発明は少なくとも２つの追加信号と一般のテレビジョン信号成分を含む拡張テ レビジョン信号を一般のテレビジョン信号と両立可能に符号化するようにした拡 張複合テレビジョン　システムに関するものである。 この種テレビジョン　システムに関しては、ドイツ国特許ＤＥ−Ｃ３３０５４９ ８により公知てあり、前記特許に記載のシステムでは、例えば、２：１または５ ：３のアスペクト比を有するワイド　イメージ　テレビジョン画像の左右のサイ ド　パネルを水平方向のオーバースキャンで時間圧縮し、もしくはフィールド帰 線期間内においてこれらのサイド　パネルを付加することにより一般の受像機に は見えないような方法で伝送するようにしている。 本発明の目的の１つは、一般の複合テレビジョン　システムと互換可能であり、 かつ放送業者の希望および適当なプログラム素材に応じて他の追加信号をも符号 化しるような拡張複合テレビジョン　システムを提供しようとするものである。 これかため、少なくとも一部のビデオ信号成分を含む少なくとも２つの追加信号 と一般のテレビジョン信号成分とを含む拡張テレビジョン信号を一般のテレビジ ョン信号と両立可能に符号化するための本発明方法によるときは、該一般のテレ ビジョン信号成分を符号化するステップと、該付加信号をデジタル化してデジタ ル信号を得るステップと、該デジタル信号を少なくとも１つのサブチャネル上に 分配して分配信号を得るステップと、 分配されたデジタル信号と符号された一般のテレビジョン信号成分を組合せて該 拡張テレビジョン信号を形成させるステップと を含むことを特徴とする。 また、少なくとも一部のビデオ信号成分を含む少なくとも２つの追加信号と一般 のテレビジョン信号成分とを含む符号化拡張テレビジョン信号を一般のテレビジ ョン信号と両立可能に復号するための本発明デコーダ回路においては、拡張ビデ オ信号を受信する手段と、 該受信手段に結合して該拡張ビデオ信号を低周波輝度信号および高周波ヒデオ信 号に分離する手段と、該分離手段に結合して該高周波ビデオ信号から高周波輝度 信号を得る手段と、 該分離手段に結合して該高周波ビデオ信号からクロミナンス信号を得る手段と、 該分離手段に結合して該高周波ビデオ信号から該追加信号を得る手段と を含むことを特徴とする。 本発明は、例えは、追加信号を伝送するに適する次のサブチャネル、すなわち、 中間周波（ＩＦ）ビジョン　キャリヤの直角変調、アクティブ　ビデオ部分にお ける追加副搬送波上の変調、時変数（ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｎｔ）フィルタリン グを使用しての異なる位相関係でのクロミナンス副搬送波の変調、未使用スペク トラム（ＰＡＬ／Ｇテレビジョン伝送システムにおける各チャネル内にＩ　ＭＨ ｚか使用されないままとなっている）の使用、 テレビジョン信号の不可視部分の有効な使用を複合テレビジョン信号内で区別す ることができるという認識にもとづくものである。 その有意性（ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅ）が当初自由である追加信号をデジタル 的に符号化することにより、サブチャネルの最適な利用に注意を払いながら、各 デジタル信号の伝送方法と追加信号の有意性との間で本発明による区別をするこ とができるので、各々制限された伝送容量のみを有する複数の異なるサブチャネ ルにわたって、それら追加信号の有意性を最適に分配することができる。本発明 によるときは、必要な全チャネル容量が全体の使用可能チャネル容量を超えない 限り、サブチャネル当たりの利用可能なチャネル容量および付加信号当たりの必 要なチャネル容量に注意を払うことなく、複数の追加信号を同時に伝送できるき で、充分な融通性か得られる。 追加信号は、例えば、サイド　パネル、高品質ステレオサウンド、クロミナンス 信号、高周波輝度もしくはテレテキストのようなデータ　サービス用の信号とす ることができる。追加信号内に再度クロミナンス信号をとりあげることにより、 本発明受像機において既知のクロス　カラー　エラーを除去することかできる。 また、一般のテレビジョン信号成分、再度のクロミナン信号および高品質ステレ オ　サウンドに加えてサイドパネルを同時に伝送することにより、表示に際し、 ＭＡＣテレビジョン信号を用いて得られるワイド　イメージ　テレビジョン画像 およびサウンドにきわめて近いワイド　イメージ　テレビジョン画像およびサウ ンドか得られる。この場合、必要に応じてサイド　パネルおよびクロミナンス信 号を使用することで足りるようにすることもてきる。また、輝度とクロミナンス 間の満足な分離を他の方法で得ることが可能な場合は、クロミナンス信号か再度 伝送されなかったことて未使用のままだったチャネル容量を例えは高周波輝度信 号の伝送用に使用することができるので、より高い解像度をもったディスプレイ を得ることが可能となる。 近い将来において利用しうるようなワイド　イメージ画像素材の数はそれ程多い ものとは思われない。本発明により与えられる融通性は、サイド　パネルを伝送 するためには必要でないチャネル容量をサイド　パネルか伝送されていないとき 、他の追加信号用として利用することを可能にする。 また、ＡＩＡＣテレビジョン　システムにより符号化されたワイド　イメージ　 テレビジョン信号用の表示装置に本発明による拡張複合テレビジョン信号用のデ コーダ回路を付加することにより、さらに有効にＭＡＣ受像機のワイド　イメー ジ　ディスプレイを使用することかできる。それは本発明サイド　パネルを用い て拡張した複合テレビジョン　システムによるワイド　イメージ　テレビジョン 信号はワイド　イメージ　ディスプレイを完全に使用していることによる。 以下、図面により本発明を説明する。 添付図面において、 第１図は本発明に係る拡張複合テレビジョン　システムのブロック図、 第２図は、垂直空間周波数ドメイン（ｖｅｒｔ　ｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌｆ ｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｏｍａｉｎ）におけるＰＡＬ信号の重要な周波数を示す図 、第３ａ図は本発明による拡張エンコーダまたはデコーダ内で使用するデシメー ティング　フィルタおよび補間フィルタの連続を示すブロック図、 第３ｂ図はデシメーティング　フィルタの簡単な実施例のブロック図、 第３ｃ図は補間フィルタの簡単な実施例のブロック図、第４図はクロス　カラー およびクロス　ルミナンスを除去するようにした本発明拡張エンコーダのブロッ ク図、第５図はクロス　カラーおよびクロス　ルミナンスを除去するようにした 本発明拡張デコーダのブロック図、第６ａ図はＳＥＣＡＭテレビジョン　システ ムとともに使用するに適する拡張エンコーダの第１実施例のブロック図、第６ｂ 図はＳＥＣＡＭテレビジョン　システムとともに使用するに適する拡張エンコー ダの第２実施例のブロック図、第７図はＳＥＣＡＭテおビジョン　システムとと もに使用するに適する拡張デコーダの実施例のブロック図、第８図は残留側波帯 フィルタの可能な振幅特性Ｉ　Ｈｖｓ！ｌ　（ｒ）　　ｌを示す図、 第９図は４つのテレビジョン　ライン上の輝度、クロミナンスおよび追加情報の 配置を示す図、 第１０図はクロミナンス副搬送波の追加変調およびタイム　バリアント　フィル タリング（時間空間フィルタリング）を用いて付加的情報を両立可能な方法で伝 送しうるよう形成した本発明拡張デコーダの一実施例のブロック図、第１１ａ図 および第１１ｂ図は第１Ｏ図示実施例内の第１ビルデイング　ブロックＡの２つ の実施例のブロック図、第１２ａ図および第１２ｂ図は第１Ｏ図示実施例内の第 ２ビルデイング　ブロックＢの２つの実施例のブロック図、第１３図は本発明に よる拡張エンコーダの他の実施例のブロック図、 第１４ａ図および第１４ｂ図は第１３図示エンコーダ内のビルディング　ブロッ クＣの２つの実施例のブロック図、第１５図は本発明による拡張エンコーダのク ロミナンス　セクションの変形例のブロック図、 第１６図は垂直帰線消去期間内に含まれる測定ラインを示す図、第１７図は第１ ６図示測定ラインの生じている期間中作動するようにした位相エラー補償回路の 一実施例の一部を示す図、第１８図は、第１７図示回路内に発生する信号波形図 、第１９図はビデオ信号の一部を含む画像情報の開作動するようにした第１７図 示回路の一部のブロック図、第２０図、第２１図、第２２図、第２３図、第２４ 図および第２５図はそれぞれ第１Ｏ図、第１１ａ図、第１２ａ図、第１３図、第 １４ａ図および第１５図示実施例の変形を示す図、 第２６図は第２０図ないし第２５図の実施例とともに使用するに適するサンプル 　レート増減方法を示す対の２つの連続するラインの配置を示す図、 第２７図は本発明による拡張エンコーダおよび拡張デコーダ内で行われるへきタ イム　バリアント　フィルタリング動作を示す図、 第２８ａ図および第２８ｂ図は別個の副搬送波を用いて付加的情報を搬送するよ うにしたシステム用として適する本発明拡張エンコーダおよび拡張デコーダのブ ロック図、第２９ａ図および第２９ｂ図は別個の副搬送波を用いて付加的情報を 搬送するようにした他のシステム用として適する本発明拡張エンコーダおよび拡 張デコーダのブロック図、第３０図は別個の副搬送波を用いて付加的情報を搬送 するようにした本発明の第３システムによりＹ／Ｕ／Ｖ／Ｄ、／Ｉ）、情報を等 しくした垂直空間周波数ドメインにおける３つの瞬時のブロックの２つの形状を 示す図、 第３１図はＰＡＬモディファイヤを示す図、第３２図および第３３図はこの第３ システムの第１変形例による拡張エンコーダおよび拡張デコーダのブロック図、 第３４図はこの第３システムの第２変形例とともに使用するための第３０図示形 状の変形を示す図、 第３５図および第３６図はこの第２の変形例による拡張エンコーダおよび拡張デ コーダのブロック図、 第３７図は第２８図ないし第３０図に示す各方法用として使用するため、付加的 情報の残留側波帯変調と直角変調を組合せた状況を示す図、 第３８図は第３１図の特性を得るための実施例を示すブロック図である。 “拡張複合ＴＶシステム”は拡張エンコーダならびに拡張デコーダにおいて付加 的作動を実行しうるよう両立性を有する方法で拡張した現存の複合ＴＶシステム （例えば、ＰＡＬ、　ＮＴＳＣ，ＳＥＣＡＭ）を意味するものと理解すべきであ る。これらの付加的作動はそれぞれ付加的情報の付加および抽出であり、この情 報は例えば、−ＩＦビジョン　キャリヤの直角変調 −アクティブ　ビデオ部分における追加キャリヤ上の変調−未使用スペクトラム の使用（ＰＡＬ　／ＧにおけるＩＭＨｚ）−さらに有効な帰線消去期間（例えば 、水平もしくは垂直オーバースキャン）の使用 のように異なる方法で付加することができる。 文献によれば、付加的情報はその情報の形式が固定されているアナログ　ビデオ 情報に限定されるという提案か知られている。 複合ＴＶチャネル内で（例えば、上述のサブチャネルのような）複数の“サブチ ャネルじを区別てきるという事実からスタートして、その有意性（５１ｇｎ１ｆ 　１ｃａｎｃｅ）か当初自由なデジタル情報でこれらのチャネルを満たし、所定 量のデータから始まってこの情報か種々の異なるサブチャネル上に最適に分配さ れるようにすることか提案されている。 これは、データを伝送する方法とこれらのデータの有意性との間を区別すること ができることから大きな融通性をもたらす。 実際上、このことは、放送業者の希望およびプログラム素材に応じて、どのよう にデータを翻訳しなければならないかを示す“コード”を拡張受像機が受信する という条件で、これらのデータに異なる意味か与えられることを意味する。 この融通性の例は、例えば“サイド　パネル”を符号化しかつそれらを付加的デ ジタル情報として伝送することにより、１６．９のアスペクト比を有する画像を 互換可能な方法で伝送しようとする状況において発見することができる。しかし 、近い将来において工６：９の画像素材が大量に出廻るとは思われず、さらに多 量の４・３画像素材の供給が常時存在することが考えられ、しかも常にこの素材 を伝送しうるようにすることが必要である。過渡的な状態や４；３画像の放送中 、実現されるデータ容量は他の目的、例えば、クロス　カラーの除去、デジタル ステレオ　サウンドまたは“テキスト（ＴＥＸＴ）”目的用として使用すること ができる。 特定の実施例は、現在の付加的アナログ情報を任意の有意性を有するデジタル情 報で置換えたＡＣＴＶシステムの変形とすることができる。一般に、本発明の場 合、追加情報の付加は、−例えば、適当に選定した符号化方法（例えば、ＡＭＩ 　）によりなんらのＤＣを含まないＩＰキャリヤの直角位相上にＮレベル　デジ タル　ベースバンド信号を変調する方法による中間周波（ＩＰ）画像キャリヤの 直角変調 一アクチイブ　ビデオ部分、すなわち、画像情報を含む部分における追加副搬送 波の（デジタル）変調（例えばデジタル変調の場合は１６−ＱＡＭ　）、 一時変数フィルタリングを使用しての異なる位相関係でのクロミナンス副搬送波 の変調、 一未使用スペクトラムの使用（ＰＡＬ　／Ｇテレビジョン伝送システムにおける 各チャネル内でＩＭＩ（ｚが使用されないままになっている）、 −例えば、水平方向のオーバースキャン（ｏｖｅｒｓｃａｎ）におけるデジタル 　ベースバンド信号の伝送のようなテレビジョン信号の不可視部分の有効な使用 により実現される。 第１図は実現可能な融通性および付加的デジタル情報の有意性の特定実施例を示 す。この場合には、拡張エンコーダ３７および拡張デコーダ８３に上記の技術を 使用している。第１図においては、放送業者の希望に応して付加的データ容量を 満たすのに、次の２つのオプション、すなわち、 （１１１６：９画像のサイド　パネルの伝送（２）拡張受像機がクロス　カラー のない画像を受信しうるような全ＵＶ情報（適当な形でビット　レートを減少さ せた）および付加的オーディオ信号の伝送 か可能である。 この場合、これら２つより多いオプションを有する多数の変形か考えれらること 勿論である。 第１図に示す拡張テレビジョン　システムのエンコーダ　セクションにおいて、 ４：３のアスペクト比（縦横比）を有するカメラ１の出力３は制御信号ＳＬによ り制御するようにした切換スイッチ７の第１切換接点５に接続し、１６：９のア スペクト比を有するワイド　イメージ　カメラ（広角カメラ）９の出力１１はス プリッタ１５の人力１３に接続する。このようなスプリッタの適当な実施例に関 しては、欧州特許ＥＰ−Ａ　Ｏ，２９３，９８６号（特開昭６３−３１６５８３ 号）を参照されたい。スプリッタ１５はその第１出力１７からスイッチ７の第２ 切換接点１９にピック　アップされた１６：９画像の４．３中央部分を供給し、 その第２出力２１からデジタル　パネル　エンコーダ２５の入力２３にサイド　 パネルＰを供給する。前記パネル　エンコーダ２５の出力２７は制御信号ＳＬに より制御するようにした切換スイッチ３１の第１切換接点２９に接続する。また 、スイッチ７の共通端子３３はチャネル　エンコーダ３７の一般のテレビジョン 信号成分用の入力３５にこれを接続する。 チャネル　エンコーダ３７はデジタル的に符号化された追加信号（ｅｘｔｒａ　 ｓｉｇｎａｌ）　Ｄをこの目的のために指定された複数のサブチャネル上に分配 し、一般のテレビジョン信号成分ＹＵＶをアナログ的に符号化し、分配されたデ ジタル信号とアナログ的に符号化された一般のテレビジョン信号を組合せて、本 発明による拡張テレビジョン信号を生成するに適するよう形成する。複数のサブ チャネルへのデジタル　データ流の分配はディマルチプレクサを介して行うこと ができる。複数の可能なサブチャネルに対してデジタル追加信号りをそれらが一 般の受像機では見えないか、はとんと見えないような方法でどのようにして伝送 しうるかに関しては、第２図および他の図面に関連して、後述することにする。 スイッチ７の共通端子３３は、さらにデジタル　クロミナンスエンコーダ４１の 入力３９にも接続し、前記エンコーダ４１の出力４３をマルチプレクサ４７の第 １人力４５に接続する。また、オーディオ　レコーダ４９の出力５１をデジタル 　オーディオ　エンコーダ５５の入力５３に接続し、前記エンコーダ５５の出力 ５７をマルチプレクサ４７の第２人力５９に接続する。さらに、前記マルチプレ クサ４７の出力６１をスイッチ３１の第２切換接点６３に接続し、前記スイッチ ３１の共通端子６５をマルチプレクサ６９の第１人力６７に接続し、前記マルチ プレクサ６９の第２人カフ１に制御信号ＳＬを供給するようにする。また、マル チプレクサ６９の出カフ３をチャネル　エンコーダ３７の第２人カフ５に接続し 、前記エンコーダ３７の出カフ７を伝送チャネルまたは記憶チャネル７９を介し てチャネル　デコーダ８３の入力８１に接続する。 チャネル　デコーダ８３においては、拡張テレビジョン信号から一般のテレビジ ョン信号成分ＹＵＶを得てこれを第１出力８５に供給し、さらに、付加信号が分 配されている複数のサブチャネルからデジタル的に符号化されたこれらの付加信 号りを得た後、マルチプレクサにより組合せ、チャネル　デコーダ８３の第２出 力８７にこれを供給する。複数のサブチャネルからデジタル追加信号りを再び得 るのにどのような技術を使用しうるかについては、第２図およびその他の図面に 関連して後述することにする。 チャネル　デコーダ８３の出力８５はステイツチング（ｓｔｉｔｃｈｉｎｇ）回 路９Ｉの第１人力８９に一般のテレビジョン信号成分を供給する。 前記ステイツチング回路９１は一般のワイド　イメージ　テレビジョン画像の中 央部分をステイツチング回路９１の第２人力９３に供給されるサイド　パネルに ステイフナ（ｓｔｉｔｃｈ）する機能を有する。このようなステイツチング回路 の実施例については前述の欧州特許εＰ−Ａ　Ｏ，２９３，９８６号（特開昭６ ３−３１６５８３号）を参照されたい。 また、チャネル　デコーダ８３の出力８７はディマルチプレクサ９７の入力９５ に接続し、一方においてはその第１出力９９に追加信号から制御信号を得、他方 においてはその第２出力１０１にサイド　パネルあるいは追加クロミナンスおよ びオーディオ信号を得るようにする。ディマルチプレクサ９７の出力１０１は制 御信号ＳＬにより制御されるようにした切換スイッチ１０５の共通端子１０３に 接続する。また、前記スイッチ１０５の第１切換点１０７をパネル　デコーダ１ １１の入力１０９に接続し、前記デコーダ１１１の出力１１３を前記ステイツチ ング回路９１の入力９３に接続する。 スイッチ１０５の第２切換接点１１５はこれをディマルチプレクサ１１９の入力 １１７に接続し、前記ディマルチプレクサ１１９の第１出力１２１からデジタル 　クロミナンス　デコーダ１２５の入力］２３にデジタル的に符号化されたクロ ミナンス信号を供給するようにする。また、ステイツチング回路９１の出力１２ ７は制圓信号ＳＬにより制御するようにした切換スイッチ１３１の第１切換接点 １２９に接続し、前記スイッチ１３１の第２切換接点１３３をクロミナンス　デ コーダ１２５の出力１３５に接続する。この場合、スイッチ１３１の図示の位置 においては、ステイツチング回路９１により復元されたワイド　イメージ　テレ ビジョン信号のクロミナンス信号Ｕｖがスイッチ１３１を介して１６：９表示ユ ニット１３９のクロミナンス信号人力１３７に供給され、スイッチ１３１の他の 位置においては、付加的に伝送されたクロミナンス信号がディスプレイ　ユニッ ト１３９に供給され、既知のクロス　カラーエラーのない表示か得られる。また 、ステイツチング回路９１の輝度信号出力１４１はディスプレイ　ユニット１３ ９の輝度信号人力１４３に輝度信号Ｙを供給する。ワイド　イメージ拡張テレビ ジョン信号か受信された場合、ステイツチング回路９１は復元されたワイド　イ メージ　テレビジョン信号を供給するが、サイド　パネルか受信されない場合は 、ステイツチング回路９１は、１６：９デスプレイ　ユニット１３９上に表示し つるよう例えは、灰色のサイド　バーの付加された一般の中央部分のみを供給す る。 ディマルチプレクサ１１９の第２出力１４５はデジタル　オーディオ　デコーダ １４９の入力１４７にデンタル的に符号化されたオーディオ信号を供給するよう にし、前記デコーダ１４９の出力１５１を拡声器１５３に接続する。 ここで、まず最初に、例えは、ＰＡＬまたはＳＥＣＡＭデコーダにおいてきわめ て良好な輝度／′クロミナンス分離を得る新奇な方法の実施例について本発明の 他の局面にも使用する時変数フィルタリング（ｔｉｍｅ　ｖａｒｉａｎｔ　ｆｉ ｌｔｅｒｉｎｇ）の技術に関し、第２図ないし第７図により説明することにし、 その後で、本発明による拡張複合テレビジョン　システム用の２つの可能なサブ チャネルについて第８図ないし第２６図および第２７図ないし第３８図に関し説 明することにする。 ＰＡＬシステムにおけるクロス　カラー（ＸＣ）およびクロスルミナンス（ＸＬ ）低減の問題は長期にわたって知られており、多くの文献に記載されている。こ れらはエンコーダもしくはデコーダにおける１次元、２次元または３次元の線形 時間不変フィルタ（ｌｉｎｅａｒ　ｔｉｍｅ−ｉｎｖａｒｉａｎｔ　ｆｉｌｔｅ ｒ）にもとづくものである。基本的な制限は輝度信号Ｙとクロミナンス信号Ｕ／ Ｖの完全な分離はそれらを３Ｄ（３次元）スペクトラムにおける理想的（すなわ ち方形）フィルタにより相互に分離した場合のみしか得ることができないことで ある。しばしば用いられる解は、分離水平フィルタ（ｓｅｐａｒａｔｅ　ｈｏｒ ｉｚｏｎｔａｌ　ｆｉｌｔｅｒ）で、この場合には、低い水平７周波数と高い水 平７周波数を分離した後、垂直空間ドメイン（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒ ａｌ　ｄｏｍａｉｎ）において、Ｕ／■周波数と高い水平７周波数を濾波し、Ｙ とＵＺｖ間に生ずるオーバーラツプの量か最小となるようにしている。この垂直 空間フィルタリング（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　ｆｉｌｔｅｒｉｎ ｇ　）は、２ＴＬ、　３１２ＴＬまたは１２５０ＴＬ遅延素子をベースにして実 施することかできる。たたし、ＴＬはライン周期を示す。この場合、コストおよ びその実現を考慮すると、遅延素子の数は制限されること明らかである。この方 法は、フィルタが明確なバスバンドおよびストップバンドを有せず、ＸＣおよび ＸＬの残留か常に存続するという難点を有する。また、ＸＣおよびＸＬの残留と 複雑性との間に好適な妥協をはかるようにした３−Ｔ、、（１−２−１）横形フ ィルタ（ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ　ｆｉｌｔｅｒ）もしばしば使用される。これ らのフィルタをエンコーダならびにデコーダ内で使用する場合は、周波数ドメイ ンにおいて、それぞれＦ、＝Ｏ，Ｆ、＝ＦアまたはＦアコ０の方向に（ｃｏｓ（ Ｘ））”°４振幅特性が全体にわたって生成されるので、垂直空間バンド幅（ｖ ｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌｂａｎ＋ｊｗｉｄｔｈ　）かかなり小となる 。３１２ＴＬ遅延素子を用いてこれを実現した状況を第２図に示す。３１２ＴＬ 遅延素子の場合（および１２５０ＴＬの場合）には、特に可動カラー面の縁部に おいて見ることか可能な解像度の一時的ロス（はけ）が起こる可能性がある。 本発明によるフィルタリング技術は上述の時間不変フィルタリングと異なり線形 時変数フィルタリング（ｌｉｎｅａｒ　ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｎｔｆｉｌｔｅｒ ｉｎｇ）を用いてＹとＵ／Ｖの完全な分離を与えるようにしている。ここに提案 する方法はＮＴＳＣおよびＰＡＬにおけるクロミナンス副搬送波周波数とライン 周波数間の関係の基本的な差異のためＮＴＳＣのＡＣＴＶシステムの“内部フレ ーム平均化（ｉｎｔｒａｆｒａｍｅａｖｅｒａｇｉｎｇ　）”技術とは基本的に 相違している。本発明はＳＥＣＡＭシステムにも適用することが可能で、これに ついては第６図および第７図に関し後述する。 本発明によるタイム　バリアント（時変数）フィルタリング技術の原理は、所定 のサンプリング　ポイントからスタートして、“Ｕ”副搬送波および“■”副搬 送波は、２ＴＬ、　３１２ＴＬまたは１２５ＯＴＬｉ＆のサンプリング　ポイン トにおいて約１８０°位相偏移されるという事実にもとづくものである。ここで 、“Ｕ”副搬送波は標準ＰＡＬ副搬送波を意味し、“Ｖ′副搬送波はライン・オ ルターネーティング（ｌｉｎｅ−ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ）　十／　−１により 乗算された標準ＰＡＬ副搬送波を意味するものと理解すべきである。また、この 方法は、原理的には２ＴＬ、　３］２ＴＬまたは１２５０ＴＬのいずれに等しい 遅延周期Ｔ、でも使用可能であるか、実際には、Ｔ、が２ＴＬまたは１２５０Ｔ Ｌに等しい場合よりむしろＴ、か３１２ＴＬに等しい場合の方か画像品質か大幅 に良くなることか判明した。 Ｕ／八へ情報が２つのサンプリング　ポイントにおいて対状に等しく、Ｙ情報（ すなわち、高い水平周波数）も等しい場合は、高周波Ｙ情報は、漂準的Ｐ’ＡＬ エンコーダ動作が行われた後、上述のサンプリング　ポイントにおいて対の情報 を抽出し、それらを２て除算（これは高周波Ｙ成分を生ずる）することにより、 本発明拡張デコーダ内の変調Ｕ／Ｖ情報から再度分離することができ、その後、 Ｕ／Ｖおよび高周波数Ｙの双方に関して垂直空間補間（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅ ｍｐｏｒａｌ　１ｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ　）が行われなけれはならない。 上述の２つのサンプリング　ポイントにおいて情報か同じてなければならないと いう事実は、実際上、本発明拡張エンコーダにおいて達成されなければならない 次の４つのアクション（機能）を含む。すなわち、 １）簡単な平均化を可とする垂直空間低域フィルタリング（第３ａ図のブロック ２０１　’）　、実際上、このフィルタは必須のものではないが、不必要なエイ リアシング（ａｌ　ｉａｓｉｎｇ）を防止する機能を有する。 ２）ファクタ２による垂直空間サンプリング　レートの減少、これは、アクショ ン１とともにデシメーティング　フィルタを形成し、したがって時間変化形であ る（第３ａ図のブロック２０３）。 ３）　ファクタ２による垂直一時サンプリング　レートの増加（ブロック２０５ 参照）。このサンプリング　レートの増加は、アクション２のサンプリング　レ ートの減少と同相で起こるようにする。図においては、ブロック２０３および２ ０５に同−制画信号Ｃ０ＮＴを供給することで表示している。 ４）実際上、最も簡単な低域フィルタを可とする垂直空間反復（ｖｅｒｔｉｃａ ｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　ｒｅｐｉｔｉｔｉｏｎ）　ｏこれは、アクション３とと もに補間フィルタを形成し、したがって時間変化形である（第３ａ図のブロック ２０７参照）。 したがって、全体のアクションは入力および出力サンプリング構造か同一のデシ メーティング　フィルタと補間フィルタの連続である。一般的な全体のモデルは 第３ａ図に示すとおりであるが、デシメーティング　フィルタは第３ｂ図に示す ように簡易化することかでき、また簡単な補間フィルタは第３Ｃ図に示すように 構成することができる。これらの信号動作はＹの高い水平周波数成分で、全体の Ｕ／Ｖ信号上で行われるべきである。第４図はエンコーダ端における現在の状態 に関する変形を示す。 また、第５図はデコーダ端における現在の状態に関する変形を示す。まず、始め に、高い周波数を低い周波数から分離させた後、第５図のフレーム　セクション ５０９によりデシメーティング　フィルタ（平均化装置、ａｖｅｒａｇｅｒ）を 用いて高い輝度周波数Ｙｈ°をクロミナンス変調Ｃ３から分離させ、次にデシメ ートされた高い周波数の輝度信号Ｙ、′を補間フィルタを介して低い周波数の輝 度信号Ｙ１に加算する。カラー復調はフレーム周期ごとに１つの（アクティブ） フィールド周期の間のみ作動可能とし、その後復調（かつデシメート）されたＵ ／Ｖ信号を元のインターレース　サンプリング構造にインターポレート（補間） する。理論的には、これらの補間フィルタは所望に応じ複雑なものとすることも てきるが、この目的のためには通常レピータが使用される（第３ｂ図参照）。ま た、エンコータにおけるデシメーティング　フィルタも所望により複雑なものと することができる。 決定的に重要なポイントは、エンコーダおよびデコーダ内でサンプリング　レー トを増減させる手段は同相でなければならないということである。これがため、 合成ＰＡＬ信号は同期目的用にきわめて充分な可能性を与えている。 上述の（理想的な水平バンドスプリッタ　フィルタを使用した）技術は本発明拡 張デコーダによりＹおよびＵ／Ｖの完全な分離をもたらすこと明らかであるが、 理想的でないデシメーティング　フィルタによりなんらかの垂直空間エイリアシ ング（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　ａｌｉａｓｉｎｇ）の欠点を有し 、この欠点は本発明による拡張デコーダと標準デコーダの双方の場合に起こる。 また、上記技術の他の欠点はサンプリング　レートの減少に起因する垂直一時反 復スペクトラムの残留（ｒｅｓｉｄｕｅ　）であり、標準デコーダに対する残留 は理想的でない補間フィルタ（レピータ）により決められ、拡張デコーダに対す る残留はこのデコーダ内にある補間フィルタ（レピータでも可）により決められ る。しかし、最も簡単なデシメーティング　フィルタおよび補間フィルタの場合 には、（それぞれ）Ｆ＋＝ｏ、Ｆア＝Ｆ、またはＦア＝０の方向における周波数 スペクトラム内に全体として（ｃｏｓ（Ｘ））　”２振幅特性が得られ、かくし て線形時間不変形（１−２−１）横形フィルタに比し、２倍の大きさの垂直空間 バンド幅が得られる。 第３ｂ図は第３ａ図に２つの別のブロック２０１および２０３として示したデシ メーティング　フィルタの実施例を示す。デシメーティング　フィルタの入力２ ００は第１サンプル　シー１〜減少回路２１１の入力２０９に接続するほか、遅 延回路２１３を介して第２サンプル　レート減少回路２１７の入力２１５にも接 続する。前記サンプル　レート減少回路２１１および２１７の制御人力２１９お よび２２１にはそれぞれ制御信号Ｃ０ＮＴを供給する。また、サンプルレート減 少回路２１１および２１７の出力２２３および２２５を加算器２３１の入力２２ ７および２２９にそれぞれ接続し、前記加算器２３１の出力２３３を二等分回路 （１７２回路）２３５を介して端子２０４に接続する。 第３Ｃ図は第３ａ図に２つの別個のブロック２０５および２０７として示した補 間フィルタの実施例を示す。端子２０４により構成した補間フィルタの入力は切 換スイッチ２３９の第１切換接点２３７に接続するほか、遅延回路２４１を介し て切換スイッチ２３９の第２切換接点２４３にも接続し、さらに前記切換スイッ チを補間フィルタの出力２０８に接続する。 例えは、第６ａ図または第６ｂ図による拡張エンコーダに示すように、第３ｂ図 のサンプル　レート減少回路２１１および２１７は、これらの回路２１１および ２＋７により除去されるべきサンプルが第３Ｃ図示スイッチ２３９により使用さ れないままであるため、実際には必要としない。サンプル　レート減少回路２１ １および２１７は、例えは、２度目の各フィールド同期の間にサンプル　レート 減少回路によりサンプルが供給されない周期の間、これらの回路に後続する回路 素子を他の目的のために使用しうろことを示している。 第４図は、クロス　ルミナンス　エラーおよびクロス　カラー　エラーなしに、 デコーダ　サイトにおいて例えばＰＡＬ信号の表示を可能にするための、本発明 時変数形フィルタリングエンコーダを示す。輝度信号Ｙ用の入力４０１は水平低 域フィルタ４０５の入力４０３に接続するほが、遅延素子４０７を介して減算器 ４１】の非反転入力４０９に接続する。また、前記水平低域フィルタ４０５の出 力４１３を減算器４１１の反転入力４１５に接続し、さらに遅延素子４Ｉ７を介 して加算器４２１の第１人力４１９に低周波数の輝度信号Ｙ１を供給するように する。前記減算器４１１の出力４２３からはデシメーティング／補間フィルタ４ ２５（第３ａ図参照）に高周波数の輝度信号Ｙ、を供給するようにし、前記フィ ルタ４２５からは加算器４２１の第２人力４２７に時変数的に濾波された高周波 数の輝度信号Ｙ　ｈ”を供給するようにする。さらに加算器４２１の出力４２９ からＰＡＬエンコーダ４３３の輝度信号人力４３１に時変数的に濾波された輝度 信号Ｙ°を供給する。 クロミナンス信号Ｕ用の入力４３５は遅延素子４３７を介してデシメーティング ／補間フルタ４３９（第３ａ図参照）に接続し、前記フィルタ４３９からＰＡＬ エンコーダ４３３のＵ信号人力４４１に時変数的に濾波されたクロミナンス信号 Ｕ°を供給するようにする。 またクロミナンス信号Ｙ用の入力４４３は遅延素子４４５を介してデシメーティ ング／補間フィルタ４４７（第３ａ図参照）に接続し、前記フィルタ４４７から ＰＡＬエンコーダ４３３のＶ信号人力４４９に時変数的に濾波されたクロミナン ス信号■０を供給するようにする。 ＰＡＬエンコーダ４３３のクロミナンス信号人力４４１および４４９はこれらを ＰＡＬクロミテンス変調器４５１に接続し、前記変調器４５１から加算器４５５ の第１人力４５３に被変調クロミナンス信号Ｃ″を供給するようにする。また、 前記加算器４５５の第２人力４５７をＰＡＬエンコーダ４３３の輝度信号人力４ ３１に接続し、加算器４５５の出力４５９がら時変数的に濾波された符号化ビデ オ信号ＣＶＢＳを供給するようにする。 第５図はクロス　ルミナンス　エラーおよびクロス　カラーエラーなしに例えは ＰＡＬ信号を表示するための本発明時変数フィルタリング　デコーダを示す。図 示のように、デコーダの入力５０１には時変数的に濾波された符号化ビデオ信号 ＣＶＢＳを供給するようにする。前記入力５０１は水平低域フィルタ５０３に接 続して前記フィルタ５０３がら減算器５０５の反転入力（−）に低周波数の輝度 信号Ｙ１を供給するようにするほか、補償遅延素子５０７を介して減算器５０５ の非反転入力（＋）にも接続する。減算器５０５は、デシメートされた高周波数 の輝度信号Ｙ、′およびデシメートされたクロミナンス信号Ｃ′を得るため、デ シメーテング隔離フィルタ５０９に濾波された高周波数ビデオ信号Ｙ、’＋ｃ” を供給する。 デシメーティング隔離フィルタ５０９においては、高周波数のビデオ信号Ｙｂ” 　＋ｃ’″が遅延素子５１３を介して第１サンプルレート減少回路５１１および 第２サンプル　レート減少回路５１５に供給されるようにする。２つのサンプル 　レート減少回路５１１および５１５の出力信号からは加算器５１７および第に 等分回路（＋／’２回路）５Ｉ９を介してデシメートされた高周波数の輝度信号 Ｙ　ｂ　’を導出し、減算器５２１および第２等分回路５２３を介してデシメー トされたクロミナンス信号Ｃ′を導出するようにする。高い周波数のデシメート された輝度信号Ｙ％はサンプルレート増加回路５２５および２次元低域フィルタ ５２７を含む補間フィルタに供給し、前記補間フィルタから高周波数の輝度信号 Ｙ、を導出するようにする。加算器５２９は補償遅延素子５３１により遅延させ た低周波数の輝度信号Ｙ１と高周波数の輝度信号Ｙ、を結合して、時間変化的に 濾波された復号輝度信号Ｙを導出する機能を何する。 デシメートされたクロミナンス信号Ｃ′は一般のＰＡＬ復調器または標準ＰＡＬ 復調器５３３に供給し、前記ＰＡＬ復調器５３３からデシメートされたクロミナ ンス信号Ｕ′およびＶ′を得るようにする。これらのデシメートされたクロミナ ンス信号Ｕ′およびＶ′はそれぞれサンプル　レート増加回路５３５．５３７お よび２次元低域フィルタ５３９．５旧を含む補間フィルタに供給し、前記補間フ ィルタからギれぞれ時変数的に濾波された復調クロミナンス信号ＵおよびＶを導 出するようにする。サンプル　レート減少回路５１１．５］５およびサンプル　 レート増加回路５２５．５３５゜５３７のすべては同一制御信号Ｃ０ＮＴにより 制御するようにする。 上述の技術を要約すると、デシメーティングおよびインターポレーテンク３次元 フィルタ（時変数フィルタリンク）を使用することにより、例えは、ＰＡＬテレ ビジョン　システムの送信機ならひに受信機において実質的に完全な輝度とクロ ミナンスの分離を得ることができ、したがって、クロス　カラー　エラーおよび クロス　クロミナンス　エラーを抑制することが可能となる。ただし、高周波数 の輝度およびクロミナンスにおける若干のパーティカル　テンポラル　エイリア シング（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　ａｌｉａｓｉｎｇ）の欠陥は残 る。 ＮＴＳＣシステムおよびＰＡＬシステムにおいては、いわゆる櫛形フィルタを使 用することによりクロミナンス成分と輝度成分間のクロストークを減少させるこ とができる。一方現在使用されているＳＥＣＡＭシステムの場合は、ＳＥＣＡＭ システムで使用される周波数変調の故に櫛形フィルタを使用することができず、 したかって、連続するラインまたは隣接するライン間には信頼に足る位相関係か 存在しない。 本発明の他の局面によれば、２つの隣接する各画像ラインに対して固定位相関係 が存在するよう伝送信号を修正し、輝度成分とクロミナンス信号を分離する可能 性を与えることが提案されている。エンコーダ端においては、これは原則として 第６ａ図に示すようにして実現することができる。フレーム周期（４０ｍｓ）の 第１フィールド周期（２０ｍｓ）の間にはスイッチｓ２およびｓ３は図示の状態 にあり、まったく修正されないＳＥＣＡＭ信号が伝送される。第２フィールド周 期の間には、スイッチｓ２およびｓ３は他の状態にあってクロミナンス漬汁の遅 延は３１２ライン周期てあり、同じことか高周波数の輝度成分にも適用される。 ＳＥＣＡＭ標準をベースにした場合、（３１２は６倍（Ｓｉｘｆｏｌｄ　）であ るため）３１２ライン周期の遅延の結果、クロミナンス搬送波の位相は３１２ラ イン周期前と比べて第２フィールド周期の間常に反対位相にある。 これは第７図に示すように高周波数の輝度成分をクロミナンス成分から分離する 可能性を与える。第６ａ図および第７図は複数の可能性の例を示し、第６ｂ図は 本発明の現局面による拡張エンコーダの僅かに異なる実施例を示す。この場合に は、平均化操作は２つの連続する画像ラインに対して行われる。また、デジタル 信号処理は３１２ライン周期後に信号を全く等しくするため使用される。 提案のもっとも重要な利点はＳＥＣＡＭ標準の記述を修正する必要がないことて 、かくして本方法は任意の標準の修正なしに導入することができる。なお、上記 提案において、エンコーダおよびデコーダ内のスイッチＳ２およびＳ３は同相に 結合されるべきである。 第６ａ図に示す本発明時変数フィルタリングＳＥＣＡＭエンコーダにおいて、入 力６０１．６０３および６０５における赤（Ｒ）、緑（Ｇ）および青（Ｂ）の画 像信号はマトリックス回路６０７に供給し、前記回路６０７から輝度信号Ｙなら びに色差信号Ｒ−ＹおよびＢ−Ｙを導出させるようにする。前記輝度信号Ｙは遅 延回路６０９を介して低域フィルタ（ＬＰＦ　’）　６１１および高域フィルタ （ＨＰＥ　）６１３に供給し、これらフィルタからそれぞれ低周波数輝度信号Ｙ １および高周波数輝度信号Ｙ、を得るようにする。高周波数輝度信号Ｙ、はＡ／ Ｄ変換器６１５においてＡ／Ｄ変換した後、画像周波数（ｆ９）て作動する切換 スイッチＳ２の第１切換接点に供給するほか、１フイ一ルド周期の遅延時間を有 する遅延回路６１７を介してスィッチＳ２第２切換接点に供給する。時変数的に 濾波された高周波数輝度信号Ｙｈ′にＤ／Ａ変換器６１９でＤ／Ａ変換した後、 加算器６２１に供給する。前記加算器６２１には補償遅延回路６２３により遅延 を与えた低周波数輝度信号をも供給するようにし、その加算器６２１の出力から ＳＥＣＡＭエンコーダ６２７の輝度信号人力６２５に時変数的に濾波された輝度 信号Ｙ”を供給する。色差信号Ｒ−ＹおよびＢ−Ｙはライン周波数の１７２の周 波数（１／２ｆ、）で作動する切換スイッチＳ１の関連の切換接点に供給するよ うにし、かくして一方または他の色差信号のいずれかかＳＥＣＡＭ標準にしたか ってライン交番方式で供給されるようにする。供給された色差信号は低域フィル タ（ＬＰＦ　）６２９により低域濾波され、Ａ／Ｄ変換器６３１によりＡ／Ｄ変 換された後、スイッチＳ３の第１切換接点に供給するほか、１フイ一ルド周期の 遅延時間を有する遅延回路６３３を介して画像周波数（ｆ、）で作動する切換ス イッチＳ３の第２切換接点にも供給するようにする。かくして、前記スイッチＳ ３からは、Ｄ／Ａ変換器６３５によるＤ／Ａ変換を経てＳＥＣＡＭエンコーダ６ ２７の色差信号人力６３７に時変数的に濾波された色差信号（Ｒ−Ｙ）”あるい は（Ｂ−Ｙ）”が供給され、前記ＳＥＣＡＭエンコーダの出力６３９からは時変 数的に濾波されたＳ　ＥＣＡＭ符号化ビデオ信号が導出される。 破線ＡおよびＡ′の間の図の部分は本発明により既知のＳＥＣＡＭエンコーダに 付加した部分である。 第６ｂ図は第６ａ図の破線ＡおよびＡ′間に示す時変数フィルタ回路の他の実施 例を示す。第６ｂ図において、平均化（ａｖｅｒａｇｉｎｇ）は２つの画像ライ ンにわたって行われる。これは第３ａ図に示すブロック２０１の垂直一時低域フ ィルタリングの実施例である。 第６ｂ図においては、輝度信号通路の始めと終わりにそれぞれＡ／Ｄ変換器６１ ５およびＤ／Ａ変換器６１９を配置するようにしており、したがって、第６ａ図 のアナログ　フィルタ６１１．６１３および加算器６２１は第６ｂ図においては 、それぞれそれらのデジタル同等回Ｂ６１１’　、　６１３’および６２１′で 置き換えるようにしている。また、第６ｂ図の高周波輝度信号通路においては、 高域フィルタ６１３′　と接続点Ｃアとの間にフィールド遅延回路６４］および 加算器６４３により形成した平均化回路（ａｖｅｒａｇｅｒ）を配置している。 補償遅延回路６２３′の遅延周期は第６ａ図の等価回路６２３の遅延周期に比し ｌフィールド周期だけ拡大させるようにする。 また、クロミナンス信号通路においては、Ａ／Ｄ変換器６３１　と接続点Ｃ９と の間にフィールド遅延回路６４５および加算器６４７よりなる平均化回路を配置 している。 第７図に示す本発明時変数フィルタリングＳＥＣＡＭデコーダにおいては、入カ フ０１に時変数的に濾波された符号化ＳＥＣＡＭビデオ信号か供給されるように する。前記ビデオ信号は低域フィルタ（ＬＰＦ　）　７０３に供給して、前記フ ィルタ７０３から低周波数輝度信号Ｙ１を得るほか、高域フィルタ（ＨＰＦ　） ７０５に供給して前記フィルタ７０５から時変数的に濾波された高周波数ビデオ 信号Ｙ、”＋Ｃ°を得るようにする。高周波数ビデオ信号はＡ／Ｄ変換器７０７ を介して、遅延回路７０９、減算器７１１および加算器７１３よりなる輝度・ク ロミナンス　スプリッタ７１５に供給し、前記スプリッタ７１５から時変数的に 濾波された高周波数輝度信号Ｙｌ、′および時変数的に濾波されたクロミナンス 信号Ｃ°を得るようにする。 エンコーダ内て時変数的に濾波された高周波輝度信号Ｙ−は画像周波数（ｆ２） で作動する切換スイッチＳ２１および遅延回路７１７を含む時間変化フィルタに 供給し、前記フィルタから高周波輝度信号Ｙｈを導出させる。 エンコーダ内で時変数的に濾波されたクロミナンス信号Ｃ８は画像周波数（ｆ、 ）で作動する切換スイッチＳｓ’および遅延回路７１９を含む時変数フィルタに 供給し、前記フィルタからクロミナンス信号Ｃを導出させる。前記高周波輝度信 号Ｙ、はＤ／Ａ変換器７２１を介して加算器７２３に供給する。また、加算器７ ２３の他の入力には低周波輝度信号Ｙ１を供給して、その出力から輝度信号Ｙを 導出するようにし、この信号をＳＥＣＡＭデコーダ７２７のルミナンス信号人カ フ２５に供給する。クロミナンス信号ＣをＤ／Ａ変換器７２９を介してＳＥＣＡ Ｍデコーダ７２７のクロミナンス信号人カフ３１に供給する。かくすれば、ＳＥ ＣＡＭデコーダ７２７の出カフ３３．７３５．７３７からはそれぞれ赤（Ｒ）、 緑（Ｇ）および青（Ｂ）の画像信号が導出される。 破線ＢおよびＢ′の間の図の部分は本発明により既知のＳＥＣＡＭデコーダに付 加した部分である。 この記述の以下の部分においては、ＰＡＬ　ＴＶ倍信号画像情報部分に付加的情 報を符号化するために使用しつる第１サブチヤネルにつき記載することにする。 この記述部分については第８図ないし第２６図を参照されたい。 以下の記述から分るように標準ＰＡＬ副搬送波上で追加情報を変調し、”＋’Ｕ Ｖ情報から再度この追加情報を分離させることかできることは明らかである。ま た、この場合、満足な分離は拡張エンコーダ端および拡張デコーダ端の双方にお いて所要の措置がとられなければ、ならないことを意味すること明らかである。 この追加情報の伝送の可能性には、種々の方法を使用することができ、アナログ 信号を介しての現存信号成分（輝度信号および双方のクロミナンス信号）への付 加あるいは任意のデジタル情報の伝送が可能である。 一方で追加信号（Ｄ）を分離し、また他方で輝度信号（Ｙ）およびクロミナンス 信号（ＵＶ）を分離する可能性は、一方で時変数フィルタリングの組合せならび にＵ（ｔ）　＋　５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）（ここで５Ｗ（ｔ）はライン　オルタネ− ティング＋／−１）と他方でり、、（ｔ）　　（変調Ｄ　（ｔ）のベースバンド 情報）との間の直角関係の設定をベースにしている。本発明によるときは、次式 で与えられる信号を受信するものとした場合、分離は拡張デコーダ内で行われる 必要がある。 ５ｔ（ｔ）　＝Ｙ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）＋ Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｃ、ｔ）十５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ｃｏｓ（２， Ｐｌ、Ｆ、　ｅ、ｔ）・・・　（］） ここで、Ｆ、ｅはクロミナンス副搬送波周波数に等しく、Ｆ、ｃ＝（２８３３／ ４＋１／６２５　）　Ｆ。 ただし、Ｆｌはライン周波数である。 高周波数（例えば、３Ｍｔ（ｚ以上）はバンド　スプリ・ソト　フィルタを用い てこめ信号Ｓ１から選択される。この高周波部分は次式により表される。すなわ ち、 ５ｚ（ｔ）　＝　Ｙｂｌ（ｔ）　＋Ｄｍ＋Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、、 、　ｔ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｅ、　ｔ）・・・　（ ２） ここで、Ｙｂｌは輝度信号）′の高周波部分を示す。次に、それぞれ、５２（ｔ ）および５２（ｔ−３１３ＴＩ　）　　（ただし、Ｔ１はライン周期）を減算し 、加算することにより信号５３（ｔ）および５４（ｔ）が得られる。 かくして、次式が成立する。 Ｓ　ＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、　、　（ｔ＋３］３Ｔ、　））＝　Ｃ０３（２，Ｐ ｌ、　Ｆ、　Ｃ＋　ｔ　十ＰＩ／６２５）＝　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、 　ｔ　）・・・　（３） ＣＯ３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ（１，＋３］３Ｔ＋　））＝　−５ＩＮ（２，Ｐ ｌ、　Ｆ、　、、　ｔ　＋　ＰＩ／６２５）＝−３ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、Ｃ４） ・・・　（４） したがって、 ５ｓ（ｔ）　　＝　　Ｙｙ（ｔ）　　　　　１“ｂｒ　　（ｔ＋３１３７＋）　 　＋ＩＪ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ’、ｔ）　　Ｌｌ（＋＋３１３Ｔ＋） ＣＯ５（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ）ＳＷ（ｔ）ＩＩ（ｔ　）、Ｃ０３（２，Ｐｌ、 Ｆ、。、をン十ＳＷ（ｔ＋３１３Ｔ＋　）Ｖ（ｔ＋３１３Ｔ、　）ＳＩＮ（２， Ｐｌ、　Ｆ−Ｃ，ｔ）　＋Ｄ（ｔ）　　−Ｄ（ｔ＋３１３ＴＩ） ・・・　（５） ココテ、５Ｗ（ｔ４３１３Ｔ＋）　＝−３Ｗ（１，）　テあるので、本発明拡張 エンコーダにより次式、すなわち、 Ｙｂｌ　　（Ｔ＋３１３Ｔ＋）　　＝　　Ｙｂｌ（ｔ）　　　　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　・・・　　（６）Ｄ　（ｔ÷３１３Ｔ＋）　＝ −Ｄ（ｔ）　　　　　　　　　　　　・・・　（９）が確保されるものとした場 合は若干の計算の後、次式が得られる。 Ｓ３　（１，）＝２Ｄ（ｔ）＋５ＱＲＴ（２）、［Ｌｌ（ｔ）−５Ｗ（ｔ　）Ｖ （ｔ　）］、５ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｃ、ｔ−ＰＩ／４）・・・（１０） ここで、５ＱＲＴは平方根関数を示す。 このほか、次式も得られることが分る。 Ｓ、（ｔ）＝２Ｙｈ、（ｔ）＋５ＱＲＴ（２）、　［Ｕ（ｔ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ ｔ）］ＣＯ０（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ−ＰＩ／４）的にｌ’）（ｔ）が残留 側波帯変調でなければならないことを意味し、には、前述のように直角関係が必 要であり、したがって、Ｄ（ｔ）は次のように定義されなければならない。 Ｄ（ｔ）＝Ｄｂｂ（ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ−ＰＩ／４）　　　　　 　　　　−（ｎｒＤｂｂ（ｔ）、　Ｕ（ｔ）およびＶ（ｔ）かすへて副搬送波（ の異なる位相）上で両側波帯変調され、かつそれらかそれ自体で本発明拡張デコ ーダに供給される場合には拡張デコーダにおいて副搬送波位相か既知の場合は、 Ｄ　ｂｂ（ｔ）とＵ（ｔ）−３Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）　間（Ｄ完全す分離か行われる 。しかし、実際には５　ＭＨｚ（ＰＡＬ／ＢＧの場合）へのビデオ帯域幅の制限 によりＵ（ｔ）およびＶ（ｔ）は部分的に単側波帯で伝送される。これは、復調 後、Ｄ　ｈｂ（ｔ）とＵ　（ｔ）　−５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）間の不所望の直角漏話 が存在することを意味する。この直角漏話は次の２つのオプションから選択を行 った場合これを回避することができる。 （ａｌ　　Ｄｂｂのバンド幅を両側波帯で伝送されるＵおよび■のバンド幅のそ の部分に制限する。 （ｂｌ　　ＵおよびＶの双方を両側波帯で伝送し、Ｄ　ｂｂのバンド幅をＵおよ びＶのバンド幅より大きくする。 オプション（ａ）は、Ｄ　ｂｂのバンド幅がどちらかといえば、小さい値の約５ ５０ｋＨ２（ＰＡＬ／ＢＧにおいて）に制限されなければならないことを意味す る。オプション（ｂｌにはこの制限はないか、他方てＵＶパンＦ幅か約５５０ｋ Ｈｚに制限される。オプション（ｂｌは、実質ｌ１１ゎ’　（＋）＝　ＬＰＩ　 　Ｉｓ、（ｊ）　５ＯＲＴ（２）　Ｃ０５（２ＰＩＪ、、１−ＰＩ／４−Ｐ）１ １）１したがって、その場合、Ｄ（

【）は、次式のように、再定義する必要があ る。 Ｄ（ｔ）・ＶＳＢ　ＩＤｂｂ（ｔ）、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ−、ｔ−ＰＩ／ ４）］　　　　　　−１３）ここで、演算子ＶＳＢ１．］　はその可能な振幅特 性ｌ　ＨＶＳＢ　（ｆ）　ｌを第８図に周波数ｆの関数として示したような残留 側波帯フィルタを表す。また、簡単に次式も示すことができる。 Ｄ（ｔ＋３１３Ｔ＋　）二ＶＳＢ　　１−Ｄｂｂ（ｔ＋３１３Ｔ＋　）、５ＩＮ （２，ＰＩ、Ｆ、ｃ、ｔ−ＰＩ／４）１・・・　（１４） したがって、たとえＤｂｂ（ｔ＋３１３Ｔ＋　）が−Ｄｂｂ（ｔ）に等しいとし ても、Ｄ（ｔ＋３］３Ｔ＋　）は−〇（ｔ）に等しいとはいえない。かくして、 エンコーダ端において、瞬時ｔＯにおけるＤの値を瞬時ｔｏ＋３１３Ｔ＋におい て反対符号で反復するようにする必要がある（例えば、第１３図参照）。 再生された副搬送波が位相エラーＰ１（１を有するものとすれば、それぞ゛れ、 ５ＱＲＴ（２）、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、。、　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨ１）お よび５ＱＲＴ（２）、　５ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、　Ｃ，ｔ−ＰＩ／４−Ｐ）ＩＩ 　）を有するＳ３の直角復調の結果、次式が得られる。 ＝　５ＩＮ（ＰＨＩ）、ＬＰｌ　　＋Ｕ（ｔ）−３Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ｌ　　＋Ｃ ０３（Ｐ旧）、ＬＰｌ　　１Ｄｂｂ（ｔ）］　／５ＱＲＴ（２）・・・　（１５ ） ｓｓｍ＝　ＬＰ２１３３（ｔ）、５ＱＲＴ（２）、５ＩＮ（２，ＰＩ、Ｆ、ｃ、 　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨＩ）　１＝　Ｃ０３（Ｐｉｌｌ）、ＬＰ２　　＋Ｕ（ｔ） −３Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）］　　−３ＩＮ（Ｐ）ｌＩ）、ＬＰ２　［Ｄｂｂ（ｔ）　 ｌ　　／　５ＱＲＴ（２）・・・　（１６） ここで、演算子ＬＰＩ　　［、］　はＤｂｂ（ｔ）のバンド幅に等しいバンド幅 を有する低域フィルタを表し、また演算子ＬＰ２　１　　＋はＵｖのバンド幅に 等しいバンド幅を有する低域フィルタを表す。 この点において（位相エラーＰ旧の結果としてのクロストークは別として）再び ｏｂｂが得られる。ＹＵＶを再び得るためには、クロス　カラーおよびクロス　 ルミナンスが存在するか存在しないかにより区別される２つの方法ＭｌおよびＭ ２がある。 最も簡単な方法（Ｍｌ）は一般の方法すなわちノツチ　フィルタ（ｎｏｔｃｈ　 ｆｉｌｔｅｒ）を用いてＳ４から）′２．を回復させる。 Ｙｈ＋’　ｍ　＝ＮＯＴｃｔｌ　　ｌ　５４（ｔ）　　］＝ＮＯＴＣＨ＋　Ｙｂ ｌ（ｔ）　ｌ　＋　ＸＬ（ｔ）　　　　　−（＋７］ここで、ＸＬはＵおよびＶ に起因するクロス　ルミナンスである。 また、他方において、 Ｓ、（ｔ　）＝　ＬＰ　＋Ｓ、（ｔ　）、　５ＱＲＴ（２）、　Ｃ０５（２，Ｐ Ｉ　Ｆ、ｅ、　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨＩ　）１＝　Ｃ０３（ＰＨＩ）、ＬＰ２　＋ ＩＪ（ｔ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ｌ　　＋ＸＣ（ｔ）・・・　（１８） ここで、ＸＣは）“、Ｉに起因するクロス　カラーである。最後に、Ｕおよび〜 ｒは次式により回復される。 Ｕ’　　ｍ　　＝　　［：５ｓ（ｔ）＋Ｓｓｍ　　〕　／２　　　　　　　　　 　　　　　　　リ・　　（１９）〜ｌ′（ｔ）　＝Ｓ■”（ｔ）、　　（ＳＳ（ ｔ）−３５（ｔ）　：ｌ　／２　　　　　　　・・・　因）これより複雑な方法 （Ｍ２）においては、輝度信号Ｙとクロミナンス信号ＵＶとの間の完全な分離が 可能であり、この目的のため、信号 ５７（ｔ）　＝３４　（ｔ　＋３１２Ｔ１）　　　　　　　　　　　　・・・（ ２Ｉ）が生成される。かくシテ、５Ｗ（ｔ＋３１２Ｔ＋）　＝ＳＷ（ｔ）が成立 スルノで、エンコーダにおいて時間変化フィルタリンク゛により次式％式％（２ ２） の成立も保証されるものと仮定した場合は（これらの仮定がなされない場合、こ の方法はどの場合にも若干のＸＣ成分の減少をきたす。）若干の計算の後（位相 ＰＩ／６２４を無視）次式が得られる。 Ｓ７　（１）＝２Ｙｈ　ｌ　（ｔ　）−３ＱＲＴ（２）、　［Ｌｌ（ｔ　ｌ５Ｗ （ｔ　））、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　、、　ｔ−ＰＩ^４　） ・・・（２５） したがって、 ）“、＋”　　（ｔ）　　・　　［３１ｆｔ）＋３７（ｔ）　　）　　７′　４ 　　　　　　　　　　　　　　　・・・　（２６）また、 Ｓ、（＋、　）＝　ＬＰ２　ｉ　［５４（ｔ）−３７（ｔ　）］、　５ＱＲＴ（ ２）、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ−ＰＩ／４−Ｐg１）］□・′２ ＝　　Ｃ０３（ＰＨＩ）、ＬＰ２　　＋Ｕ（１）十５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）］・・・ （２７） Ｖ’　（ｔ）＝ＳＷ（ｔ）、　［Ｓ、（ｔ）−３Ｓ（ｔ）　〕／　２　　　　　 −（２９）要約すると、方法Ｍ１においては、ラインｎおよびｎ＋３１３上こと か分る。’に’ｈ＋＋　　Ｕおよび■に関しては、この↑貴報（よ２次元デシメ ーティング　フィルタにより再生される（これ（ま定義（こより時間変化的であ る）。しかし、元の（飛越し）サンプ１ノンク構造も再度得るようにする必要が あり、これ（よＹ、、、ＵおよびＶに関して２次元（垂直空間；　ｖｅｒｔｉｃ ａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　）補間フィルタ（これも時変数的である）により行わ れな番すれ（ｆならテヨい。最も簡単なインターポレータはラインｎおよびｎ＋ ３１３上で発見されたＹゎ１．Ｕおよび■情報を反復するものである。 方法Ｍ２においては、同じ’に’ｈｌ＋ＵおよびＶ情報力くラインｎ。 ｎ　＋３］３　、　　ｎ　＋３］２およびｎ＋６２５上（こ存在しな番すれ（ｆ ならならず、また、これら４つのライン内では、同じＤ情報が一方ではラインｎ とｎ＋３１３上にベア状に存在し、他方ではラインｎ　＋　３１２とｎ＋６２５ 上に第９図に示すように反対位相でペア状に存在しなければならない。この場合 にも、元のサンプリング構造の取得はＹｈ、、ＬおよびＶに関して２次元補間フ ィルタにより行われなけれはならない。最も簡単なインターポレータはラインｎ 、　　ｎ　＋３１２　、　　ｎ　＋３１３およびｎ＋６２５上で発見されたＹｂ 、、ＵおよびＶ情報を反復するものである。これは、サンプリング　レートを２ のファクタにより減少および増加させた第３ａ図に示す時変数フィルタリングの 基本構造を第２７図に示すようなさらに一般的な構造（この場合、Ｎは４に等し い）により代替させなけれはならないことを意味する。 時変数フィルタリングは方法Ｍ２に比し、方法Ｍ１においてより妨害の少ない人 為結果（ａｒｔｅｆａｃｔｓ　）を生ず。ＵｖへのＤのクロストークはＤ　ｂｂ から直流（ＤＣ）情報を除外することにより最小にすることかできる（低周波数 のＵＶ妨害成分がもっとも妨害を及はすものと仮定）。Ｄ　ｂｂかデジタル信号 である場合には、それは適当なチャネル　エンコーディングにより低周波数成分 から取り去ることかできる。Ｄ　ｂｂの振幅は勿論妨害成分の振幅を決定するが 、中間周波自動利得制ｉｉ！！ｌ　（ＡＧＣ）または同期再生器（ｓｙｎｃ　ｇ ｅｎｅｒａｔｏｒ）のいずれかも満足に作動を継続する。さらに、ＹへのＤのク ロストークはＤ　ｂ　ｂのバンド幅が大なる程妨害か大きくなる。最後に、両立 性はＤｂｂ情報の形式（ＹＵＶと相関かあるかないか）および変調のモード（ア ナログ／デジタル、ＡＭ、　ＰＭ、　Ｆλ（）により影響される。 第１０図は、本発明の現局面による拡張デコーダの可能な実施例を示す。図にお いて“Ａ”および“Ｂ′で示すブロックの詳細はそれぞれ第１１図および第１２ 図のとおりである。また、図においては、明らかに必要な補償遅延についてのみ 図示しである。 拡張デコーダ内の時変数フィルタリングはデシメーティングフィルタおよび補間 フィルタを含む。前記補間フィルタは所望に応じ複雑な構成とすることも可能で あるが、最も簡単なインターポレータ（いわゆるレピータ）は第１１図および第 １２図に示すものである。前述したところから明らかなように、ＹＵＶのデコー ディング方法には２つの方法があるが、第１１ａ図および第１２ａ図は方法Ｍ１ に関し、第１１ｂ図および第１２ｂ図は方法Ｍ２に関するものである。第１３図 は拡張エンコーダの可能な実施例を示し、図に“Ｃ”て示すブロックの詳細を第 １４図に示す。ここで、第１４ａ図は方法Ｍ１に関し、第１４ｂ図は方法λ（２ に関する。拡張エンコーダにおける時変数フィルタリングも補間フィルタおよび デシメーティング　フィルタを含み、前記デシメーティングフィルタは所望に応 じて複雑な構成とすることが可能であるが、第１４図には最も簡単なデシメーテ ィング　フィルタ（いわゆる平均化回路、ａ〜□ｅｒａｇｅｒ）を示す。制御信 号（Ｃ０ＮＴ）は垂直空間ドメイン（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａｌ　ｄ ｏｍａｉｎ）における４ラインのブロックおよび対の２ラインの“配置（ａｒｒ ａｎｇｅｍｅｎｔ　）”　（第９図参照）により決められる。この配置は実質的 にサンプル　レートの増減方法を示す。また、これらの制御信号はエンコーダお よびデコーダにおいて相互に同期させる必要があること明らかである。 前節においては、最終の公式を誘導するのに、Ｃ０５（Ｘ＋Ｐ［／６２５）＃ｃ ｏｓ（Ｘ）の形の近似を行っている。これらの近似が許容できない場合には、方 法Ｍｌに対して第１５図に示すように、ＵおよびＶに関する拡張エンコーダの部 分を異なる配置とすることにより（たたし、拡張エンコーダは同しままとする） 、近似なしに同じ最終公式を得ることかてきる。この場合、標準デコーダは対の ２つの２番目のライン（ｎおよびｎ＋３１３）上にはＰＩ／６２５（約０．２９ 度）の固定位相エラーを有し、この位相エラーは充分受入れうるちのである。 第１０図は時変数フィルタリングおよびクロミナンス副搬送波の追加変調を用い て、例えば、ＰＡＬ信号のアクティブ　ビデオ部分において追加情報を両立的に 符号化することにより得られるビデオ信号をデコードするための本発明による拡 張デコーダを示す。図示のように、ＣＶＢＳで表示した復号されるへきビデオ信 号Ｓｌは拡張エンコーダの入力１００１に供給するようにする。前記入力１００ １はこれを低域フィルタ１００５の入力１００３に接続するほか、補償遅延回路 １００９の入力１００７に接続する。前記低域フィルタ１００５の出力１０１１ は減算器１０１５の反転入力１０１３に接続し、減算器１０１５の非反転入力１ ０１７を遅延回路１００９の出力１０１９に接続する。 かくして、減算器１０１７の出力１０２１から高周波信号Ｓ２（式２参照）を提 供し、低域フィルタ１００５の出力＋０１１から低周波数の輝度信号ＹＩｌを供 給するようにする。低域フィルタ１００５、遅延回路１００９および減算器１０ １５の組合せはバンド　スプリット　フィルタを形成する。 減算器１０１５の出力１０２１は減算器１０２５の反転入力１０２３に接続する ほか、１フイールド　プラス１／２ライン周期の遅延を有する遅延回路１０２９ の入力１０２７に接続し、さらに加算器１０３３の第１入力１０３１にも接続す る。遅延回路１０２９の出力１０３５は減算器１０２５の非反転入力１０３７に 接続し、前記減算器ｌ０２５の出力１０３９から信号Ｓ３を供給するようにする 。また、遅延回路１０２９の出力１０３５は加算器１０３３の第２人力１０４１ にも接続し、前記加算器１０３３の出力１０４３から信号Ｓ４を供給するように する。 信号Ｓ３はＣＯＳ　（ω、ｅ１）の増倍率を有する乗算器１０４５を介して加算 器１０４９の第１人力１０４７および減算器１０５３の反転入力１０５］に供給 する。また、信号Ｓ３は５ｉｎ（ω−ｃＤの増倍率を有する乗算器１０５５を介 して加算器１０４９の第２人力１０５７および減算器１０５３の非反転入力１０ ５９にも供給する。信号り６．′は低域フィルタ（ＬＰＩ　）１０６０を介して 加算器１０４９から得るようにしく式１５参照）、信号Ｓ５は低域フィルタ（Ｌ Ｐ２　）を介して減算器１０５３から得るようにする（式１６参照）。 加算器１０３３の出力１０４３に導出される信号Ｓ４は、方法Ｍ１に対しては第 １１ａ図に、方法Ｍ２に対しては第１１ｂ図にその詳細を示したブロックＡに供 給するようにする。 ブロックＡの出力１０６３は式１７（第１１ａ図の方法ｆｉｌｌ）または式２６ （第１１ｂ図の方法Ｍ２）による信号Ｙ１．′を供給し、またブロックＡの出力 １０６５は式１８（第１１ａ図の方法ｔｉｌｌ）による信号Ｓｓまたは式２７（ 第１１ｂ図の方法Ｍ２）による信号Ｓ８を供給する。 信号Ｓ５およびＳ＠／Ｓ８は加算器１０６７および１／２回路１０６９により平 均化した後、式１９（方法Ｍｌ）または式２８（方法Ｍ２）による信号Ｕ′を生 成する。信号Ｓ、およびＳ＠／Ｓｌはさらに減算器１０７５の反転入力１０７１ および非反転入力１０７３に供給するようにし、その出力１０７７から１／２回 路１０７９および乗算器１０８１を介して式２０（方法Ｍ１）または式２９（方 法Ｍ２）による信号Ｖ′を導出するようにする。 信号Ｙ　ｈ＋’　＋　Ｕ′およびＶ′は方法Ｍ１に対しては、第１２ａ図に、方 法Ｍ２に対しては第１２ｂ図にその詳細を示したブロックＢにこれらを供給し、 前記ブロックＢから高周波輝度信号’ｉ’ｈｌおよび２つの再生クロミナンス信 号Ｕ。＋　ＶＯを供給する。前記輝度信号Ｙ、Ｉおよび補償遅延回路１０８５を 介してｌフィールドまたは１フレ一ム周期遅延させた低周波輝度信号’ｌ’　ｌ 　ｆは加算器１０８３に供給し、その出力から再生輝度信号Ｙ０を供給するよう にする。 第１］ａ図および第１１ｂ図はそれぞれ方法Ｍ１およびλ（２に対する第１０図 示ブロックＡの詳細図である。第１１ａ図において、信号Ｙ　ｈ　Ｉ′はノツチ 　フィルタ１１０１および１／２回路１１０３を介して信号Ｓ４から得るように する。さらに、信号Ｓ４はＣ０５（ω、。ｔ）の増倍率を有する乗算器１１０５ ならびに５ｉｎ（ωｇｅｔ）の増倍率を有する乗算器１１０７を介して加算器１ １０９に供給するようにし、前記加算器１１０９から低域フィルタ（ＬＰ２　） １１１２を介して信号Ｓ６を導出するようにする。第１１ｂ図では第１１ａ図に おける相当する要素には同じ参照番号を付した。また、第１１ｂ図において、信 号Ｓ４は、まず遅延回路１１１３および加算器１１１５を介して１フイ一ルド周 期マイナス１．／２ライン周期にわたり平均化されるようにする（出力信号Ｓ、 ）。前記加算器１１１５からは１．／４の増倍率を有する乗算器１１１９を介し て信号ＹｈＩ′を導出させる。また、減算器１１１７は１７２回路１１２１を介 して乗算器１１０５および１１０７に信号Ｓ４とＳ７の差を供給し、低域フィル タ１１１１から信号Ｓ、　（式２７）を導出させる。 第１２ａ図および第１２ｂ図はそれぞれ方法λ（１およびλ（２に対する第１０ 図示ブロックＢの詳細図である。第１２ａ図および第１２ｂ図において、ブロッ クＢは各信号ｙｂ、’　、Ｕ’およびＶ′に対して、制御信号Ｃ０ＮＴにより制 御するようにしたデシメーティングフィルタ１２０１　Ａ／Ｂ、１２０３　Ａ／ Ｂおよび１２０５　Ａ／ＢナラＵ　ｉ：　’ｃ　ｔ’ｔ　（’　し制御信号Ｃ０ ＮＴにより制御するようにした補間フィルタ１２０７　Ａ／８゜１２０９　Ａ／ Ｂおよび１２１１　Ａ／Ｂを含む。第１２ａ図のデシメーティングフィルタ１２ ０１Ａ、　＋２０３Ａおよび１２０５Ａはファクタ２でサンプルレートを減少し 、補間フィルタ１２０７Ａ、　１２０９Ａおよび１２１１Ａは同じファクタ２で サンプル　レートを増加させる機能を有する。 また、第１２ｂ図のデシメーティング　フィルタ１２０１Ｂ、　１２０３Ｂおよ び１２０５Ｂはファクタ４てサンプル　レートを減少し、補間フィルタ１２０７ Ｂ、　１２０９Ｂおよび１２１１Ｂは同じファクタ４でサンプルレートを増加さ せる機能を有する。第１２ａ図に示す補間フィルタ＋２０７Ａ、　１２０９Ａお よび＋２１１Ａの各々は、それぞれフィールド遅延回路＋２１３Ａ、　１２１５ Ａおよび１２１７Ａならびにフィールド遅延回路の入力と出力をスイッチするた めの切換スイッチ＋２１９Ａ、　＋２２］Ａおよび１２２３Ａを含み、それぞれ 信号Ｙｂ１ｌ　ＵＯおよびｖｏを導出させる機能を有する。また、第１２ｂ図に 示す補間フィルタ１２０７Ｂ。 １２０９Ｂおよび１２］　ＩＢの各々はそれぞれフィールド遅延回路１２１３Ｂ 。 １２１５Ｂ、　１２１７Ｂ、ライン遅延回路１２２５．１２２７．１２２９およ びフィールド遅延回路＋２３１．１２３３．１２３５ならびにフィールド遅延回 路１２１３Ｂ、　１２１５Ｂ、　１２１７Ｂの入力と遅延回路１２１３Ｂ、　１ ２１５Ｂ、　１２１７Ｂ　：１２２５、１２２７．　］２２９＋および１２３１ ．１２３３．１２３５の出力をスイッチするだめの切換スイッチ１２１９Ｂ、　 １２２１Ｂ、　１２２３Ｂを含みそれぞれ信号ｙｈ、、　ｕ、およびＶ。を供給 する機能を有する。 第１３図は時間変化フィルタリングおよびクロミナンス副搬送波の追加変調を用 いて、例えば、ＰＡＬ信号のアクティブ　ビデオ部分において追加情報を両立的 に符号化するだめの本発明拡張エンコーダを示す。符号化しようとする輝度信号 Ｙは低域フィルタ１３０１、補償遅延回路１３０３および減算器１３０５を含む バンドスプリッタ　フィルタに供給し、低周波輝度信号Ｙ１および高周波輝度信 号Ｙｈを得るようにする。高周波輝度信号Ｙ、は第１４図にその詳細を示すよう な時間変化フィルタＣＣ）１３０７を介して加算器１３０９に供給するようにし 、前記加算器１３０９には補償遅延回路１３１】により遅延を与え低周波輝度信 号Ｙ１をも供給する。 クロミナンス信号ＵおよびＶは低域フィルタ１３１１．１３１３よび時変数フィ ルタ（Ｃ）１３１５．１３１７を介して一般のカラー変調器１３１９のＵ入力お よびＶ入力に供給するようにし、前記カラー変調器１３１９にはさらにクロミナ ンス副搬送波信号Ｆ　ｓｃおよびライン交番信号５Ｗ（ｔ）を供給する。 また、ベースバンド追加信号ＤｂｂはＣ０５（ω、ｃ１）の増倍率を有する乗算 器１３２１に供給するほか、５ｉｎ（ω、ｃｔ）の増倍率を有する乗算器１３２ ３にも供給するようにし、これら乗算器１３２１および１３２３の出力信号を加 算器１３２５て結合し、信号Ｄ　ｂ　ｂ″ｃｏｓ（ω、ｃｔ−π／４）（式１２ 参照）を得るようにする。この信号は残留側波帯フィルタ（ＶＳＣ）１３２７を 介してデシメーティング　フィルタ１３２９および補間フィルタ１３３１よりな る時間変化フィルタに供給する。補間フィルタ１３３１はフィールド遅延回路１ ３３３およびインバータ１３３５の直列配置ならびに補間フィルタ１３３１の入 力信号とインバータ１３３５の出カイ「号をスイッチする切換スイッチ１３３７ を含む。デシメーティング　フィルタ１３２９とスイッチ１３３７の双方は画像 周波数制御信号Ｃ０ＮＴにより制御されるようにする。 加算器１３３９は加算器】３０９、カラー変調器１３１９および補間フィルタ１ ３３Ｉの出力信号を結合して拡張符号化ビデオ信号ＣＶＢＳを供給する機能を有 する。 第１４ａ図および第１４ｂ図は方法Ｍ１に対しては第１４ａ図に方法Ｍ２に対し ては第１４ｂ図にその詳細を示した第１３図示ブロックＣによる時間変化フィル タ回路を示す。第１４ａ図において、入力信号はフィールド　メモリ１４０１、 前記メモ１月４０１の入力および出力信号を加算する加算器１４０３ならびにメ モ１月４０１の出力信号を三等分するｌ／’２回路１４０５により１フイ一ルド 周期プラス１７２ライン周期にわたって平均化する。次に、この平均化された信 号のサンプル　レートを回路＋４０７において１／２に減少させ、最後にこのサ ンプル　レート減少信号を補間フィルタ１４ｏ８に供給するようにする。補間フ ィルタ１４０８は前述のような方法で、フィールド　メモリ１４０９ならびに前 記メモ１月４０９の入力信号と出力信号をスイッチする切換スイッチ１４１１に より実現可能である。 また、サンプル　レート減少回路１４０７およびスイッチ１４１１の双方は制御 信号Ｃ０ＮＴにより制御するようにする。 方法Ｍ２により４つの信号を相互に等しくすることを必要とする第１４図におい ては、まず始めに１フイ一ルド周期マイナス１／２ライン周期、１ライン周期お よび１フイ一ルド周期マイナス１／２ライン周期にわたって離隔した４つの画素 の信号の平均を決定する。これかため第１４ｂ図示時間変化フィルタの入力信号 をフィールド　メモ１月４１３、ライン　メモ１月４１５およびフィールド　メ モ１月４１７の直列配置に供給し、加算器１４１９においてメモ１月４１３．１ ４１５および１４１７の入力信号および出力信号の和を計算する。次に乗算器１ ４２１でこの和を１／４に分割した後、回路１４２３によりサンプル　レートを ファクタ４て減少させ、最後にかくして得られた信号を補間フィルタＩ４２４に より４回供給するようにする。補間フィルタ１４２４はフィールド　メモ１月４ ２５、ライン　メモ１月４２７およびフィールド　メモ１月４２９の直列配置、 ならびにフィールド　メモ１月４２５の入力信号とメモリ１４２５゜１４２７お よび１４２９の出力信号をスイッチする切換スイッチ１４３１を含む。また、サ ンプル　レート減少回路１４２３およびスイッチ１４３１はいずれも制御信号Ｃ ０ＮＴにより制御されるようにする。 第１５図は本発明拡張エンコーダのクロミナンス　セクションの他の実施例を示 す。図において、回路素子＋５０１　Ｌｌ／Ｖ、＋５０３　Ｌｌ／Ｖ、１５０５ 　Ｕ／Ｖ、１５０７　Ｕ／Ｖ、１５０９　［Ｊ／Ｖおよび１５１１　Ｌｌ／Ｖは それぞれ第１４ａ図の回路素子１４０１．１４０３．１４０５．１４０７．１４ ０９および１４１１に対応する。この場合は、第１３図および第１４ａ図の実施 例と異なり、サンプル　レート減少回路１５０７　Ｕ／Ｖの出力は５ｉｎ（ω、 ｅ１）の増倍率で乗算を行う乗算器１５１３　Ｕ／Ｖを含む第１信号通路ならび に増倍率Ｃ０５（ω１ｅｔ）で乗算を行う乗算器１５１５　［Ｊ／Ｖおよびフィ ールド遅延回路１５０９　Ｌｌ／Ｖを含む第２信号通路を介して切換スイッチ１ ５１１　Ｕ／Ｖの関連の切換接点にこれらを接続するようにし、前記切換スイッ チ１５１１　ｔＪ／Ｖの出力信号を加算器１５１７て加算している。かくすれば 、加算器１５１７の出力には第１３図に示す一般のカラー信号変調回路１３１９ の出力信号に対応する信号か導出される。また、■信号通路においてはサンプル 　レート減少回路１５０７Ｖの出力と乗算器１５１３Ｖおよび１５１５Ｖの入力 との間に信号５Ｗ（ｔ）により乗算を行う乗算器１５１９を配置する。 上述のサブチャネル使用技術を要約すると、追加信号はアクティブ　ビデオ部分 、すなわち、両立的方法で例えばＰＡＬテレビジョン信号の一部を含む画像情報 に付加するようにし、時変数フィルタリングを使用している。また、この追加情 報は色差信号と同じ副搬送波上で、異なる位相関係で変調するようにする。この 追加信号に対するこのスペクトラム内に“スペース（ｓｐａｃｅ　）”は高周波 輝度信号および色差信号の垂直空間解像度（ｖｅｒｔｉｃａｌ−ｔｅｍｐｏｒａ ｌ　ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を制限することにより得られる。 Ｄ　ｂｂ′およびＳ、に対する式（１５）および（１６）から明らかなように、 理想的でない再生副搬送波の場合には、Ｄ　ｂｂとＵ　−ＳＷ、　Ｖ間には位相 直角部活が存在し、この漏泄（クロストーク）はＤ　ｂｂに対して悪影響を与え る。一般に、この位相エラーは２つの成分、すなわち、 一チャネル内に生ずる差動位相エラー、および−デコーダ端において生ずる一定 の位相エラーを含む。後者のエラーは副搬送波フェーズロックループ（ＰＬＬ　 ）の設計により最小にすることもできるか、特に差動位相エラーはかなりの影響 を与える可能性がある。差動位相エラーは非直線性が存在する所に生じ、ビデオ （ＣＶＢＳ）信号（Ｓｌ）の振幅の関数の形をとる。 この関数か既知の場合は位相エラーは理論的に次の２つの異なる方法、すなわち 、 Ｓｌの関数としての位相エラーを（ＰＬＬの内部で）再生された副搬送波位相に おいて直接除去するか、Ｓｌの関数としての位相エラーをそれが最も重大な影響 すなわちＤｂｂとｕ　−ｓｗ、　ｖ間の直角漏泄をもたらす場合だけ除去するか により補償することができる。ここで、低域フィルタＬＰＩおよびＬＰ２を相互 に等しくなるよう選定した場合、Ｄｂｂは次式により位相エラー１’ＨＩを含む 元の形となる。 Ｄｂｂ（ｔ）＝　Ｄｂｂ’　（ｔ）、Ｃ０５（ＰＨＩ（Ｓｌ（ｔ）））−３ｓ（ ｔ）、５ｒＮ（ＰＨＩ（Ｓｌ（ｔ）））・・・（３０） この式は次のように近似可能である。 Ｄｂｂ’　（ｔ）＝　Ｄｂｂ’　（ｔ）−３５（ｔ）、５ＩＮ（Ｐ旧（Ｓｌ（ｔ ）））・・・（３１） この場合、いかにしてＰＨＩ　と８１間の関係を発見できるかという問題が依然 として残る。かくして、垂直ブランキング（フィールド帰線）内の使われていな い（アクティブ）ラインの間に、次式、すなわち、 Ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋Ａ２．３ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ）　　　　　　　　 　　−（３２）による信号（ここで、Ｒ（ｔ）はブランキング−ブランキンク゛ またはその逆に対するピーク白レベルの線形減少電圧または線形増加電圧（第１ ６図参照）とし、Ａ２はピーク白レベルよりきわめて小とする。）か伝送された 場合は、この信号は受信端においてほぼ次式に等しい。 Ｅ’　　ｍ＝　　Ｒ（ｔ）＋Ａ２’　　、５ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、１−ＰＨ Ｉ（Ｒ（ｔ）））・・・（３３） ここで、Ａ２’はもはやＡ２に等しいことを要しない。伝送されたカラー　バー ストがＡ３に等しくＡ３／Ａ２に固定（したがって既知）の値（Ｐと仮定）が与 えられる場合は受信カラー　バースト（Ａ３’　）およびＡ２’の振幅間の比も 依然とし、てほぼＰに等しい。 その後、ＡＣＣ（自動カラー制御）により受信カラー　バーストの振幅を公称値 （既知または測定可能な値Ａ３″）に調整した後、測定信号（Ａ２’　）の修正 振幅をＰ、Ａ３’から見出すことかできる。 副搬送波ＰＬＬは基準位相カラー　バーストおよび既知の振幅Ａ４を有する副搬 送波を再生する。かくして、直角復調器の出力に信号 Ｑ（ｔ）＝　−Ａ２’　、Ａ４．５ＩＮ（ＰＨＩ（Ｒ（１，）））／２１（ｔ） ・　Ａ２’　、　Ａ４．　Ｃ０３（Ｐ則（Ｒ（ｔ）））／２を発見することがで きる。同時に、低域フィルタを用いてＲ（ｔ）を決定した場合は、５ＩＮ（Ｐｌ ｌＩ（Ｒ（ｔ　）））およびＣ０３（ＰＨＩ（Ｒ（ｔ　）））がＲ（ｔ）の関数 として既知となる。この関係はその内容を周期的に適応させることができ、かつ アクティブ　ビデオの間読取ることか可能なＲＡＭ　　（ランダム　アクセス　 メモリ；ただし、デジタル　システムとする）に記憶させることかできる。 特にＱ（ｔ）は小さい値を有するほか、量子化により正確さか制限されるため、 位相エラーは上述のシステムによっては所定の程度まで補償できるに過ぎない。 より高い正確さは連続するフし−ムの複数の測定ラインにわたってＲＡＭのすへ ての内容を再帰的に低域濾波することにより得ることかできる。これらの指向に よる実際のシステムを第１７図ないし第１９図に示す。これらの図において、Ｆ ｓ、　　ａ、　Ｋｌ、　Ｋ２およびｎｌ・・・ｎｌはさらに決められるへき数（ ナンバー）てアル。 第１７図は、第１６図示測定ラインを使用し、前記測定ラインの発生期間中作動 する位相エラー補償回路の一部を示す概要図である。入力信号はクランプ回路（ ＣＬ）　１７０１によりクランプされ、Ａ／Ｄ変換器１７０３によりアナログか らデジタルにＡ／Ｄ変換されるようにする。ここで、Ｆ、はサンプリング周波数 を示す。 デジタル化された測定ラインのランプ（ｒａｍｐ）部分Ｒ（ｔ）は低域フィルタ １７０５により濾波し、アドレス　ラインＡＬを介してランダム　アクセス　メ モリ（ＲＡＭ　）　１７０７に供給するようにする。 測定ラインのランプ関数Ｒ（ｔ）上に重畳された小正弦波形（Ａ２）およびカラ ー　バースト部分（Ａ３）の双方は、前記小正弦波形の周波数を例えは、４．４ ３１ｈｌＨｚのカラー副搬送波周波数（ＰＡＬシステム）に等しく選定している ため、いずれも帯域フィルタ１７０９を通過する。これらはＡＣＣ（自動カラー 制御）回路１７１１により自動カラー制御され、乗算器１７１３および副搬送波 ＰＬＬ　　（フェーズ　ロック　ループ）回路１７１５により復調され、かつＬ ＰＦ（低域フィルタリング）回路１７１７により低域濾波された後、５ｉｎ２成 分か除去され、小正弦波形の発生期間中位相エラーに従属する振幅を有し、かつ カラー　バースト周期中一定なりＣ信号を得るようにする。この波形はランプ関 数Ｒ（ｔ）上に重畳され、かつ位相エラーはビデオ信号の振幅に従属し、これは ビデオ信号の可能な各振幅に対してランプ関数Ｒ（ｔ）の振幅のまわりにあると 思われるのて、対応する位相エラーに近い情報が得られる。 この情報はさらに適当な振幅を得るため乗算器１７１９により増倍し、その後情 報を一時再帰的に低域濾波して正確度を向上させるようにする。これかため、Ｒ ＡＭ１７０７のアドレス　ラインＡＬ上のＲ（ｔ）の振幅により表示される各サ ンプリング値に対してＲＡＭ１７０７から記憶情報を読出し、スイッチ１７２１ 　（図に示す位置）を介して減算回路１７２３に供給し、現在の情報から減算さ せる。 これらの情報成分の差は減衰器１７２５により適当に減衰させた後、加算器１７ ２７により記憶情報に加算するようにし、かくして濾波された情報はフリップ　 フロップ（ＦＦ）　１７２９にホールドするようにする。フリップ　フロップｌ ７２９は各サンプリング周期の第２半周期の間（第１８図参照）、スイッチ１７ ２１　（図に示してない位置）を介してＲＡＭ１７０７に濾波情報を供給し、記 憶情報か続出されたアドレスと同しアドレスに記憶させるようにする。ここて、 ＳＳはスイッチ１７２１のスイッチング信号で、サンプリング信号Ｆ８と同じも のであり、またＷ／ＲはＲＡＭ１７０７の書込／読取制御信号を示す。 第１９図は第１７図示位相エラー補償回路の一部でビデオ信号の一部を含む画像 情報の開作動する部分を示す概要図である。図示回路において、ビデオ信号はＡ ／Ｄ変換器】７０３および低域フィルタ＋９０５　（フィルタ１７０５と同じも のでもよく、そうでないものても可）を介してＲＡＭ１７０７にアドレスとして 供給され、かくして、ビデオ信号の各振幅値に対して、対応する位相エラー情報 か検索されるようにする。検索された位相エラー情報は乗算器１９０９により適 当に増倍した後、増倍率として乗算器１９】１に供給され、信号Ｓ５を位相エラ ー情報で増倍するようにする。次いて、得られた結果を減算器１９１３により信 号Ｓ５から減算し、信号Ｄ　ｂｂを得るようにする。 第１７図および第１９図においては、接続線の次に複数の数字ｎ１・・・ｎｌを 配置しているか、これらの数字は、これらの回路内のデジタル信号か適当に選定 した異なる正確さて関連の接続線に沿って伝送されることを示す。 本発明の第３の局面に関するセクションにおいてはＰＡＬ　ＴＶ倍信号アクティ ブ　ビデオ期間中に付加的情報を伝送する方法につき記述することにする。本発 明は、あるビデオ情報は３１３ライン周期にわたって同一ベア状に作られるとい う事実に基づいている。これは動き（ｍｏｔｉｏｎ）のある画像シーケンス内に 、ある場合には不所望の一時的なアーティファクト（ａｒｔｅｆａｃｔｓ　）や 動きのはけか生ずるような信号処理を意味する。 また、シミュレーションにより、３１３ライン周期の代わりに１ライン周期に関 しても同じ技術を使用できることが分かってる。その結果として、信号処理操作 は垂直方向においてのみ行われるため、モーション　アーティファクト（ｍｏｔ ｉｏｎ　ａｒｔｅｆａｃｔｓ）は全然起こらず、垂直解像度か制限されるに過ぎ ない。しかし、この信号処理操作は高周波数の水平輝度成分およびクロミナンス 周波数成分においてのみ行われるので、これは、輝度に関する限りは（空間ドメ インにおいてほぼ全方向性を有する人間の眼に良好に適応する）斜め方向の解像 度の制限であり、クロミナンスに関する限りは（明るさに対してよりカラーに対 して小さい解像度を有する人間の眼に良好に適応する）垂直方向の解像度の制限 であることを意味する。 これらの対の２つの連続するラインは第２６図に示すように、垂直ドメインにお いて種々の方法による配置を与えることができ、生成されるアーティファクト（ ａｒｔｅｆａｃｔｓ　）はこの配置の方法により左右される。 前記のセクションにおいて述べた式は３１３を１に変更し、種々の場所における ＳＩＮをＣＯ８で代替させ、また、いくかっの＋／−符号を変更することにより 、はぼ完全に複製することが可能であるが、誤解を与えないようにするため、以 下に修正テキストを与えることにする。 一方で、追加信号（Ｄ）を分離し、また他方で輝度信号（Ｙ）およびクロミナン ス信号（ＵＶ）を分離する可能性は、時変数フィルタの組合せ、ならびにＵ（ｔ ）＋５Ｗ（ｔ）〜’（ｔ）　　（ここで、５Ｗ（ｔ）はライン　オルタネ−ティ ング＋／−１）とＤｂｂ（変調Ｄ（ｔ）のベース　バンド情報）との間の直角関 係の設定をベースにしている。いま、次式で与えられる信号を受信するものとし た場合、分離は拡張デコーダ内で行われる必要がある。 Ｓ、（ｔ）　＝Ｙｍ＋Ｄ（ｔ）十 Ｌｌ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ＣＯ３（ ２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）・・・　（Ｉ）′ 高周波数（例えば１．３Ｍ１（ｚ以上）はバンド　スプリット　フィルタを用い てこの信号Ｓ、から選択される。この高周波部分は次式により表される。すなわ ち、 ５２（ｔ）　＝　ＹｈＩ（ｔ）　＋Ｄ（ｔ）＋Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ 、ｃ、　ｔ　）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ｃｏｓ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）・・ ・　（２）′ 次に信号５ｓ（ｔ）および５４（ｔ）はそれぞれ５２（ｔ）および５２（ｔ＋Ｔ Ｉ　）を減算および加算することにより得られる。ここで、次式も成立する。 ５ＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、　、　（ｔ＋Ｔ＋　））＝−ＣＯ３（２，Ｐｌ、　Ｆ 、　Ｃ，ｔ＋２．　ＰＩ／′６２５）＝−ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ） ・・・　（３）′ Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　−（ｔ＋Ｔ＋　））＝　５ＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、 　ｃ、　ｔ＋２．　ＰＩ／６２５）＝ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、、、ｔ） Ｓｓ（ｔ）：Ｙｂｆ（ｔ）−Ｙｙ（ｔ＋Ｔ＋）＋Ｌｌ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、 Ｆ、ｃ、ｔ）＋Ｕ（ｔ＋Ｔ＋　）ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ）＋ＳＷ（ｔ　 ）Ｖ（ｔ　）、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、　ｔ）−３Ｗ（ｔ＋ＴＩ）Ｖ （ｔ÷Ｔ＋　）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、、、　ｔ）＋Ｄ（ｔ）−Ｄ（を子Ｔ＋ ） ・・・　（５）′ ここで、５Ｗ（ｔ＋Ｔ＋　）＝−３Ｗ（ｔ）であるので本発明拡張エンコーダに より、次式、すなわち ＹｈＩ　（ｔ　＋Ｔ＋　）　＝Ｙｂ＋（ｔ）　　　　　　　　　　　・・・　（ ６）′Ｕ　（ｔ　＋Ｔ＋　）　　＝Ｕ（ｔ）　　　　　　　　　　　　・・・　 （７）′Ｖ　（ｔ＋Ｔ＋　）　＝Ｖ（ｔ）　　　　　　川ｆ８）’Ｄ　（ｔ＋Ｔ Ｉ　）　　＝Ｄ（ｔ）　　　　　　　　　　　　・・・　（９）′か確保される ものとした場合は若干の計算の後、次式か得られる。 Ｓ、（ｔ）＝２０（ｔ）十５ＱＲＴ（２）、［０（ｔ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）］ 、ｃｏｓ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｃ、ｔ−Ｐｉ／４）・・・　α０）′ このほか、次式も得られることが分る。 ５４（ｔ）＝２Ｙｂ、（ｔ）十５ＱＲＴ（２）、［Ｌｌ（ｔ）−３Ｗ（ｔ）Ｖ（ ｔ）］、５ＩＮ（２、Ｐｌ、Ｆ、ｅ、ｔ−ＰＩ／４）・・・　０Ｄ′ Ｕ　＋　ＳＷ、　Ｖの変調からＳ、内の追加信号りを分離しうるようにするには 、前述のように直角関係が必要であり、したがって、Ｄ（ｔ）は次のように定義 されなければならない。 Ｄ（ｔ）＝　Ｄｂｂ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｅ、　ｔ−ＰＩ／４）　 　　　　　　　−・・　　０２′Ｄｂｂ（Ｄ　、　ｕ（ｔ）およびＶ　（ｔ）が すべて副搬送波（の異なる位相）上で両側波帯変調され、かつそれらがそれ自体 で本発明拡張デコーダに供給される場合には、受信機内の副搬送波位相が既知の 場合は、Ｄｂ、（ｔ）　トＵ（ｔ）　＋５Ｗ（ｔ）　Ｖ（ｔ）間の完全な分離か 行われる。しかし、実際には５　ＭＨｚ　　（ＰＡＬ／ＢＧ　　の場合）へのビ デオ帯域幅の制限によりＵ　（ｔ）およびＶ　（ｔ）は部分的に単側波帯で伝送 される。これは、復調後Ｄ　ｂｂ（ｔ）とＵ（ｔ）　＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）間に 不所望の直角漏泄が存在することを意味する。この直角漏泄は次の２つのオプシ ョンから選択を行った場合、これを回避することができる。 （ａ）　　Ｄｂｂのバンド幅を両側波帯で伝送されるしおよび〜ｒのバンド幅の その部分に制限する。 （ｂｌ　　ＵおよびＶの双方を両側波帯で伝送し、Ｄｂｂのバンド幅をＵおよび ■のバンド幅より大きくする。 オプション［ａ）はり。のバンド幅がどちらかといえば、小さい値の約５５０Ｋ Ｈｚ　（ＰＡＬ／ＢＧにおいて）に制限されなければならないことを意味する。 オプション（ｂ）には、この制限はないが他方でＵ■バンド幅が約５５０ＫＨｚ に制限される。オプション（ｂ）は実質的にＤ（ｔ）が残留側波帯変調でなけれ ばならないことを意味し、したがって、その場合Ｄ（ｔ）は次式のように再定義 する必要がある。 Ｄ（ｔトＶＳＢ　［（Ｄｂｂ（ｔ）、５ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、、、ｔ−ＰＩ／４ ）ｌ　　　　　　　・（１３）’また、簡単に次式も与えられる。 Ｄ（ｔ＋ＴＩ）”ＶＳＢＩ−Ｄｂｂ（ｔ＋ＴＩ）、Ｃ０５（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、 ｔ−ＰＩ／４）ｌ　　　・ｆ１４１’したがって、たとえり。（ｔ＋ＴＮ）が− Ｄｂｂ（ｔ）に等しいとしても、Ｄ（ｔ＋ＴＩ）が−Ｄ（ｔ）に等しいとはいえ ない。かくして、エンコーダ端において、瞬時ｔｏにおけるＤの値を瞬時ｔｏ＋ ＴＩにおいて反射符号で反復するようにする必要がある（例えは、第２３図参照 ）。 再生された副搬送波が位相エラーＰＨＩを有するものとすれば、それぞれ５ＱＲ Ｔ（２）、　５ＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨＩ　）およ び５ＱＲＴ（２）、　Ｃ０３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｅ、　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨＩ ）を有するｓ３の直角復調の結果、次式が得られる。 Ｄ、、’　（ｔ）＝　ＬＰｌ　（Ｓ、（ｔ）、５ＱＲＴ（２）、５ＩＮ（２，Ｐ ｌ、Ｆ、ｃ、ｔ−ＰＩ／４−ＰＨ１）１＝−３ＩＮ（ＰＨＩ）、ＬＰｌ　（００ ）＋５Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）ｌ　十Ｃ０５（ＰＨＩ）、ＬＰｌ　（Ｄｂｂ（ｔ）　） 　、５ＱＲＴ（２）・・・　ｑ９′ ５６（ｔ）＝　　しＰ２　　（Ｓａ（ｔ）、５ＱＲＴ（２）、ＣＯ３（２，Ｐｌ 、Ｆ、ｃ、ｔ−ＰＩ／４−ＰＨＩ　　）＝　　Ｃ０５（ＰＨ１）、ＬＰ２　　　 （Ｕ（ｔ）＋５Ｗ（ｔ＞Ｖ（ｔ））　　−３ＩＮ（ＰＨ１）、ＬＰ２　　（Ｄｂ ｂ（ｔ）　ｌ　、５ＱＲＴ（２）・・・　ｑｅ′ ここで、演算子ＬＰＩ　　（、ｌは、Ｄ　ｈ、（Ｄのバンド幅に等しいバンド幅 を有する低域フィルタを表わし、また演算子ＬＰ２＋、）はＵ■のバンド幅に等 しいバンド幅を有する低域フィルタを表わす。 この点において（位相エラーＰＨＩの結果としてのクロストークは別として）再 びＤ　ｂｈか得られる。ＹＵＶを再び得るためには、輝度通路内のノツチ　フィ ルタを用いた一般の方法を使用することかてきる。 ）□＋’　（ｔ）＝　Ｎ０ＴＣＨ（Ｓａ（ｔ）　）・Ｎ０ＴＣＨ（ＹｈＩ（ｔ） 　ｌ　＋　ＸＬ（ｔ）　　　　　　　・・・　鼎′ここて、ＸＬはＵおよび■に 起因するクロス　ルミナンスである。 また、他方において、 ５６（ｔ）＝　ＬＰ２　＋Ｓ、　（ｔ）、　５ＱＲＴ（２）、　５ＩＮ（２，Ｐ ｌ、　Ｆ、ｅ、　ｔ−ＰＩ／４−ＰＨ１）１・　Ｃ０３（ＰＨＩ）、ＬＰ２　１ ’Ｕ（ｔ）−３Ｗ（ｔ）Ｖ（ｔ）］　　÷ＸＣ（ｔ）・・・　（１８）　’ ここて、ＸＣはＹｈＩに起因するクロス　カラーである。最後に、ＵおよびＶは 次式により得られる。 Ｕ’　（ｔ）　＝　［５５（ｔ）　＋Ｓ６ｍ　〕／２　　　　　　　　・・・　 （１９）Ｖ’　（１）　＝ＳＷ（１）　　・　［５５（１）　−３，ｍ　）　／ 　２　　　　・・・　＠）この場合方法Ｍ１に対する代替として記述される複雑 なりロスカラーおよびクロス　ルミナンス抑制方法Ｍ２はこのバリアント（ｖａ ｒｉａｎｔ　）に対し同等性を有しない。方法Ｍ１の両立性に関する注意事項は 元の形のままこの場合にも適用できる。また、本発明の現局面による実施例の記 述に関しても以下のように僅かな修正を加える必要がある。 第２０図は本発明の現局面による拡張デコーダの可能な実施例を示すもので、図 １ｑ″Ａ”および”Ｂ”で示すブロックについてはその詳細をそれぞれ第２１図 および第２２図に示す。第２０図においては、明らかに必要とする補償遅延素子 のみを表示しである。また、拡張デコーダ内の時変数フィルタリングはデシメー ティング　フィルタおよび補間フィルタを含み、補間フィルタは所望に応じ複雑 もなのとすることができるが、第２１図および第２２図には最も簡単なインター ポレータ（いわゆるレピータ）を示しである。また、第２３図は本発明拡張エン コーダの可能な実施例を示すもので、図に“Ｃｎで示すブロックについてはその 詳細を第２４図に示す。この場合も拡張エンコーダ内の時変数フィルタリングは 補間フィルタおよびデシメーティング　フィルタを含み、デシメーティング　フ ィルタは所望に応じ複雑なものとすることかできるが、第２４図には、最も簡単 なデシメータ（いわゆるアバレージャ）を示しである。制圓信号（Ｃ０ＮＴ）は 第２６図に示すように垂直空間ドメインにおける対の２つのラインの“配置（ａ ｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ　）”により決められる。この配置は実質的にサンプル　 レートの増減の方法を示す。これらの制画信号はエンコーダおよびデコーダ内に おいて相互に同期させるようにする必要かあること明らかである。 前節においては最終の式を誘導するのに次式ｃｏｓ（Ｘ＋２ＰＩ／６２５）＃ｃ ｏｓ（Ｘ）の形の近似を行っている。これらの近似が許容できない場合には、第 ２５図に示すように、ＵおよびＶに関する拡張エンコーダの部分を異なる配置と することにより（ただし、拡張デコーダは同じままとする）近似なしに同じ最終 公式を得ることかできる。この場合、標準デコーダは対の２つの２番目のライン （ｎおよびＨ＋ｌ）上には２ＰＩ／６２５　　（約０．５８度）の固定位相エラ ーを有し、この位相エラーは充分受入れうるちのである。 第２０図ないし第２５図示実施例に関しては、いずれも第１Ｏ図ないし第１５図 示実施例ときわめて酷似しているので、その詳細についての記述は省略すること にする。 上述の変形例は次のように要約することかできる。２つの連続するライン上でク ロミナンスおよび高周波数の輝度を常に同じにすることにより、理論的には理想 的な分離の可能性を有するＰＡＬ　ＴＶ信号内のこれらの２つのラインに関して 同じ情報を含む付加的信号を伝送する場所（ｒｏｏｍ）が生成される。この方法 の利点は動きのぼけがないことあり、かくして両立性が保持される。 以下の部分においては、ＰＡＬ　ＴＶ倍信号画像情報部分に付加的情報を符号化 するために使用しつる第２のサブチャネルにつき記述することにする。 このサブチャネルを用いるために必要な付加的作動にはアクティブ　ビデオ部分 において追加副搬送波上に付加的情報を変調することが含まれる。この追加副搬 送波の周波数およびその変調は、標準的受像機により生成される画像の質の低下 が最小となるよう選択する必要がある。この追加情報を伝送する可能性は種々の 方面に利用でき、アナログ信号を用いてその既存信号成分（輝度信号および２つ のクロミナンス信号）への付加あるいは前述のような任意のデジタル情報の伝送 が可能である。 ティー・エム・エム・クレマーズ（Ｔ、Ｍ、Ｍ、Ｋｒｅｍｅｒｓ　）およびジェ ー・ジー・レーブン（Ｊ、　Ｇ、　Ｒａｖｅｎ　）のノイエス　アウスデア　テ クニーク（Ｎｅｕｅｓ　ａｕｓ　ｄｅｒ　Ｔｅｃｈｎｉｋ　）　、Ｎｒ、　４． １６，０８゜８２、１ｊｅｒｎ　６８６、コンバチプレス　フエルゼーイーベル トラクンクスフエルファーレン　ミツト　エルヘーテル　アウフレーズング（Ｋ ｏｍｐａｔｉｂｌｅｓ　Ｆｅｒｎｓｅｈｌｌｂｅｒｔｒａｇｕｎｇｓｖｅｒｆａ ｈｒｅｎ　ｍｉｔ　ｅｒｔ＋ｂｈｔｅｒ　ＡｕｆｌＯｓｕｎｇ　）は、その周波 数がライン周波数の１７２の奇数倍に等しくなければならない第２副搬送波上で 高周波数の水平輝度成分を変調することによりアクティブ　ビデオ部分にこれら の成分を挿入することを提案している。このような周波数は標準形ＰＡＬ受像機 上での可視度を最小とするものでなければならないが、この場合は実際上の配慮 から、システム内のこの周波数を標準ＰＡＬ副搬送波周波数の２倍の値に選定し ている（この周波数は正確にライン周波数の１／２の奇数倍に等しくはないか、 この要求も全く正しいとはいえないことが証明できる。）また、フキヌキ（Ｆｕ ｋｉｎｕｋｉ）他（ヒタチ（Ｈｉｔａｃｈｉ　）　）　　（ＥＰＯ，１２０，３ ９０）はまさに標準ＮＴＳＣ副搬送波に関係する第２副搬送波上で高周波数の輝 度成分を変調することにより、ＮＴＳＣに対してアクティブ　ビデオ部分にこれ らの成分を挿入することを提案しており、この方法はＰＡＬに対するクレマーズ （Ｋｒｅｍｅｒｓ　）およびレーブン（Ｒａｖｅｎ　）の方法に密接に関係して いる。文献によれば、この第２副搬送波を置くことができるＮＴＳＣにおける３ Ｄ周波数スペクトラム内の場所は、以来”フキヌキ　ポール（Ｆｕｋｉｎｕｋｉ 　ｈｏｌｅ　）　”として知られている。 デーヒツト　サーノフ　リサーチ　センター（Ｄａｖｉｄ　５ａｒｎｏｆｆＲｅ ｓｅａｒｃｈ　Ｃｅｎｔｅｒ　）ては、中央の４：３セクシヨンおよび５：３シ ステムの“サイド　パネル（ｓｉｄｅ　ｐａｎｅｌｓ　）″がら発出した高い水 平輝度周波数を有する２つの信号を第２副搬送波上で直角変調することにより（ ＮＴＳＣと互換性を有する）　ＡＣＴＶシステムにおいてこの”フキヌキ　ホー ル（Ｆｕｋｉｎｕｋｉ　ｈｏｌｅ　）”を使用している。（この場合、５：３シ ステムの“サイド　バネノビは４：３システムに関して画像の幅を水平方向に拡 大したものと考えるべきである。） このような追加変調を使用する場合は、拡張受信機内で現存のＹ／Ｕ／Ｖ信号と 追加変調との間で最適の分離が行われうることか必要である。これか完全に行わ れるがとうかは変調の形式（すなわち、ＡＭ、　ＦＭ、　Ｐλ１．アナログまた はデジタル）ならびに追加副搬送波上で変調される情報に多分に左右される。こ の場合、良好な分離は拡張エンコーダ端ならびに拡張デコーダ端の双方において 適当な手段がとられるへきことを意味しており、例えば、１６−ＱＡＭのような デジタル変調を選定した場合は（情報は一般的に主画像と非相関である）、標準 的な３Ｄフイルタリング技術（線形、時変数、フィルタリング）によって不充分 な分離しか実現てきないことか簡単に証明できる。 本発明の現局面は、クレマーズおよびレーブン（Ｋｒｅｍｅｒｓ　ａｎｄＲａｖ ｅｎ　）の方法（ＰＡＬ　　：　６２５ライン、２：１インターレースおよびＦ Ｌ＝　１５６２５Ｈｚの場合）は、（１）伝送される追加情報を高い水平輝度周 波数に限定するのでなく、（前述したように）任意の追加情報を許容することに より、（２）次式、すなわち、Ｆ、ｃｚ＝（ｍ＋１／２）”　ＦＬ＋ｄｎ”　５ ０＋ｄＦｔ　（Ｈｚ）　、　　ただし、−ｍは整数で、ｍ〉＝０ −ｄｎは整数て、１ｄｎＪ＜＜１５６ −　ｌ　ｄＦｔ　　ｌ　＜　＜１２．５Ｈｚ−ＦＬ＝１５６２５　Ｈｚ　（ライ ン周波数）により限定される第２副搬送波の周波数をもたせることにより一般化 することができるという認識にもとづいている。（クレマーズおよびレーブンの 提案で使用されているように）標準ＰＡＬ副搬送波周波数の２倍の周波数は、ｍ ＝５６７　、ｄｎ＝　１およびｄＦｔ＝０の場合、上式を満足する。 本発明の現局面によるときは、互換性の劣化を最小にととめ、拡張受信機におい てＹｈ、／Ｕ／ＶとＤ（追加デジタル情報）間で適当な分離が実現可能となるよ う、線形時変数フィルタリング技術を用いて上述の認識に関連し高周波アクティ ブ　ビデオスペクトラムにおいてデジタル変調を伝送することを提案している。 本発明のこの局面に対しては、複数のサブチャネル上にデジタル付加情報を分配 する伝送系のわく組から離れて考えた場合は、（Ｙ　ｂ　ｔとＵ　／　Ｖ相互間 の分離でなく）ＤとＹｂ、／Ｕ／■の分離だけが優先し、情報がデジタルである ということは必須の事柄ではない。 ここで、全体のアクティブ　ビデオ信号は次のように書くことができる。 ＣＶＢＳ（ｔ）”　Ｙｌｌ（ｔ）＋Ｙｂ＋（ｔ）＋Ｕ（ｔ）”５ＩＮ（２”ＰＩ ’Ｆ、ｃ”ｔ）＋Ｖ（ｔ）’５Ｗ（ｔ）”Ｃ０３（２”ＰＩ’Ｆ、、”ｔ）＋Ｄ ＋（１）”Ｃ０５（２”ＰＩ”Ｆｒ　ｋ”ｔ　十Ｐｈ＋ｏ　）＋Ｄ＊　（ｔ　） ”５ＩＮ（２”ＰＩ”Ｆｒ　ｈ　”ｔ＋Ｐｈ＋ｏ）二　Ｙｌｌ（ｔ）＋　　Ｙｂ １（ｔ）＋Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）時間変化フィルタリング技術による分離は、標準 ＰＡＬ副搬送波（Ｆ、。）と追加副搬送波（Ｆ、＊）間の位相関係および追加搬 送波の位相特性にもとづいており、実際上２つの標準ＰＡＬ副搬送波が存在する 。Ｕ副搬送波はその上にＵ信号が変調された搬送波として定義され、（その上に Ｖ信号が変調された）■副搬送波はＵ副搬送波（９０°位相）をラインオルタネ −ティング　＋／−１で乗算することにより生成される減少振幅を有する不定数 の搬送波として定義される。 以下に示す位相図は同じ水平位置における複数のライン上のＵ副搬送波および■ 副搬送波ならびに追加副搬送波（ｄｎ＝ｄｆｔ＝０と仮定する）の位相（２度で 丸めた）のサーベイ結果を与ＲＫ−副搬送波位相、＝３６００ＦＲＡＣ（（Ｎ− １）”（１／２）　）Ｕ−副搬送波位相：　＝　３６０　”ＰＲＡＣ（（Ｎ−１ ）”　（３／４土１／６２５））■−副搬送波位相：＝Ｕ−副搬送波位相、Ｎ＝ 奇数、（Ｕ−副搬送波位相＋１８０　）　ＭＯＤ３６０、Ｎ＝偶数 上式において、ＦＲＡＣ関数はその引数の小数部をとる。 ３１３　　＃　　１８０　９３８　　＃　　９０　１５６３　　＃　　０　２１ ８８　　＃　　２７０１．８０　　　　２７０　　　　　０　　　　　　９０１ 　　＃　　０　６２６　　＃　　２７０　１２５１　　＃　　１８０　１８７６ 　　＃　　９０３１４　　＃　　９０　９３９　　＃　　０　１５６４　　＃　 　２７０　２１８９　　＃　　１８０２　　＃　　２７０　６２７　　＃　　１ ８０　１２５２　　＃　　９０　１８７７　　＃　　０３１５　　＃　　０　９ ４０　　＃　　２７０　１５６５　　＃　　１８０　２１９０　　＃　　９０こ こで、重要なことは、これらのＮ個の瞬時における副搬送波の１８０°位相差に より、これらの瞬時に（おそらく、これらの瞬時の一部に対して成分ごとに）同 じＹ　ｂ、／　Ｕ　／　Ｖ　／　Ｄｉ／　Ｄｑ情報を伝送する場合、これらの瞬 時における全情報の簡単な線形結合をとることにより、追加（Ｄｉ／ＤＱ）情報 を他の（Ｙｂ、／Ｕ／Ｖ）情報から分離しうるような瞬時の数Ｎを見出すことで ある。また、これか達成されれば、これらの瞬時における情報の他の線形結合を 用いてＵ／ＶをＹ　ｂ　Ｉから分離することも可能である。ＮＴＳＣにおける同 じ問題および関連の解はＡＣＴＶシステムにおいても発見される（“フレーム内 平均化（ｉｎｔｒａｆｒａｍｅ　ａｖｅｒ−ａｇｉｎｇ　）”）。できるだけ多 数の追加情報を伝送するためには（勿論Ｙｈｆ／Ｕ／Ｖの犠牲において）Ｎはで きるたけ小でなけれはならない。 Ｎ個の瞬時には同じＹｂｒ／Ｕ／Ｖ情報が存在するはずであるので、元のＹｂｒ ／Ｕ／ｖ情報はＮのファクタてデシメートした後Ｎ個の瞬時にわたって反復され なければならない。第２７図はＹｈｆに対する拡張送信機Ｔおよび拡張受信機Ｒ における作動を示す。送信機Ｔは各成分に対しデシメーティング　フィルタＤＴ と補間フィルタＩＴの縦続配置を含み、この補間フィルタＩＴは常に最も簡単な いわゆるレピータにより形成する。他方において、デシメーティング　フィルタ ＤＴは所望に応じ複雑な構成を選択することかできるが、最も簡単なデシメータ ＤＴはＮ個の瞬時において平均をとるアバレージャである。 拡張受信機Ｒにおいては、デシメーティング　フィルタＤＲ（簡単なアバレージ ャ）によりＤｉ／Ｄｑ情報からＹ、ｒ／Ｕ／ｖ情報を分離した後、補間フィルタ ＩＲによりＹ、、／Ｕ／Ｖに対する元のサンプリング構造を得るようにする。こ の補間フィルタＩＲも所望に応じ複雑な構成を選択することができるが、最も簡 単なインターポレータＩＲはレピータである。 アーティファクトを生ずる可能性のある付加的反復スペクトラムの残りかインタ ーポレーション中に残り、エイリアシングの残りがデシメーション中に生ずると いう事実は実用のフィルタによるデシメーションおよびインターポレーションに は固有のものである。標準受信機に関するこれらのアーティファクトは送信機Ｔ 内のデシメータＤＴおよびインターポレータＩＴにより決められ、拡張受信機Ｒ に関するアーティファクトは送信機Ｔ内のデシメータＤＴおよび拡張受信機Ｒ内 のインターポレータ［Ｒにより決められる。 上述の位相図からはかなり直接的に２つの可能性が考えられ一ラインｎ、　　ｎ ＋１．　　ｎ＋３１２　、　　ｎ＋３１３上の同じＤｉ／ＤＱ情報−ラインｎ、 ｎ＋１．ｎ＋３１２　、ｎ＋３１３上の同じＹ　ｂ　ｒ情報−ラインｎ、ｎ＋３ １２上の同じＵ／Ｖ情報ここで、“ｎ”は所定のライン　ナンバーである。この ４ラインのブロックは垂直一時フィールド内において種々の方法で反復すること ができ、これを下図に示す。図において、○ ＋ は４ラインの基本ブロックを示す。 ○　○　○　、　○　＋　○　、　○　○　０　　１垂直○　○　○　　　○　 ○　○　　　＋　○　○　　ｌ（ライン）＋＋＋　　　　＋Ｑ　　＋　　　○　 ○　＋　　　１ポジシヨン○　○　○　　　Ｏ○　○　　　○　○　○生成され るアーティファクトは種々の方法でこのパターンに左右される。Ｕ／〜ｒに対す る２ラインのブロックは上述の位相図の基本ブロックを ○ ○ て置換えることにより得られる。 第２８ａ図および第２８ｂ　（ｆｆｌはエンコーダにおけるデシメータおよびデ コーダにおけるインターポレータを最も簡単なバージョンとしたこの方法を用い て実現した拡張エンコーダおよび拡張デコーダの実施例を示す。 （ｉｉ）４−３フイールド方ニ 一ラインｎ、　　ｎ−１−３１２，ｎ＋３１３．　　ｎ＋６２５上ＣＤ同ＵＤｉ ／Ｄｑ情Ｎ−ラインｎ、　　ｎ　＋３１２　、　　ｎ−’−，３１３、ｎ　＋６ ２５上の同じＹｌ、Ｉ情報−ラインｎ、　　ｎ＋３１２上の同じＵ／〜７情報こ こで、“ｎ”は所定のライン　ナンバーである。この４ラインのブロックは垂直 一時フィールド内において種々の方法で反復することができ、これを下図に示す 。図において、○ ＋　○ ○ は４ラインの基本ブロックを示す。 ○　＋　○　＋　　＋　○　○　○　　　　○　＋　０　１垂直○　　○　　○ 　　　、　　　　○　　＋　　○　　　　、　　　　＋　　０ＯＯ１（ライン） ＋　　○　　＋　　　　○　　○　　○　　○　　＋　　　　　　　　○　　○ 　　＋　　　　　１　ポジション゛〉タイム 生成されるアーティファクトは種々の方法でこのパターンに左右される。Ｕ／Ｖ に対する２ラインのブロックは上述の位相図の基本ブロックを ○ 十　　〇 十 て置換えることにより得られる。 ４−３フイールド法および４〜２フイールド法の欠点は次のとおりである。 −Ｙ９！情報を４のファクタてデシメートしなければならず、これは高い対角線 周波数（ｄｉａｇｏｎａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を有する可動成分をほけさせ るほか、きわめて強いエイリアシングをもたらす。 −Ｙｈｆ／Ｕ／ＶとＤｉ／Ｄｑ間の分離に関して悩まなくてもよいような状態に 比し、伝送しうるデータの量か４のファクタて減少する。 これら２つの方法の利点はＹｂＩとＵ／Ｖ間に完全な分離が可能なことである。 もし、欠点の方か利点を土建る場合は、副搬送波が正しい位相関係を有する２つ の瞬時（ＴＷＯ１ｎｓｔａｎｔｓ）を発見するたけて、上述の方法と同じ方法に より、Ｄｉ／ＤｑをＹ０／　Ｕ　／　Ｖから分離することかできるかどうかが質 されなければならない。さらに、これらの２つの瞬時はＹｈ、／Ｕ／Ｖのハンド 幅を大幅に減らせ過ぎないよう３Ｄドメインにおいて相互にできるだけ“接近（ ｃｌｏｓｅ　）”させる必要がある（デシメーティング　フィルタおよび補間フ ィルタ）。 このような瞬時を見付は出すことは同じ水平ポジションを有する瞬時だけに局限 しない場合は可能であると思われる。“Ｙｈ＋搬送波”は常に同じ”位相”であ るので、Ｕ副搬送波およびＶ副搬送波もこれらの２つの瞬時に関して同じ位相を もつものでなければならない。これに関連して最適な瞬時は次のようなものであ る。 （ａｌ　ｔ＝ｔｏおよびｔ＝ｔｏ＋８８５３１　’Ｔ、　ｃ（８８５３１”Ｔ、 　ｃ＃３２２”Ｔｌ＋Ｔ−／２）（ｂ）　ｔ＝ｔｏおよびｔ＝ｔｏ＋８８５３０ °Ｔ８゜（８８５３０”Ｔ８゜＝　３１２’ＴＩ−Ｔ、　Ｊ２）ＣＶＢＳ（ｔ） の高周波成分に対しては次のように書くことができる。 ＣＶＢＳｂｌ（ｔ）＝　Ｙｈｆ（ｔ）＋Ｃ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）上述の２つの瞬時に 関してＹ、、／Ｕ／Ｖをデシメートし、インターポレートした後は次式が成立す る。 ＣＶＢＳｂｌ（ｔ＋ｑ”Ｔ、、）＝　　ＹｂＩ（ｔ）Ｃ（ｔ）Ｄ（ｔ＋ｑ’Ｔ、 、）簡単な方法てＹヨ＋′ＣからＤ（ｔ）を分離可能にするためには、次式が成 立するようにしなければならない。 ［１（ｔ＋ｑ″Ｔ、ｅ）＝−［）（ｔ）　　（分離は２つの瞬時において情報を 簡単に加算および減算することにより実施される）。Ｄ（ｔ）のベースバンド情 報（したかって、Ｄｉ／ＤＱ）か２つの瞬時に同じである場合は、これらの２つ の瞬時におけるＲＫ副搬送波は１８０゜の位相差をもたなければならない。この 場合には、以下の捜索問題（ｓｅａｒｃｈｉｎｇ　ｐｒｏｂｌｅｍ　）はＲＫ副 搬送波の一般式により発見される。 ３６０’（Ｆ、　ｋ”ｑ”Ｔ、ｅ）＝（２”ｐ＋］　）１８０、したかって、　 Ｆ、、＃ＦＯここて、 −ｑは８８５３０または８８５３１に等しく、−ｐは整数、また 一ＦＯはＲＫ副搬送波かほぼ位置すべき周波数である。 書き直しくｒｅｗｒｉｔｉｎｇ　）の結果は（２°ｐ＋１）”Ｆ、ｃ／（２”ｑ ）＝（ｍ＋ｏ、５）Ｆｌ＋ｄｎ”５０＋ｄＦｔ＝ＦＯ上式に対しては、ｄｎ＝ｄ ｆｔ　＝　０でない場合でも、解があり得ることか分る。 ここで、対の２つの瞬時は次の位相図に示すように垂直一時フィールドにおいて 種々の方法で配列することかできる。この位相図において ○ は基本対を示す。 ○　○　○　　　○　＋　○　　　○　○　＋＋　　十　　十　　　　　〇　　 ＋　　○　　　　　＋　　００　　　　　１　垂直○　ＯＯ○　十　〇　　　＋ 　＋　０　１　（ライン）十＋十　　　　＋　○　十　　　○　○　＋　　　　 １ポジシヨン○　○　○　　　＋　Ｏ十　　　＋　○　○　　Ｉそのイ也この場 合にも生成されるアーティファクトは種々の方法でこのパターンに左右される。 しかし、この方法（“２−３１２ＴＬ”）は２つの欠点を有する。 （ｉ）ライン　ロック　クロックの場合は、２つの瞬時はまさに使用できないた め副搬送波ロック　クロックへの転移と、フィルタ（例えば、非対称横形フィル タ）によるサンプリング周期の小数部（ｆｒａｃｔ　１ｏｎ）の必要な残りの遅 延の近似との間で選択を行わなければならない。 （ｉｉ）なんらの手だてなしにＹ　ｂ　を信号をデシメートした場合は、これは 純粋な水平周波数に対してＩ　Ｃ０３（ＰＩ’　Ｆｈ／（２°Ｆ、、））　ｌ振 幅伝達関数を意味し、互換性受信機および拡張受信機の双方に対して許容できな いような輝度解像度の制限をもたらす。 第１の欠点は発見された方法に固有のものであるか、第２の欠点は、瞬時ｔｏお よびｔｏ＋ｑ”Ｔ、ｃ＋／−Ｔ、＋（０＜Ｔａ＜Ｔ、、／２）にデシメーティン グ　フィルタによりＹ　ｈ　ＩＯ値を平均化し、時間ｔＯ＋ｑ’Ｔ−ｃに補間フ ィルタ（レピータ）によりこの平均値を反復させることにより、一部またはすへ てを取除くことができる。この場合、拡張受信機においては逆の作動が行われる 。しかし、互換性受信機においては、Ｔ、が大きくなるにしたがって大となる水 平２５Ｈｚジツターが高い水平輝度周波数成分であられれる。他方において、Ｔ 、が増えると、より大きい輝度帯域幅が得られるので、水平輝度帯域幅と互換性 （水平ジッターの大きさ）との間には妥協が発見されなけれはならない。 一般に、Ｔ、はライン　ロック　クロックの単一の遅延もしくは副搬送波ロック 　クロックの単一の遅延（υｎ１ｔｙ　ｄｅｌａｙｓ）のいずれによっても実現 できないので、この遅延はどの場合にも、フィルタ（例えば、非対称横形フィル タ）を用いて近似させるようにする必要かある。 ライン　ロック　クロックを実現する場合には、時間１＝１０＋ｑ”Ｔ、ｅを直 ちに利用することはできないという事実により、補間フィルタ（レピータ）がこ の時間に１＝１０におけるＹｂＩの値を完全に反復することができず、水平方向 における補間か必要となり、その結果非直線的な振幅特性曲線か得られる。なん らの手だても講じない場合は、瞬時ｔｏ　＋　ｑ　”　Ｔ　＊。には、瞬時１０ における値と同じ値は得られず、したがって、Ｄｉ／′ＤＱを決定するため２つ の瞬時における値を拡張受信機内で相互に減算する瞬時にはＤｉ／ＤＱ内にＹｂ Ｉの剰余が残ることになる。 したがって、このクロストークが受入れられない場合には、瞬時ｔ＝ｔＯ＋ｑ” 　Ｔ、、の振幅特性曲線を瞬時１＝１０に対して補償することが必要となる。こ のような振幅特性曲線の補償はＵ／Ｖに対しても発見されなければならない。ま た、それがライン　ロックされている場合には、拡張受信機においても同じ問題 が生ずる。第２９ａ図および第２９ｂ図はライン　ロック　りロックの場合にお けるそれぞれ拡張送信機および拡張受信機に対する全体システムの実施例を示す 。これらの図においてｑは８８５３１に選定している。 上述の第２サブチヤネル使用技術を要約すると、ＰＡＬテレビジョン信号の高周 波アクティブ　ビデオ部分において（追加情報とともに）デジタル変調を伝送し 、該変調の搬送波を−・股の受信機におけるこの追加変調の可視度が最小となる ような３次元スペクトラム内に置くようにする。本発明による受信機の場合、こ の追加情報と通常のカラー画像情報間の満足な分離は時間変化フィルタリングに より達成される。 第２８ａ図および第２８ｂ図は“４−２フイールド”法を実行しうるよう形成し た拡張エンコーダおよび拡張デコーダの可能な実施例を示す。第２８ａ図におい て、入力輝度信号Ｙ５、は低域フィルタ２８０１、補償遅延回路２８０３ならび に前記フィルタ２８０１および遅延回路２８０３の出力信号を減算するための減 算器２８０５を含むハント　スプリッタ　フィルタに供給して、前記フィルタ２ ８０１から低周波輝度信号Ｙ１１を得るほか、前記減算器２８０５から高周波輝 度信号Ｙｈｌを得るようにする。信号ＹｈＩは第１ライン遅延回路２８０７、フ ィールド遅延回路２８０９および第２ライン遅延回路２８１１ならびに後段に配 置した加算器２８１３および除算器（１／４回Ｂ）　２８１５の直列配置を含む アバレージャにこれを供給する。前記加算器２８１３は遅延口Ｂ　２８０７の入 力および遅延回路２８０７．２８０９゜２８１１の出力を加算する。また、この アバレージャは第２７図に示すデシメータＤＴ　（たたし、Ｎは４とする）に対 応する。除算器（デバイダ）２８］５の出力信号はライン遅延回路２８１７、フ ィールド遅延回路２８１９およびライン遅延回路２８２１ならびにこれらの後段 に配置し、遅延回路２８１７の入力または遅延回路２８１７．２８１９゜２８２ １の出力を選択するスイッチ２８２３の直列配置を含むレピータ（第２７図のＩ Ｔ）にこれを供給する。また、加算器２８２５は時間変化的に濾波された高周波 輝度信号であるスイッチ２８２３の出力を補償フィールド遅延回路２８２７によ り遅延された低周波輝度信号に加算する機能を有する。 入力クロミナンス信号Ｕ＋−／Ｖ１．はフィールド遅延回路２８２９Ｕ　／　Ｖ 、関連のフィールド遅延回路２８２９　Ｕ　／　Ｖの入力と出力を加算する加算 器２８３］Ｕ、／Ｖならびに１／２回路２８３３　Ｕ　／〜７を有する関連のア ハレーシャにこれらを供給する。前記アバレージャは第２７図のデシメータＤＴ 　（ただし、Ｎは２とする）に対応する。 １７′２回路２８３３　Ｌｌ　／　Ｖ　（７）出力はフィールド遅延回路２８３ ５Ｕ／Ｖならびに関連のフィールド遅延回路２８３５Ｕ／Ｖの入力と出力間で切 換えを行うスイッチ２８３７Ｕ／Ｖを有するレピータ（第２７図のＩＴ）にこれ を供給し、前記スイッチ２８３７　Ｕ　／　Ｖの出力はＰＡＬ変調器２８３９の 関連入力に供給する。また、前記変調器２８３９は副搬送波信号（周波数Ｆ、。 ）およびＶ−スイッチ信号Ｖ−１，をも受信しうるよう形成する。前記変調器２ ８３９の出力は補償遅延回路２８旧およびライン遅延回路２８４３を介して加算 器２８４５に結合し、前記加算器２８４５の他の入力に加算器２８２５の出力信 号を供給する号を可とする）は、ライン遅延回路２８４７、フィールド遅延回路 ２８４９およびライン遅延回路２８５１ならびにこれらの後段に配置したスイッ チ２８５３の直列配置に供給する。遅延回路２８４７〜２８５１およびスイッチ ２８５３はともに第２７図のレピータＩＴに対応する。前記スイッチ２８５３の 出力はデジタル変調器２８５５を介して加算器２８４５の第３人力に供給し、前 記加算器２８４５から本発明の現局面により符号化されたビデオ信号ＣＶＢＳを 導出するようにする。 第２８ｂ図に示す拡張デコーダにおいて、伝送されたビデオ信号ＣＸ’ＢＳは低 域フィルタ２８５７、補償遅延回路２８５９ならびに前記フィルタ２８５７およ び遅延回路２８５９の出力信号を減算するための減算器２８６１を含むバンド　 スプリッタ　フィルタに供給して前記フィルタ２８５７から低周波程度信号Ｙｌ ＋を得るようにするほか、前記減算器２８６１から高周波輝度信号、クロミナン ス信号および付加的信号りを含むビデオ信号の高周波部分を導出させるようにす る。ビデオ信号の高周波部分はライン遅延回路２８６３、フィールド遅延回路２ ８６５およびライン遅延回路２８６７の直列配置に供給する。加算器２８６９は 遅延回路２８６３の入力信号を遅延回路２８６３〜２８６７の出力に加算する機 能を有し、除算器２８７１は加算器２８６９の出力を４で除算する機能を有する 。遅延回路２８６３〜２８６７、加算器２８６９および除算器２８７１はともに 第２７図のデシメータＤＲ（ただし、Ｎは４）を形成する。除算器２８７１の出 力は、ライン遅延回路２８７３、フィールド遅延回路２８７５およびライン遅延 回路２８７７ならびに遅延回路２８７３の入力信号または遅延回路２８７３〜２ ８７７の出力信号の１つを選択するため、これらの後段に配置したスイッチ２８ ７９の直列配置を含むインターポレータ（第２７図のＩＲ）に結合し、復号高周 波輝度信号を得るようにする。加算器２８８１は補償フィールド遅延回路２８８ ３により遅延された低周波輝度信号Ｙ、ｌとこの復号高周波輝度信号を加算し、 復号輝度信号Ｙを与える。 加算器２８８５はライン遅延回路２８６３の入力に結合した正入力、ライン遅延 回路２８６３の出力に結合した負入力、フィールド遅延回路２８６５の出力に結 合した正入力およびライン遅延回路２８６７の出力に結合した負入力を有する。 前記加算器２８８５の出力はサンプル　レート減少回路２８８７を介してデジタ ル復調器２８８９に結合し、前記復調器２８８９から付加的信号りを検索するよ うにする。 また、減算器２８９１はライン遅延回路２８６３の入力信号からフィールド遅延 回路２８６５の出力信号を減算する機能を存する。前記減算器２８９１の出力は １７２回路２８９３を介してフィールド遅延回路２８９５ならびにフィールド遅 延回路２８９５の入力または出力を選択するためのスイッチ２８９７を含むレピ ータに結合する。また、前記スイッチ２８９７の出力はライン遅延回路２８９８ を介してＰＡＬカラー復調器２８９９に結合し、前記復調器２８９９からクロミ ナンス信号ＵおよびＶを検索するようにする。前記復調器２８９９は副搬送波信 号（周波数Ｆ、、）およびＶ−スイッチ信号Ｖ−ｓｗをも受信しつるよう形成す る。 第２９ａ図および第２９ｂ図はライン　ロック　クロックを使用しながら“２− ３１２ＴＩ　”法を実行しうるようそれぞれ形成した拡張エンコーダおよび拡張 デコーダの可能な実施例を示す。第２９ａ図において、入力輝度信号ＹＩＮは低 域フィルタ２９０１、補償遅延回路２９０３ならひに前記フィルタ２９０１およ び遅延回路２９０３の出力信号を減算するための減算器２９０５を含むバンド　 スプリッタ　フィルタに供給して、前記低域フィルタ２９０１から低周波輝度信 号Ｙ　ｌ　１を得るようにするほか、前記減算器２９０５から高周波輝度信号Ｙ 　ｈ　ｌを得るようにする。信号Ｙ０はフィールド遅延回路２９０７を介してほ ぼＴ、０　＋Ｔ、ｃ／　２−Ｔｄｌに等しい遅延を有する水平フィルタ２９０９ に結合するほか、遅延Ｔ、０を有する遅延回路２９１１にも供給する。加算器２ ９１３および１／２回路２９１５はフィルタ２９０９および遅延回路２９１１の 出力信号を平均化する機能を有する。回路素子２９０７〜２９１５は第２７図の デシメータＤＴ　（ただし、Ｎは２）に対応する。デシメータの出力はフィール ド遅延回路２９１７を介してり゛ループ遅延周期Ｔ、Ｉ＋Ｔ、ｅ／’２を有する 水平フィルタ２９１９に結合するほか、グループ遅延周期Ｔ、Ｉを有する水平フ ィルタ２９２１に直接結合させる。また、スイッチ２９２３はフィルタ２９１９ の出ツノまたはフィルタ２９２１の出力を選択する。回路素子２９１７〜２９２ ３は第２７図のインターポレータＩＴに対応し、符号化高周波輝度信号を供給す る。スイッチ２９２３の出力は加算器２９２５の１つの入力に供給する。また、 加算器２９２５には補償遅延回路２９２６を介して低周波輝度信号ＹＩＩを供給 するようにする。 入力クロミナンス信号Ｕ　ＩＮは、フィールド遅延回路２９２７およびグループ 遅延周期Ｔ−２＋Ｔ、ｃ／２　　Ｔａ２を有する水平フィルタ２９２９を含む第 １ブランチ、遅延回路２９３１　（遅延周期Ｔ、、）を有する第２ブランチ、２ つのブランチの出力を加算する加算器２９３３および１／２回路２９３５を具え たデシメータに供給し、デシメートされたＵ信号を得るようにする。二〇デシメ ートされたＵ信号はフィールド遅延回路２９３７およびグループ遅延周期Ｔ、、 ＋Ｔ、ｃ／２を存する水平フィルタ２９３８を含む第１ブランチ、遅延回路２９ ３９　（遅延周期Ｔ、３）を有する第２ブランチおよび第１または第２ブランチ の出力を選択するスイッチ２９４１を具えたインターポレータに供給し、前記ス イッチ２９４１からＰＡＬ変調器２９４３に符号化Ｕ信号を供給するようにする 。 入力クロミナンス信号ＶＩＮは素子２９３７〜２９４１に対応する回路素子を含 む回路２９４５を介してＰＡＬ変調器２９４３の他の入力に供給する。前記変調 器２９４３はさらにＶ−スイッチ信号Ｖ−ｓｗおよび周波数Ｆ８゜を有する副搬 送波信号をも受信しうるようにする。 ＰＡＬ変調器２９４３の出力から加算器２９４７に被変調クロミナンス信号を供 給する。また、加算器２９４７は加算器２９２５からの符号化輝度信号をも受信 するようにする。 付加的信号りを搬送するには別個の副搬送波を使用しているので、始めに信号り は周波数Ｆ７．を有する別個の副搬送波上で直角変調される２つの部分Ｄ１およ びＤｏに分割される。符号Ｄ１は、フィールド遅延回路２９４９およびグループ 遅延周期Ｔよ。 ＋　Ｔ　、、／２を有する水平フィルタ２９５１を含む第１ブランチ、グループ 遅延周期Ｔ　ｚ　４を有する水平フィルタ２９５３を含む第２ブランチ、および 第１または第２ブランチの出力を選択するスイッチ２９５５を具えたインターポ レータに供給し、このインターポレータの出力をデジタル変調器２９５７の第１ 人力に結合する。また信号Ｄ０は素子２９４９〜２９５５に対応する回路素子を 含む回路２９５９を介して変調器２９５７の第２人力に供給する。さらに、前記 変調器２９５７の出力を加算器２９４７の第３人力に結合し、前記加算器２９４ ７の出力から本発明の現局面により符号化されたビデオ信号ＣＶＢＳか供給され るよ・うにする。 この場合、フィルタ２９１９および２９２１は同じ振幅特性を有するものとし、 これは各対のフィルタ２９３８／２９３９および２９５１／２９５３にも適用さ れる。 第２９ｂ図は第２９ａ図のエンコーダに対応するデコーダを示す。 伝送されたビデオ信号ＣＶＢＳは低域フィルタ３００１、補償遅延回路３００３ ならびに前記フィルタ３００１および遅延回路３００３の出力信号を減算するた めの減算器３００５を含むバンド　スプリッタ　フィルタに供給して前記フィル タ３００１から低周波輝度信号Ｙ１１を得るようにするほか、前記減算器３００ ５から符号化ビデオ信号の高周波部分を得るようにする。この高周波部分は、フ ィールド遅延回路３００７を介してグループ遅延Ｔ　ｚ　６千Ｔｓｃ／２を有す る水平フィルタ３００９に供給するほか、グループ遅延Ｔｇｓを有し、かつフィ ルタ３００９と同じ振幅特性を有する水平フィルタ３０１１に直接供給するよう にする。減算器３０１３はフィルタ３００９および３０１１の出力信号を減算す る機能を有する。前記減算器３０１３の出力はｌ／２回路３０１４およびサンプ ル　レート減少回路３０１５を介してデジタル復調器３０１７に結合し、前記復 調器３０１７から復号付加信号りを導出させる。 加算器３０１９はフィルタ３００９および３０１１の出力信号を加算する機能を 有する。前記加算器３０１９の出力は１７２回路３０２１およびサンプル　レー ト減少回路３０２３を介して一般のＰＡＬデコーダ３０２５に結合する。また、 前記デコーダ３０２５はさらに副搬送波信号（周波数Ｆ　ｓｃ）および〜Ｉ−ス イッチ信号Ｖ−ＳＷをも受信するようにする。回路素子３００７〜３０１１およ び３０１９〜３０２３は第２７図のデシメータＤＲ（ただし、Ｎは２）に対応す る。 ＰＡＬデコーダ３０２５のＹ出力はフィールド遅延回路３０２７およびグループ 遅延Ｔ、６＋Ｔｓ。／’２　　Ｔａ＋を有する水平フィルタ３０２９を含む第１ ブランチならびにグループ遅延Ｔ０を有する遅延回路３０３１を含む第２ブラン チにより形成したインターポレータ（第２７図のＩＲ）に結合する。スイッチ３ ０３３は第１ブランチまたは第２ブランチの出力信号を選択する機能を有する。 前記スイッチ３０３３の出力は復号高周波輝度信号を導出し、これを加算器３０ ３５に結合する。前記加算器３０３５は補償遅延回路３０３７を介して低周波輝 度信号をも受信し、その出力から出力輝度信号）゛。を導出する。 ＰＡＬデコーダ３０２５のＵ出力はフィールド遅延回路３０３９およびグループ 遅延Ｔ　Ｅ７　＋　Ｔ　ｒｃ／２　　Ｔ　ａ２を有する水平フィルタ３０４１を 含む第１ブ→ンチならびに遅延周期Ｔ、７を有する遅延回路３０４３を含む第２ ブランチにより形成したインターポレータに結合する。スイッチ３０４５はフィ ルタ３０４１または遅延回路３０４３の出力信号を選択し、出力クロミナンス信 号Ｕ。を供給する。 ＰＡＬデコーダ３０２５のＶ出力は素子３０３９〜３０４５に対応する回路素子 を含む回路３０４７に結合し、前記回路３０４７から出力クロミナンス信号ｖＯ を供給する。 以下の方法は、この場合も同じ水平ポジションを有する３つの瞬時におけるＹ　 ｈ／　Ｕ　／　Ｖ　／　Ｄｉ／　Ｄｑの同等性にもとろくものである。この：３ 一つの瞬時のブロックは第３０図に示すような２つの異なる方法で垂直空間フィ ールド内で反復する二とかてきる。 また、この場合も、追加副搬送波の周波数は自由に選定することかできる。以下 の記述部分においては、この追加副搬送波の周波数はライン周波数の１／２の奇 数倍と仮定することにする。 第３０図に示す第１の可能性を考えると、３つの瞬時は常にラインｎ＋ｎ−＋− ］およびｎ＋３１３上にある。かくして、高周波ＣＶＢＳ信号に対してこれら３ つのラインに関し次式が成立する（ただし、）′ゎｔ　、’　ＩＪ　ｙ”ｖ　、 、−’　Ｄ　＋　、／　ＤｑのデシメーションおよびインターボＹｈｌ＋Ｕ”５ ＩＮ（ｘ）＋Ｖ”Ｃ０３（ｘ）＋Ｄ＋”Ｃ０３（ｙ）＋Ｄｑ”５ＩＮ（ｙ）・・ ・（３４） ＣＶＢＳ（ｎ＋１）　＝ Ｙｈ　＋　＋Ｌｌ”Ｓ　！Ｎ（ｘ４２７０＋ｅ　）−Ｖ”Ｃ０３（ｘ＋２７０＋ ｅ　）−Ｄ　ｉ　”Ｃ０３（ｙ　）−Ｄｑ”Ｓ　ＩＮ（ｙ　j ・・・（３５） ＣＶＢＳ（ｎ＋３］３）　＝ Ｙｂｌ＋じＳ　ＩＮ（ｘ＋９０＋ｅ／２　）４”Ｃ０３（ｘ＋９０＋ｅ、’２　 ）−Ｄ　ｉ　”Ｃ０３（ｙ　）−Ｄｑ”Ｓ　ＩＮ（ｙ　）・・・（３６） ここで、ｅ　＝　３６０／’６２５　、また上式から（ＣＶＢＳ（ｎ４３１３） −ＣＶＢＳ（ｎ＋］　）Ｌ’２＝（Ｕ”Ｓ　ＩＮ（ｘ　＋９０＋　３ｅ／４　） −Ｖ”ＣＯ３（ｘ　＋９０＋　３ｅ／４　））”ＣＯ３（ｅ／４　）・・・（３ ７） この式から理論的にＵおよびＶを抽出することかでき、Ｕおよび〜ｌの再変調な らひにＣＶＢＳ（ｎ）の減算後、次の２つの式が残る。 Ｃ〜’ＢＳ（ｎ）−ＲＥ〜ｌ０ＤＵＬＡＴＩＯＮ（Ｌｌ、Ｖ）＝　Ｙｂ、＋Ｄｉ ”Ｃ０３（ｙ）↓Ｄｑ”Ｓ］Ｎ（ｙ）・・・　（３８） （ＣＶＢＳ（ｎ＋３１３）寸ＣＶＢＳ（ｎ＋１））／２＝　”ｉ’、−Ｄ＋”Ｃ ０３（Ｙ）−Ｄｑ”５ＩＮ（ｙ）・・・　（３９） ）′１．はＤｉ″Ｄｑから簡単に分離することができる。Ｕおよび■の復調に対 しては生成されたラインｎ−’−，３１３の副搬送波をきわめて良好な近似で使 用することができる。この場合（付加的）位相エラーは３６０／　１２５０　＝ 　０．２９度に過ぎず無視しうる値である。 さらに、Ｃ０３（ｅ／４）−０，９９９９８７４が成立するので、１にきわめて 近似させることができる。これらの近似はＰＡＬ副搬送波を標準の仕様の範囲内 で次式のように修正した場合は実施するを要しない。 Ｆ、、、、、：＝（２８３，７５＋１／６２４）Ｆｌ＝　　Ｆｓｃ−。＋　ｄ＋ ０．０４１１イＺ・・・（４０） この場合には次式が成立する。 ＣＸ’ＢＳ（ｎ＋１）　＝ Ｙｈｌ＋ｔｉ”５Ｉｌｓ（１４２７０＋ｅ’　）−Ｖ’Ｃ０５（ｘ＋２７０＋ｅ ’　）−Ｄｉ”Ｃ０３（ｙ）−Ｄｑ”５ＩＮ（ｙ）・・・（４１） Ｃ〜’ＢＳ（ｎ＋３１３）　＝ Ｙｈ＋＋Ｌｌ”５ＩＮＣｘ＋９０＋ｅ’　　）−Ｖ”Ｃ０３（ｘ＋９０＋ｅ’　 　）−Ｄｉ”Ｃ０３（ｙ）−Ｄｑ”５ＩＮ（ｙ）・・・（４２） ここで、ｅ　’　＝　３６０／６２４゜これまてはＰＡＬ副搬送波の位相は完全 に再生しうるちのと仮定してきたか、実際にはそうてはなく、（異なる位相およ び異なるＶスイッチ符号での）Ｕ／Ｖの復調およびＵ　／　Ｖの再変調とＣＶＢ Ｓ（ｎ）の減算の後には、Ｕ／Ｖの残留物（ｒｅｓｉｄｕｅ　）か残り、Ｄｉ／ ＤＱの信号対雑音比の劣化をもたらし、これかこの方法の欠点となる。 また、他の欠点はクロミナンス情報が正確に両側波帯では伝送されず、一部単側 波帯で伝送されるということで、これは復調後、したがって勿論再度変調後もＵ ／Ｖ内に直角ひずみが生じ、この直角ひずみによりかなり大きいＵ／Ｖの残留物 か残ることを意味する。もし、この残留物が大きすぎる場合には、クロミナンス 情報が両側波帯で正確に伝送されるか（水平バンド幅の制限をきたす）、Ｕ／Ｖ が両側波帯で伝送される水平スペクトラムのその部分においてデータの伝送か行 われることになる（こねは許容可能なデータ　ビット　レートの大幅な減少をも たらす）。これがこの方法の他の欠点となる。 この方法の利点は上述の制限にも拘らずＹ□とＵ／Ｖとの分離か可能なことであ る。 以下、改良を加えた２つのこの方法の変形例につき説明することにする。これら の変形例の利点はもはやクロミナンスを真の両側波帯信号に限定する必要がない ということで、これによりさらに大きな水平クロミナンス解像度か得られるほか 、付加信号りの最大伝送容量が保持される。また、この変形は拡張デコーダに対 するクロス　カラーおよびクロス　ルミナンスが抑制されるという利点をも有す る。 このデータ減少率（ｄａｔａ　ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ　ｆａｃｔｏｒ　）　３の第 １変形例は、第３０図に関して前述したように、Ｙｈｌ／Ｕ／Ｖ／Ｄ−情報か同 一の垂直空間ドメイン内における３つのポジションのブロックの配列に対する同 し可能性に関係する。この場合にも追加副搬送波の周波数は自由に選定可能で、 ３つのポジションのブロックにおける位相関係が重要なだけである。 ）”ｈｌ＋　［ＪおよびＶをこの情報が３つの考えられる瞬時（ｔｉｍｅｍｏｍ ｅｎｔ）に同一となるよう処理した場合は、■−スイ・ソチの同期性およびＰＡ Ｌ副搬送波周波数の式により次式が得られる。 ５２（ｔ）＝Ｙｈ＋（ｔ）４Ｄ（ｔ）＋Ｕ（１）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、 　ｔ　）４Ｖ（ｔ　）ＳＷ（ｔ　）ＣＯ３（２、門、Ｆ、ｃ、ｔ）・・・　（４ ３） Ｓ２（＋＋ＴＩ）−Ｙｈ＋（ｔ）＋Ｄ（ｔ＋ＴＩ）−Ｌｌ（ｔ　）ｃｏｓ（２， Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）−Ｖ（ｔ　）ＳＷ（ｆ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、 　ｔ＋ｅ）・・・　（４４） Ｓ２（ｔ＋３１３ＴＩ　）”Ｙｈ　ｌ　（ｔ　）＋Ｄ（ｔ＋３１３ＴＩ　）＋Ｕ （ｔ　）ＣＯ３（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、　ｔ＋ｅ／２）＋Ｖ（ｔ　）ＳＷ（ｔ ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、　ｔ４ｅ／２）・・・　（４５） ここで、ｅ　＝　２．　ＰＩ／６２５である。この（小さい）位相エラーは、エ ンコーダ端においてＰＡＬ副搬送波に正しい順序で（これは遅延素子を用いて容 易に実現できる）小さいライン交番位相ジャンプを与えることにより完全に取除 くことかできる。以下の記述はこれにもとづくものである。この結果、当然のこ ととして、標準形デコーダは位相エラーに対していま少しセンシティブとなる。 ここで、Ｄ（ｔ＋Ｔｌ）・Ｄ（ｔ＋３１３Ｔ１）＝Ｄ（ｔ）と仮定した場合は、 容易に次式が得られる。 ５３（ｔ）＝　（Ｓ２（ｔ＋３１３ＴＩ）−８２（ｔ＋Ｔｌ））　／２＝　Ｕ（ ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、　Ｆ、、、　ｔ、）＋Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＳＩＮ（２， Ｐｌ、　Ｆ、ｅ、　ｔ）・・・（４６） これから標準ＰＡＬカラー復調器を用いてＵおよびＶを完全に再生することがで きるか、生成されるクロミナンス副搬送波内の位相エラーを補償するＰＡＬ遅延 ラインかないため、これらはカラー　エラーを生じ続ける。これは第１６図ない し第１９図に関して前述した測定ライン技術により補償することかできる。この 問題は標準形デコーダには存在しない。 次に第３１図に示すようないわゆる“ＰＡＬモデイファヤ（ＰＡＬｍｏｄｉｆｉ ｅｒ）　”によりＳ３を処理した場合は、次式が成立する。 ５４（ｔ）＝ＢＰ　ｉ２．５３（ｔ）、５ＩＮ（４，Ｐｌ、Ｆ、ｅ、ｔ＋２．Ｐ ＨＩ）　）＝Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｃ、ｔ＋２．ＰＨＩ）＋Ｖ（ｔ ）ＳＷ（ｔ）ＣＯＳ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｅ、ｔ＋２．ＰＨＩ）・・・　（４７） こ二でＢＰ（ｌはＰＡＬ副搬送波周波数近辺の帯域フィルタを表わす。次に、 ５ｓ（ｔ）＝８２（ｔ）−３ａ（ｔ）　　＃　Ｙ、＋（ｔ）十〇（ｔ）＋２．３ ＩＮ（ＰＨ１）　　（［，１（ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｅ、ｔ）＋Ｖ（ｔ） ＳＷ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｅ、ｔ））・・・（４８） また、５ｓ（ｔ）・５２（ｔ＋ＴＩ）＋５ｚ（ｔ＋３１３Ｔｌ）＝）゛、＋（ｔ ）−Ｄ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　・・・（４９）次に、Ｙ　ｈ　Ｉは 次式によりＤから分離することかできる。 Ｙ、ｔ’　　（ｔ）・　（Ｓｓ（ｔ）＋５ｓ（ｔ）　　）　　／２　　＃　ＹＴ ｈｌ（ｔ）　　　　　　　　　　・・・　（５０）Ｄ’　（ｔ）＝　［：５６（ ｔ）−５６（ｔ）　）　／２＝　Ｄ（ｔ）＋５ＩＮ（ＰＨ１）　（Ｕ（ｔ）ＣＯ ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｅ、　ｔ）＋Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、、 、ｔ））　　　　　　　　　　　　　−（５］）かくして、ここでは生成される クロミナンス副搬送波の位相エラーによりＵ　／　ＶからＤへあ漏泄が起こる。 これはＤ（ｔ）の振幅により受入れ可能ともなり、受入れ不能ともなる。後者の 場合は同じ測定ライン補償を再度使用することができる。 第３１図はいわゆるＰＡＬモデイファイヤを示す。図示のように、このモディフ ァイヤはＰＡＬ副搬送波周波数の２倍の周波数ての変調器とＰＡＬ副搬送波周波 数近辺の周波数バンドを通過させる帯域フィルタとの直列配置を含む。 第３２図は同じ水平ポジションを有する３つの瞬時にＹ、、／Ｕ／Ｖ／Ｄｉ／Ｄ ｑを等しくする方法の第１変形例による拡張エンコーダを示す。入力輝度信号） ′１は低域フィルタ３２０１、補償遅延回路３２０３ならびに前記フィルタ３２ ０Ｉおよび遅延回路３２０３の出力信号を減算する減算器３２０５を含むバンド 　スプリット　フィルタに供給して前記フィルタ３２０１から低周波輝度信号Ｙ １１を得るようにするほか、前記減算器３２０５から高周波輝度信号Ｙ　ｂｒを 得るようにする。Ｙ　ｈ　を信号はフィールド　メモリ３２０７およびラインメ モリ３２０９の直列配置ならびに前記フィールド　メモリ３２０７の入力をライ ン　メモリ３２０９の入力および出力に加算する加算器３２１１を含むデシメー タ（第２７図のＤＴ、ただし、ｎ＝３）に供給するようにする。デシメートされ たＹｈｌ信号はフィールド　メモリ３２Ｉ３およびライン　メモリ３２１５の直 列配置ならびに前記フィールド　メモリ３２１３の入力信号、ライン　メモリ３ ２１５の入力信号またはライン　メモリ３２１５の出力信号を選択するためのス イッチ３２１７を含むインターポレータ（第２７図のＩＴ、ただしＮ＝３）に供 給するようにする。 スイッチ３２１７の出力信号は除算回路（ｌ／３回路）　３２１９を介して加算 器３２２１に結合する。また、前記加算器３２２１は補償フィールト遅延回路３ ２２３からの低周波輝度信号Ｙ１１をも受信するようにし、その出力から符号化 輝度信号を導出するよう形成する。 入力クロミナンス信号Ｌｌｉ／Ｖｉはフィールド　メモリ３２２５　Ｕ　／Ｖお よびライン　メモリ３２２７　Ｕ　／　Ｖの直列配置、ならびに前記フィールド 　メモリ３２２５Ｕ／Ｖの入力信号をライン　メモリ３２２７Ｕ／Ｖの入力およ び出力信号に加算するための加算器３２２９Ｕ／Ｖを含むデシメータに供給する ようにする。加算器の出力信号は除算器３２３１０／Ｖにより１／３に除算する 。また、サンプル　レート減少回路３２３３Ｕ／Ｖは前記除算器の出力信号のサ ンプル　レートを１７７３に減少させる機能を有する。 デシメートされたＵ／Ｖ信号を次に時間変数フィルターとカラー変調器のインタ ーポーレータ部分の組み合わせと考えることができる回路へ供給する。 サンプル　レート減少回路３２３３ｔＪの出力におけるデシメートされたし信号 は変調器３２３５ＬＪ　（ＣＯ３位相）、ライン　メモリ３２３７Ｕおよびイン バータ３２３９　Ｕの直列配置に供給するようにし、前記インバータ３２３９Ｕ の出力をスイッチ３２４１　Ｕの第１切換接点に結合する。また、前記ライン　 メモリ３２２７０の出力をフィールド　メモリ３２４３０を介してスイッチ３２ ４１　Ｕの第２切換接点に結合する。デシメートされたＵ信号はさらに変調器３ ２４５Ｕ　（ＳＩＮ位相）を介してスイッチ３２４］Ｕの第３切換接点に供給す る。前記スイッチ３２４１０の出力は加算器３２４７にこれを結合する。前記加 算器３２４７は加算器３２２１からの符号化輝度信号をも受信するようにする。 サンプル　レート減少回路３２３３Ｖの出力におけるデシメートされた■信号は 、変調器３２３５Ｖ　（ＳＩＮ位相）およびライン　メモリ３２３７Ｖの直列配 置に供給するようにする。前記ライン　メモリ３２３７〜ｒの出力はスイッチ３ ２４１Ｖの第１切換接点に結合するほか、フィールド　メモリ３２４３Ｖおよび インバータ３２４４Ｖの直列配置を介してスイッチ３２４１Ｖの第２切換接点に 結合する。デシメートされたＶ信号はさらに変調器３２４５Ｖ　（ＣＯ３位相） を介してスイッチ３２４１　Ｖの第３切換接点にも供給するようにし、前記スイ ッチ３２４１Ｖの出力をＶスイッチ信号Ｖ−ｓｗで乗算する乗算器３２４９を介 して加算器３２４７に供給する。 加算器３２４７の出力においてビデオ信号ＣＶＢＳに符号化しなければならない 最後の信号はベースバンド付加信号［）ｂｂである。信号Ｄｂｂは変調器３２５ １に供給し、前記変調器３２５１から信号りを導出させる。信号りはフィールド 　メモリ３２５３およびライン　メモリ３２６１の直列配置、インバータ３２５ ９ならびにインバータ３２６１を含むインターポレータに供給し、前記ライン　 メモリ３２５５の出力をスイッチ３２５７の第１切換接点に結合するほか、フィ ールド　メモリ３２５３の出力に結合したインバータ３２５９の出力をスイッチ ３２５７の第２切換接点に結合し、フィールド　メモリ３２５３０入力に結合し たインバータ３２６１の出力をスイ・ソチ３２５７の第３切換接点に結合する。 前記スイッチ３２５７の出力は加算器３２４７にこれを結合し、加算器３２４７ の出力からビデオ信号ＣＶＢＳを導出させるようにする。 第３３図は第３２図示拡張エンコーダに対応する拡張デコーダを示す。第３３ａ 図において伝送ビデオ信号ＣＶＢＳは低域フィルタ３３０１、補償遅延回路３３ ０３ならびに前記フィルタ３３０１および遅延回路３３０３の出力信号を減算す る減算器３３０５を含むノくンド　スプリッタ　フィルタに供給して、前記フィ ルタ３３０１力）ら低周波輝度信号Ｙ　Ｉ　Ｉ　Ｏを得るほか、前記減算器３３ ０５から入力ビデオ信号の高周波部分を得るようにする。この高周波部分は、フ ィールド遅延回路３３０７およびライン遅延回路３３０９の直列接続に供給し、 前記遅延回路３３０９から信号Ｓ２（式４５参照）を得るようにする。 前記フィールド遅延回路３３０７の入力および出力信号は減算器３３１１により 減算されるようにする。前記減算器の出力信号は１７２回路３３１３に供給し、 前記回路３３１３から信号Ｓｓ　（式４６参照）を得、しかる後この信号Ｓ、を Ｐ　Ａｔモデイファイヤ３３１５　（第３１図参照）で処理し、信号Ｓ４（式４ ７参照）を得るようにする。信号ＳＳ　（式４８参照）は減算器３３１７におい てＳ２からＳ４を減じ１／２回路３３１９４二おいて減算出力信号を三等分する ことによりこれを得るよう（こする。また、信号Ｓ６　（式４９参照）はフィー ルド　メモリ３３０７の入力信号および出力信号を加算器３３２１で加算し、１ ７２回路３３２３において三等分することによりこれを得るようにする。次に、 信号Ｙ、、’　　（式５０参照）は加算器３３２５および１／２回路３３２７を 用いて信号Ｓ、およびＳ、を平均化することによりこれを得るようにし、また信 号Ｄ’（ｔ）（式５１参照）は減算器３３２９により信号Ｓ。 から信号Ｓ６を減じ、得られた結果を１７２回路３３３１で三等分することによ り得るようにする。 また、クロミナンス信号Ｕ′およびＶ′はサンプル　レート減少回路３３３５で 信号Ｓ、のサンプル　レートを３のファクタで減少させ、回路３３３５の出力信 号を復調器３３３７で復調することにより得るようにする。 また、信号Ｙｈ、’　／Ｕ’　／Ｖ’　は第３３ｂ図ニ示スヨウニ、フィールド 　メモリ３３３９およびライン　メモリ３３４１の直列配置ならびに前記フィー ルド　メモリ３３３９０入力信号、ライン　メモリ３３４１０入力信号またはラ イン　メモリ３３４１の出力信号を選択するスイッチ３３４３を含むインターポ レータにより処理するようにし、前記スイッチ３３４３の出力から復号されたク ロミナンス出力信号Ｕｏ、　Ｖｏおよび復号された高周波輝度信号Ｙ　ｂ　ｔ　 ｅを供給するようにする。 また、第３３ｃ図に示すように、信号Ｙ、、、は加算器３３４５において、第３ ３ａ図の補償フィールド遅延回路３３４７から受信するようにした低周波輝度信 号Ｙ　＋ｔｏと加算され、前記加算器３３４５から出力輝度信号）０を得るよう にする。 第３０図に関して前述した方法および上述の変形例は垂直空間ドメインにおける ３つのポジションにおいて同じＹ、、／Ｕ／Ｖ情報を得るためには一時的方向に おけるフィルタリングか必要であり、動きを伴う場合にはけを生ずるという欠点 を有する。 以下に説明するデータ減少率３の第２変形例は垂直領域においてのみ起こり、し たがって、なんらのモーション　アーティファクト（ｍｏｔｉｏｎ　ａｒｔｅｆ ａｃｔｓ）も生じないか垂直解像度の制限をもたらす。ただし、これは左程重大 なことではない。 同じＹｈ、／Ｕ／Ｖ／Ｄ情報がある水平ポジションに存在する考慮中の３つのラ インは瞬時ｔＯ，ｔＯ＋ＴＩおよびＴＯ＋２ＴＩにより構成される。これらの３ つのラインのブロックは第３４図に示すように垂直空間ドメイン内の配列として 与えられる。 また、関連の数式は前述の第１変形例のそれにきわめて酷似していきるが、誤解 を避けるため以下に記述することにする。 ｙｂ、、ｕおよびＶをこの情報から３つの考えられる瞬時と同一となるよう処理 した場合は、■−スイッチの周期性およびＰＡＬ副搬送波周波数の式により次式 が得られる。 ５２（ｔ）＝　　ＹｂＩ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）十Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、 ｃ、　ｔ）＋Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＣＯＳ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）・・・　 （４３） Ｓ２（ｔ＋２ＴＩ）＝　Ｙｈｌ（ｔ）＋Ｄ（ｔ＋ＴＩ）−Ｕ（ｔ）ＣＯ３（２， Ｐｌ、Ｆ、　ｃ、ｔ＋ｅ）−Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、　ｅ、 を十ｅ）・・・　（４４） Ｓ２（ｔ＋２ＴＩ）＝　’ｌ’、、（ｔ）＋Ｄ（ｔ＋２Ｔｌ）−Ｕ（ｔ）ＣＯ３ （２，Ｐｌ、　Ｆ、、　ｃ、　ｔ＋ｅ／２）−Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＣＯ３（２， Ｐｌ、　Ｆ、　ｃ、　ｔ＋ｅ／２）・・・　（４５）　　’ ここで、ｅ　＝　２．　Ｐ　Ｉ／６２５である。この（小さい）位相エラーは工 素子を用いて容易に実現できる）小さいライン交番位相ジャンプを与えることに より完全に取除くことができる。以下の記述はこれにもとづくものである。この 結果、当然のこととして、標準形デコーダは位相エラーに対していま少しセンシ ティブとなる。 ここて、Ｄ（ｔ）＝Ｄ（ｔ＋２．ＴＩ）＝−Ｄ（ｔ＋ＴＩ）と仮定した場合は容 易に次式か得られる。 ５ｓ（ｔ）・　（Ｓ２（ｔ）−３２（ｔ＋２Ｔｌ））　　／２＝　　Ｕ（ｔ）Ｓ ＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ）＋Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、ｅ 、ｔ）・・・（４６）　’ これから標準ＰＡＬカラー復調器を用いてＵおよびＶを完全に再生することがで きるが、生成されるクロミナンス副搬送波内の位相エラーを補償するＰＡＬ遅延 ラインがないため、これらはカラー　エラーを生じ続ける。これは、この場合に も測定ライン技術により補償することができる。この問題に標準形デコーダには 存在しない。 次に、第３１図に示すようないわゆる“ＰＡＬモディファイヤ”によりＳ３を処 理した場合は次式が成立する。 ５４（ｔ）＝　ＢＰ　（２，３２（ｔ）、５ＩＮ（４，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ＋２． ＰＨ１）　）＝　　Ｌｌ（ｔ）ＣＯ３（２，Ｐｌ、Ｆ、、、ｔ＋２．ＰＨＩ）＋ Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ、ｃ、ｔ＋２．ＰＨ１）　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　−（４７）　　’ここで、ＢＰ（）はＰＡＬ副搬 送波周波数近辺の帯域フィルタを表わす。次に ５ｓ（ｔ）”５２（ｔ＋Ｔｌ）＋３４（ｔ）＃　Ｙ、＋（ｔ）−Ｄ（ｔ）＋２、 ５ＩＮ（ＰＨＩ）　（Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、　Ｆ、ｃ、　ｔ）＋Ｖ（ｔ） ＳＷ（ｔ）ＣＯＳ（２，ｐｉ、　ｐａｃ、（ｔ）１・・・（４８）　’ また、 ５ｓ（ｔ）＝　　５２（ｔ）＋５ｚ（ｔ＋２Ｔｌ）・ＹｂＩ（ｔ）＋Ｄ（ｔ）　 　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４９）　’次に、ＹｈＩは次式により Ｄから分離することができる。 Ｙｈ、’　　（ｔ）・　Ｃ３ｓ（ｔ）＋５ｓ（ｔ））　　／２貴　ＹｂＩ（ｔ） 　　　　　　　　　　・・・　（５０）Ｄ’　　（Ｄ＝　（Ｓｓ（Ｄ−３ｓ（ｔ ））　／２＝　Ｄ（ｔ）ＳＩＮ（ＰＨＩ）　　（Ｕ（ｔ）ＳＩＮ（２，Ｐｌ、Ｆ 、ｃ、ｔ）−Ｖ（ｔ）ＳＷ（ｔ）ｃｏｓ（２，Ｐ［、Ｆ、ｃ、ｔ）　　　　　　 　　　　　　　　　　−（５１）　　’かくして、ここでは生成されるクロミナ ンス副搬送波の位相エラーによりＵ／ＶからＤへの漏泄が起こる。これはＤ（ｔ ）の振幅により受入れ可能ともなり、受入れ不能ともなる。後者の場合は同じ測 定ライン補償を再度使用することかできる。 第３５図および第３６図はこのデータ減少率３の第２変形の実施例を示す。これ らの実施例はそれぞれ第３２図および第３３図示実施例に酷似しているので詳細 な説明は省略することにする。 この技術は次のように要約することができる。相互に近接して位置する３ライン のグループでクロミナンスおよび高周波数ルミナンスを同一にすることにより、 互換性を保持しなからＰＡＬ信号信号口れらの３つのラインに関して同じ情報を 含む付加的信号を伝送する場所（ｒｏｏｍ）が生成される。この方法の利点はカ ラーと明るさを相互に完全に分離する付加的可能性である。 これまでは、付加的情報をＰＡＬ信号のアクティブ　ビデオ部分に両立可能な方 法で転送しうるよう形成したいくつかの異なる方法について第２７図ないし第３ ６図により説明してきたが、こねらは、いわゆるレーブン・クレマーズ　ホール （Ｒａｖｅｎ−Ｋｒｅｍｅｒｓｈｏｌｅ）内に位置する追加副搬送波を使用して おり、このホールは水平周波数軸上の位置に関しである程度の自由かあるよう垂 直一時スペクトラム内に限定される。前述のように、この副搬送波周波数は次式 を満足しなけれはならない。 Ｆ、、＝（ｍ＋１／２）Ｆｌ＋５０ｄｎ＋ｄｆｔ　　（Ｈｚ）ここで、 −ｍおよびｄｎはそれぞれｃ／ｐｗおよびｃ／ｐｈの大きさを有する整数−ｌ　 ｄｎ　ｌ　＜１５６ｃ／ｐｈ ＝　１ｄｆｔ　　ｌ　＜　１２．５　Ｈｚ−Ｆｌ　＝　１５６２５Ｈｚ　　（ラ イン周波数）この搬送波はその変調とともに標準受信機内に種々の妨害成分を生 ずる。すなわち、 一高周波輝度における追加情報のクロストーク−クロミナンスにおける追加情報 のクロストーク−低周波輝度における追加情報のクロストークこのうち、第１成 分はその妨害程度か最も少ないが、第３成分は第２成分にもとづく２次的なもの と考えられる。特に、第３成分はその妨害性か強く、第２成分を最小にすること によりそれを最小にすることかできる。 第２成分において主として低周波（すなわち水平）クロス成分の妨害性か最も大 きいものと仮定すると、標準副搬送波の周辺の追加変調のパワをゼロかそれに近 い値にすることか必要となる。通常は、ＦｒｃＦｒｋに等しい周波数におけるこ の追加変調のベースバンド情報のスペクトラムにゼロを与えることは、水平スペ クトラム内におけるＲＫ副搬送波の任意のポジションにおいてはきわめて難しい か、多くの場合、ＦｉｃＦ＋ｈかほぼゼロに等しく、したかってＦ、、＝２８３ ．５°Ｆ１の場合には、これは可能である。この場合には、ベースバンドのＤＣ 情報内の追加情報はエンコーディング（デジタル変調）あるいはフィルタリング （アナログ変調）のいずれかにより除去されなければならない。この追加変調に 関してできるだけ有効に利用可能なビデオスペクトラムを使用するためには、第 ３７図に示すように直角変調と残留側波帯変調の組合せを選択することがてきる 。 第３８図は可能な実施例のブロック図である。付加的情報をデジタルとした場合 は、まず始めにデータを復調器３８０１により異なるビット　レートを有する２ つの電流に分割した後、２ビツト電流を低ビット　レート信号用のエンコーダ３ ８０３および高ビット　レート信号用のエンコーダ３８０５により符号化し、Ｎ レベル信号に変換して２つのブランチ内の静的電力密度スペクトラムにもはや任 意のＤＣ成分か含まれないようにする。次に、これらのＮレベル信号をパルス整 形回路３８０７．３８０９を介してスペクトラム整形した後、２つの信号を変調 器３８１１．３８１３により２８３．５’Ｆｌの周波数の副搬送波上で直角変調 する。ついて、最大のバント幅を有する変調を残留側波帯フィルタ（ＶＳＢフィ ルタ）　３８］５により最大限度ビデオ　バンド幅に制限しく第３７図参照）、 さらに２つの変調を加算器３８１７により加算した後、前述のような爾後の作動 を行うようにする。 上述の改良を要約すると、直角変調と残留側波帯変調の組合せによるバンド幅の 有効な利用を保持し、かつＰＡＬ副搬送波周波数近辺の追加変調の電力をきわめ て小とするようなスペクトラム整形を保持しながら第２サフチヤネル使用技術の 両立性の改良を可能にしている。 本明細書を読むことで、当業者による他の変形も可能であることは明らかである 。この種変形はこのような方法、装置および構成部品の設計、製造および使用に おいて既知であり、かつここに既に記載されている特徴の代わりもしくはそれに 付加して使用しうるような他の特徴を含むものである。また、本出願において、 請求範囲は特定の特徴の組合せに対して形式化して記載しているが、本出願の図 示の範囲は、それが現に任意の請求項に記載されている同じ発明に関するものか どうか、またそれか本発明の場合と同じ技術的問題点を解決するものかどうかに 関係なしに、明確あるいは暗黙　もしくは普遍的にここに開示した任意の新しい 特徴または任意の新しい特徴の組合せをも包含するものと理解すべきである。こ れにより出願人は、本出願またはそれから抽出される任意の他の出願の続行中、 このような特徴もしくはこのような特徴の組合せに対して新しい請求項を記載で きることを告知する。特に、クロス　カラー／クロス　ルミナンス減少技術、各 サブチャネル使用技術およびここに記載されている任意のこの種技術の各改良は 別の部門の特許出願により保護されるべき別個の発明を構成するものと理解すべ きである。デジタル化した付加的情報を複数のサブチャネル上に分配する伝送シ ステムのわく組において、これらのサブチャネルの各々はデジタル的に符号化さ れた信号を伝送するが、これらのサブチャネルをこのようなシステムから分離し て考えた場合、それらはアナログ情報それ自体を搬送することもできる。これら のサブチャネルに関する上記の記述はアナログ変形のみてなく、デジタル実施例 をも記載するものと理解すべきである。 ＦＩ［］、１２０ Ｆ１６１２ｂ 国際調査報告 −ｖ呻−−−ム−−０τ”””　　ＰＣＴ／ＮＬ　　９０１０００１９国際調査 報告

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. １．少なくとも一部のビデオ信号成分を含む少なくとも２つの追加信号と一般の テレビジョン信号成分とを含む拡張テレビジョン信号を一般のテレビジョン信号 と両立可能に符号化する方法において、 前記一般のテレビジョン信号成分を符号化するステップと、前記追加信号をデジ タル化してデジタル信号を得るステップと、 前記デジタル信号を少なくとも１つのサブチャネル上に分配して分配信号を得る ステップと、 分配されたデジタル信号と符号化された一般のテレビジョン信号成分を組合せて 前記拡張テレビジョン信号を形成させるステップと を含むことを特徴とする拡張複合テレビジョン信号符号化方法。
2. ２．前記追加信号はクロミナンス信号を含み、前記デジタル化ステップは前記ク ロミナンス信号をデジタル化するステップを含むことを特徴とする請求項１記載 の方法。
3. ３．前記追加信号は左および右のサイドパネルを含み、前記デジタル化ステップ は前記左および右のサイドパネルをデジタル化するステップを含むことを特徴と する請求項１記載の方法。
4. ４．前記分配ステップは 前記デジタル信号を受信するステップと、有意情報信号を受信するステップと、 前記デジタル信号および前記有意情報信号を多重化して多重化信号を得るステッ プと、 前記少なくとも１つのサブチャネルが少なくとも２つのサブチャネルを含む場合 は、前記少なくとも２つのサブチャネルにわたって前記多重化信号をディマルチ プレックスして前記分配信号を得、前記少なくとも１つのサブチャネルが丁度１ つのサブチャネルを含む場合は前記多重化信号を前記分配信号として供給するよ うにするステップとを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
5. ５．前記組合せステップは、 輝度信号、クロミナンス信号および分配信号を受信するステップと、 前記輝度信号を低周波輝度信号および高周波輝度信号に分離するステップと、 前記高周波輝度信号を時変数フィルタリングするステップと、 前記クロミナンス信号を時変数フィルタリングし、変調するステップと、 前記分配信号を時変数フィルタリングし、変調するステップと、 前記低周波輝度信号、前記濾波された高周波輝度信号、前記濾波され変調された クロミナンス信号および前記濾波され変調された分配信号を組合せて、拡張テレ ビジョン信号を形成するステップと を含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
6. ６．前記クロミナンス時変数フィルタリングおよび変調ステップは、 前記クロミナンス信号をデシメートするステップと、前記デシメートされたクロ ミナンス信号の各々を第１および第２位相で変調するステップと、 第１位相信号または遅延第２位相信号を選択することにより第１クロミナンス信 号をインターボレート（補間）するステップと、 第２位相信号または遅延第１位相信号を選択することにより第２クロミナンス信 号をインターボレート（補間）するステップと、 前記インターボレート（補間）されたクロミナンス信号を組合せて前記被変調ク ロミナンス信号を形成するステップとを含むことを特徴とする請求項５記載の方 法。
7. ７．前記時変数フィルタリングステップは２つ以上の瞬時に同一または逆の時変 数フィルタリング信号を供給することにより、前記追加信号の統合とカラーアー ティファクトのない表示の双方を可能にするステップを含むことを特徴とする請 求項５または６に記載の方法。
8. ８．前記分配信号および前記クロミナンス信号を同じ副搬送波上で変調するよう にした請求項５ないし７のいずれか１項に記載の方法。
9. ９．少なくとも一部のビデオ信号成分を含む少なくとも２つの追加信号とアナロ グ符号化された一般のテレビジョン信号成分とを含む符号化拡張テレビジョン信 号を一般のテレビジョン信号と両立可能に復号するためのデコーダ回路において 、拡張ビデオ信号を受信する手段と、 該受信手段に結合して前記拡張ビデオ信号を低周波輝度信号および高周波ビデオ 信号に分離する手段と、前記分離手段に結合して前記高周波ビデオ信号から高周 波輝度信号を得る手段と、 前記分離手段に結合して前記高周波ビデオ信号からクロミナンス信号を得る手段 と、 前記分離手段に結合して前記高周波ビデオ信号から前記追加信号を得る手段と を含むことを特徴とする符号化拡張複合テレビジョン信号デコーダ回路。
10. １０．前記高周波輝度信号取得手段および前記クロミナンス信号取得手段は時変 数フィルタを含むことを特徴とする請求項９記載の回路。
11. １１．前記クロミナンス信号取得手段および前記追加信号取得手段は共通の復調 器を含むことを特徴とする請求項９または１０に記載の回路。
12. １２．前記復調器は第１位相復調器および第２位相復調器にメモリ差信号を供給 するため前記高周波ビデオ信号を受信するよう結合した手段を含み、該第１およ び第２位相復調器の出力信号を加算することにより前記追加信号を得、前記出力 信号を減算することにより他の信号を得るようにするとともに、前記復調器はさ らに他の復調器にメモリ和信号を供給するため前記高周波ビデオ信号を受信する よう結合した手段と前記他の復調器の出力信号および前記他の信号をそれぞれ加 算および減算することにより第１および第２クロミナンス信号を得るための手段 とを含むことを特徴とする請求項１１記載の回路。
13. １３．前記メモリ差手段および前記メモリ和手段は、共通のラインメモリまたは フィールドメモリ、前記メモリ差信号を供給するため前記メモリの入力および出 力に結合した減算器、ならびに前記メモリ和信号を供給するため前記メモリの前 記入力および前記出力に結合した加算器を含むことを特徴とする請求項１２記載 の回路。
14. １４．前記追加信号取得手段はデジタル化したクロミナンス信号を得る手段を含 むことを特徴とする請求項９記載の回路。
15. １５．前記追加信号取得手段はデジタル化した左および右のサイドパネルを得る ための手段を含むことを特徴とする請求項９記載の回路。
16. １６．請求項９に記載のデコーダ回路を更に含むことを特徴とするＭＡＣテレビ ジョンシステムにより符号化したワイドイメージテレビジョン信号を表示する装 置。