JPH0352557A - チャージ・ポンプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一般的にチャージポンプに関し、さらに詳し
くは、別の発振器を要しない帰還回路によって構ｌｊ．
されるチャージポンプに関する。

（従来技術） 今日の集積回路（ＩＣ）の多くは、特定の機能を果たす
ために多重内部電源電圧を必要とする。

一つの例では、ＲＳ２３２型の通信用ＩＣは、通信の前
に標準５ボルト信号を１０ボルト信号を変換するために
、５ボルトと１０ボルトの両方の電源を使用する。別の
例では、ＭＯＳＥ　２ＦＲＯＭＩＣ（電気的に消去及び
プログラム可能読取り専用メモリである金属酸化半導体
〉は、標準の読取り動作を実ｈレするのに５ボルト電源
のみを使用するが、書き込みサイクルを実行するために
、メモリ・セル・トランジスタのゲートは、一般的に２
０ボルトの第２電源電圧を必要とする。むしろ一般的な
ことであるが、先の例で述べたように、第２供給電源の
大きさは一次電源電圧よりも太きく、したがって、前者
は後者から容易に得られない。ざらに、切り離された回
路の要求を満たすためだけに、ＩＣピンを割り当ててこ
れに外部電源電圧を供給することは、通常価格的に有効
ではない。したがって、上述したＩＣでは、特定の機能
を果たすため、一般的に外部から供給された一次電源電
圧から２次電圧を内部的に発生するヂャージ・ポンプを
内蔵している。

従来のチャージポンプは、一般的にオープン・ループを
動作させ、バッファに接続された固定周波発振器によっ
て構成され、後者のバッファは、発振器からの口とＬの
信号に応答してポンプのコンデンサを介して電流を取り
出してこれを溜める。

第１および第２切り換えダイオードは、電源Ｖｃｃと出
力端子間に直列に接続される。ポンプ・コンデンサは、
また第１および第２切り換えダイＡ−ドの相互接続点に
接続される。負荷および濾波コンデンサは、第２切り換
えダイオードの力ソートでチャージ・ポンプの出力に接
続される。

従来のチャージ・ポンプのエネルギ転送サイクルは、充
電段階および放電段階の２つの明確な段階によって構成
される。充電段階の期間中、発振器の出力信号はＬてあ
り、これはバッファに第１切り換えダイオードを介して
Ｖ。０かうの電流を蓄えざぜ、これによってポンプ・コ
ンデンサ内にエネルギを貯蔵する。第２切り換えダイＡ
−ドは、充電段階の期間中逆にバイアスされ、したがっ
て、負荷は濾波コンデンサ内に蓄えられたエネルギの一
部を消費し、出力電力を減衰させる。バッファは電流を
蓄え続け、発振器の出力信号によって目を切り換え放電
段階を開始するまでポンプ・コンデンサのエネルギ水準
を最人の水準にまで高め、これによってバッファはポン
プ・コンデンサと第２切り換えダイオードを介して電流
を取り出し、エネルギをポンプ・コンデンサから濾波コ
ンデンサと負荷に転送する。第１切換えダイオードは、
放電段階の期間中逆にバイアスされ、ｖｏｏ＠負荷から
絶縁する。バッファは、発振器の出力信号が再び状態を
変化させてエネルギー転送サイクルを完了するまで電流
を取り出し続ける。負荷がチャージ・ポンプのエネルギ
ー転送容量よりも少ないエネルギを消費すると仮定すれ
ば、出力電圧は、理論的に負荷によって決まる水準に保
持され、■ｏｏの２倍マイナス第１および第２切り換え
ダイオードの両端の電位に接近する。

実用上、従来のチャージ・ポンプは、発振器の期間とポ
ンプ・コンデンサの充電速度との間のオープンループ・
タイミングのミスマッチに敏感であり、後者はバッファ
の電流駆動容損、ポンプ・コンデンサの値、およびしば
しば動的であり予測困難な負荷状態によって決まる。も
し充電ナイクルに配分された時間が艮すぎれば、すなわ
ち、発振器の周波数が低すぎたり、デューティ・サイク
ルが大きすぎれば、ポンプ・コンデンサはその最大値に
充電され、これに発振器が状態を変化させるのを侍つを
休止期間が続く。休止Ｉｌｌ間によって濾波コンデンサ
の過放電が行われ、しばしば許容できない出力電圧の低
下を引き起こす。発振器の期間が短かすぎたり、バッフ
ァがポンプ・コンデンサを最大値まで充電するのに十分
な時間を有さない場合、平均出力電圧が低下し、負荷に
使用可能な電力を減少するかもしれない。理想的には、
発振器の２つの状態の持続時間は、ポンプ・コンデンサ
を充電するのと放電するのに要する時間に等しい。

このため、パッフ７の駆動方向が各充電および放電段階
か終了したことを検出した場合に反転され、発振器とポ
ンプ・コンデンサとの間の周波教とデューティ・サイク
ルのタイミングのミスマッチを実質的に除去し、負荷に
使用可能な電力を増加するように、フィードバックを有
する改良されたチャージ・ポンプに対する必要性がある
。

（発明の概要〉 したがって、本弁明の１つの目的は、改良されたチャー
ジ・ポンプを提供することである。

本発明の他の目的は、フィードバック回路を有する改良
されたヂャージ・ポンプを提供することである。

本発明のさらに他の目的は、別の発振器を必要としない
フィートハック回路を有する改良されたチャージ・ポン
プを提供することである。

本発明のさらに他の目的は、フィードバック回路が出力
信号の所定の第１および第２しきい値を倹出した場合に
、パッファの駆動方向を交互に変史する改良されたヂャ
ージ・ポンプを提供することである。

さらに池の目的は、所定の第１および第２しきい値が充
電および放電段階の終了に対応する改良されたチャージ
・ポンプを提供することである。

上記およびその他の目的にしたがって、動作電位の発生
源と出力端子との間に直列に接続された第１および第２
切り換えダイオードによって構成されるチｉ／−シ・ポ
ンプか提供される。コンデンリは、第１切り換えダイオ
ードと第２切り換えダイオードとの間に接続された第１
端子および動的信号の発生するバツファの出力に接続さ
れた第２端子を有する。フィードバック回路は、バッフ
ァの入力と出力との間に接続され、動的信号の所定の第
１および第２水準に応答して駆動方向を交互に変更し、
交互に切り換わるフィードバック回路とポンプ・コンデ
ンサとの間の周波数とデューティ・サイクルのタイミン
グのミスマッチを実質的に除去する。

（実施例） 第１図は、従来の集積回路工程を使用してモノリシック
集積回路の形態で製造するのに適したチャージ・ポンプ
１０を示す。チャージ・ポンプ１０は、それぞれ第１お
よび第２入力を有すると共に双安定回路１６に別個に接
続された出力を有する比較器１２．１４を有づる。比較
器１２，１４の第１入力はそれぞれ入力１８．２０に接
、涜され、これらに対して第１および第２基Ｑ電泣が印
加される。バッファ２２は、双安定回路１６の出力信号
に応答し、ポンプ・コンデンサ２４を介して電流を取り
込んで蓄え、ポンプ・コンデンサ２４はノート２６．２
８との間に接続される。ノード２８は、コンデンザ１２
．１４の第２入力にも接続される。ダイオード３０．３
２は、電力供給導体３４と出力との間に直列に接続され
、これを流れる電流を切換える。濾波コンデンサ３８と
負荷４０、または他の使用手段は出力３６に接続される
。

チャージ・ポンプ１０８論する場合、下記の仮定を行う
。チャージ・ボンプ１０は、任意のエネルキ転送サイク
ルを示す第２図の波形によって示されるように、安定状
態モードで動作していると考える。濾波コンデンサ３８
は、出力信号の高周波或分を減衰させるのに十分大きい
と仮定し、その結果、負荷４０は小数のサイクルに対し
て定電流源と考えることかできる。

第１表は、波形対時間に対する電圧水準を要約したもの
である。個々の電圧は、以下の明細忠で定義され、各々
はアース電位にたいするものである。

チャージ・ポンプ１０の代表的なエネルギ転送サイクル
はは、時間１０から時間ｔ４までのポンプ・コンデンサ
２４に対する充電段階および放電段階を含む。時間１０
に始まって、バッファの入力信号は、第２図で示プよう
に、Ｌの状態（Ｖａ１）から口の状態置（ｖａ２〉に遷
移し、放電段階を開始する。第２図（Ｂ）では、ノート
２８　（Ｖ２Ｂ）の動的電圧は、同時に上昇を開始し、
以前にそこまで減少したアース電位（ｖｂ１〉に近い値
を′Ｆｉする。第２図（Ｃ）において、ノード２６の電
圧（Ｖ２６）は、その最少値Ｖ。０Ｖ３０　（Ｖｏ１　
）から増加するが、ここでＶ。０は電力供給導体３４に
印加された電圧であり、ｖ３ｏは順方向にバイアスされ
た場合のダイオード３０両端の電圧である。第２図（Ｄ
）において、出力３６　（Ｖ３６）の電圧は特定の値ｖ
３６ΔＶ３６（Ｖｄ１）に等しく、ここで３６は所定の
サイクルに対する最人出力電圧であり、ΔＶ３６は前の
充電段階中の電圧ｖ３６の減少量である。ｖ３６の特定
の値は、長期的負荷状態の関数として多数のサイクルに
わたって変動する可能性がある。しかし、非負荷状態の
限界ではチャ一ジ・ポンプ１０の絶対最大値は２×Ｖｏ
ｏ一ｖ３ｏ−ｖ３２に接近し、ここでｖ３２は順方向に
バイアスされたダイオード３２両端の電圧である。

時間１０とて１時の間で、ダイオード３０と３２はとも
に逆方向にバイアスされるが、その理由は、電圧Ｖ２６
がＶ。Ｃ−ｖ３０より大きくｖ３６−Δｖ３６＋ｖ３２
よりも小さいからである。バッフ？２８の出力信号は、
基本的にオーブン回路を駆動し、電圧ｖ２８とｖ２６か
第１表で定義したようにそれぞれ電圧ｖｂ３とＶ。２の
値に達したときの時間ｔ１にダイオード３２が準方向に
バイアスされるまで、入力信号と共に電圧ｖ２８とｖ２
６を同時に上胃させる。ダイオード３０はなお逆方向に
バイアスされているから、バッファ２２は、ポンプ・コ
ンデンサ２４とダイオード３２の絶縁された導電通路を
介して濾波コンデンサ３８と負荷４０に対して電流Ｉ３
２を取り出す。電圧ｖ２Ｂとｖ２６は増加し続けるが、
第１次的には個々のノードの容量が違うため、これのス
ルーレートはより遅く不均等である。時間ｔ１から峙間
ｔ２までに、ノード２６は濾波コンデンサ３８　（Ｃ３
Ｂ＞によって負荷をかけられ、一方ノード２８は濾波コ
ンデンサ３８とポンプ・コンデンサ２４　（Ｃ２４＞を
直列に組み合せた有効コンデンサ（Ｃ２８〉によって、
ざらに詳しくは、周知の下記の等式にＪ：って負荷をか
けられる。

Ｃ　２　Ｂ　＝　Ｃ　２　４　Ｘ　Ｃ　３ｓ　／　（　
Ｃ　２　４　＋　Ｃ　３ａ　）（１〉 または Ｃ３８−Ｃ２８＝Ｃ２８ＸＣ３８′Ｃ２４（２） 電圧ｖ２８とｖ２６の充電速度は、各導関数ｄＶ　２　
Ｂ　／　ｄ　ｔ　トｄ　Ｖ　２　６　／　ｄ　ｔ　ニよ
ッテ与えられるように、電流Ｉ３２の関数であり、これ
は下記の通り、コンデンサ２４および２Ｂとコンデンサ
０２８および０３８を介して流れる。

ｄ■２８／ｄｔ＝■３２／Ｃ２８　　　（３）および ｄＶ２６／ｄｔ＝Ｉ３２／Ｃ３Ｂ　　　　（４）等式（
２）からＣ３８がＣ２８より大きいことと、同様に等式
（３）と（４）から電圧ｖ２８のスルーレートは電圧Ｖ
２６のそれより大きいことが容易に求められる。これら
の結果は第２図（Ｂ）および第２図（Ｃ）に示す。

同じ時間の中で、電流Ｉ３２は、ボンブ・コンデンサ２
４に蓄えられたエネルギの一部を濾波コンデンサ３８に
転送し、これによって電圧３６を増加させる。増加する
電圧の大きさは、第２図（Ｄ＞に示すように、電圧の減
少量Δｖ３６に等しい。一般的に、転送されるエネルギ
ーの量は放電段階の開始時の濾波コンデンサ３Ｂの最初
のエネルギ水準によって決まり、電圧Ｖ３６か２×ｖｏ
ｏ−ｖ３ｏ−ｖ３２に近い安定状態最高値に達するまで
は、最初のエネルギ水準が低いほど、エネルギーの転送
量は大ぎい。安定した状態で動作する場合、転送される
エネルギーの量は、前の充電段階の間に負荷４０によっ
て消費するエネルギと等しい。

時ｒＭＪｔ２，では、バッファ２２の出力電圧と電圧ｖ
２６は、それぞれの最高値Ｖｄ４とＶ。３に接近し、こ
のため、ポンプ・コンデンサ２４両端の電圧の変化率と
これに対応して電流’３２はＯに近くまで減少する。エ
ネルギー転送サイクルの充電段階はｔ１で開始されるが
、その理由は、エネルギ転送Ｉ′Ｊ．この時最小である
からである。この大切な変化を検出するため、比較器１
２の第２入力に印加される動的電圧ｖ２８を入力１８に
印加されるＶ。０より若干低い第１基準電位と比較する
。

電圧ｖ２８が第１の所定の電位、すなわち第１基準電位
（ｖｄ４）を超えると、比較器１２の出力状態が変化し
、第２図（Ａ）に示すように、双安定回路１６をリセッ
トし、バッファ１６の入力に？１！ｉ数を加える。双安
定回路１６をリセットするパルスの持続時間は、充電段
階の期間に比べて比較的短い。電圧ｖ２８は、そこでバ
ツファ２２の入力電圧の下降に追従し、すばやくダイオ
ード３２のバイアスを停止し、ノード２６をフロートさ
ぜる。したがって、電圧ｖ２８およびｖ２６がそれぞれ
の値ｖｂ２とＶ。１まで下がってしまう時間ｔ３でダイ
オード３０が順方向にバイアスされるまで電圧ｖ２８お
よびＶ２６はバッファ２２の入力電圧と同時に下降する
が、これは第１表，第２図（Ｂ）および第２図（Ｃ）を
参照のこと。バッファ２２は、順方向にバイアスされた
ダイオード３０とポンプ・コンデンサ２４を介して電力
供給導体３４から電流Ｉ３０ｔ蓄える。電圧Ｖ２６は、
Ｖｃｃ　　Ｖ３ｏにクランプされたままであり、方■２
８はポンプ・コンデンサ２４と電流’３０で決められた
スルーレー１〜で下降し続ける。時間ｔ４で、電圧Ｖ２
８はその最小値（ｖｂ１〉に接近し、再びポンプ・コン
デンザ２４の両端の電圧と電流Ｉ３ｏの変化率をビロ近
くまで減少させる。

電圧ｖ２８は、また比較器１４の第２入力に印加された
グランド電位より若干高い第２基準電位と比較される。

電圧ｖ２８が第２の所定の値、すなわち第２基準電位以
下に下降すると、比較器１４は双安定回路１６の出力信
号に補数を加え、これによって一つのエネルギ転送サイ
クルを終了する。

遷移サイクル、すなわちスタートアップ・シーケンスの
場合、濾波コンデンサ３８に転送されるエネルギーの量
は、一般的にエネルギー消失の星と等しくない。電圧Ｖ
３６がその安定状態値未満の場合、点ｔ１は点１０に移
動してポンプ・コンデンナ２４を放電する時間を長くし
、したがって、サイクル当たりより多くのエネルギを転
送する。

負荷４０が転送されたエネルギより少ないエネルギを消
費すると仮定すれば、電圧ｖ３６はサイクルが繰り返さ
れる毎に上昇するが、これは多重リーイクルを見た場合
、階段状のステップとして現れる。したがって、電圧ｖ
２６はまたその安定状態最高値未満となり、ｔ３をｔ２
に接近させて再びポンプ・コンデンサ２４の回復時間を
追加する。

上述したシナリオは、ポンプ・コンデンサ２４が濾波コ
ンデンサ３８からのドレインを補充づ−るように動作し
なければならない重負荷の場合にも当てはまる。いずれ
の場合においても、エネルギー転送サイクルの周波数は
、充電および放電段階の期間が必要なエネルキー転送の
速度を維持するために長くなるにしたがって、減少する
。安定状態で動作負荷が最小の場合、充電および放電段
階の期間は非常に短くなり、負荷のない限度でゼロに接
近する。エネルギが濾波コンデンサ３８に転送され無い
、すなわち、Δｖ３６がゼロであるから、フィードバッ
ク回路の発信周波数は物理的原因によってのみ増加し、
したがってそれらの時間を短くする。要約すれば、双安
定回路１６および比較器１２と１４を含むフィードバッ
ク回路は、ほぼ実時間でバッファ２２の発振駆動方向を
調整してダイナミック負荷によって与えられるエネルギ
転送速度と駆動電流を一致させ、したがって、タイ且ン
グのミスマッチと望ましくない出力電圧の変動を除去す
ると共に負荷に与えることのできる電力を増加する。

本発明の詳細な概略図を第３図に示す。第１図と同じ回
路部品は同一の参照番号で示す。代表的な値を抵抗とコ
ンデンサに設定している。チャージ・ボンプ５０は、電
力供給導体３４と出力３６との間に直列に接続されたダ
イオード結合トランジスタ３０’　，３２’　によって
構成される。トランジスタ３０’のエミッタとコレクタ
は、それぞれ電力供給導体３４に接続されると共にトラ
ンジスタ３２′のエミッタに接続され、一方後者のコレ
クタは出力３６に接続される。トランジスタ３０’　，
３２’　のベースは対応するコレクタに接続され、それ
ぞれダイオード３０．３２の切り換え機能を実行する。

外部供給電圧Ｖ。０が電力供給導体３４に供給される。

濾波コンデンサ３８と負荷手段４０は、出力３６と電力
供給導体３７との間に接続され、これらに対してグラン
ド電位か供給される。ポンプ・コンデンリ２４は、図示
のようにノード２６．２８との間に接続される。

バッファ２２のトランジスタ５２の工互ツタとコレクタ
は、それぞれ電力供給導体３４とトランジスタ５４のコ
レクタに接続される。トランジスタ５４のエミッタは電
力供給導休３７に接続される。トランジスタ５６は、コ
レクタとベースを共にショートさせ、エミッタを電力供
給導体３４に接続してベースをＶ。０以下の１つのベー
ス・エミッタ接合電位（ｖｂｏ〉にクランプするダイオ
ードとして構成される。トランジスタ５６のベースはま
たトランジスタ５２のベースに接続され、トランジスタ
５２を導通状態に保持する。トランジスタ５８のベース
は電流制限抵抗６０を介して双安定回路１６の出力に接
続され、この出力の電圧に応答してトランジスタ５４．
６２をオンおよびオフする。トランジスタ５８のエミッ
タは電力供給導体３７に接続される。トランジスタ６２
は、またコレクタとベースを共にショートさせエミツタ
を電力供給導体３７に接続してトランジスタ５４のベー
スをグランド電位以上の１つのｖｂｏにクランプする。

双安定回路１６の出力電圧がＬの場合トランジスタ５８
はオフされ、トランジスタ５４．６２のベースを開放し
、それぞれをオンさせて電圧Ｖ２８をグラント電位に対
して駆動し、トランジスタ５４を介して電流Ｉ　　を蓄
える。

３０ また、双安定回路１６の出力電圧が口の堀合、トランジ
スタ５２のコレクタはトランジスタ５４，６２のベース
を引き下げて各々をオフする。トランジスタ５２は、次
にポンプ・コンデンサ・２４を介して電流Ｉ３２を取り
出し、電圧ｖ２８をＶｃｃに上昇させる。したがって、
双安定回路１６の出力状態によってハッファ２２の駆動
方向が決まる。

抵抗６４，６６および６８はトランジスタ５６，６２の
ベースの間で直列に接続されてノード１８′　（入力１
８〉とノード２０′　（入力２０＞に所定の第１および
第２基準電位を形或する。一般的に抵抗６４．６８の値
は、括弧に示すように抵抗６６の値よりも遥かに小ざい
。したがって、ノード１８′の電位はＶ。０に接近し、
更に訂しくは、■　　マイナストランジスタ５６のｖｂ
ｏＣＣ と抵抗６４両端の小さな電位との組み合わせに接近する
。ノート２０’　の電圧は、バッファ２２の駆動方向に
よって、抵抗６８の両端の小さな電位プラストランジス
タ６２のｖｂｏまたはトランジスタ５８のコレクタ・エ
ミッタ電位のいずれかに等しい、換言１れば、これはグ
ランド電位に近い値に等しくなる。

比較器１２はトランジスタ７０．７２によって構成され
、トランジスタ７０のエミッタとコレクタがそれぞれノ
ード２８に接続されると共にトランジスタ７２のベース
に接続されるように構成される。トランジスタ７０のベ
ースはノード１８′に接続され、トランジスタ７２のエ
ミッタは電力供給導体３７に接続される。抵抗７４は、
トランジスタ７２のベースと電力供給導休３７との間に
接続される。再び第２図（８）を参照して、電圧ｖ２８
がノード１８′で第１基準電位以上の所定の第１電圧レ
ベルである１つの■ｂｏに上昇する場合、トランジスタ
７０はオンし、抵抗７４を介してコレクタ電流を取り出
し、ベース電圧を形成してトランジスタ７２をオンし、
双安定回路１６の出力電圧を１にリセットする。同様に
、比較器１４はトランジスタ７６．７８によって構成さ
れ、トランジスタ７６のベースとコレクタはノード２８
とトランジスタ７８のベースにそれぞれ接続される。ト
ランジスタ７６のエミッタはノード２０’　に接続され
、一方トランジスタ７８のエミッタは電力供給導体３７
に接続される。抵抗８０はトランジスタ７８のベースと
電力供給導体３７との間に接続される。ノード２８の電
圧がノード２０’で第２基準電位以下の所定の第２電圧
水準である１つのｖｂｏに低下する場合、トランジスタ
７６がオンして抵抗８０を介してコレクタ電流を取り出
し、ベース電圧を形或してトランジスタ７８をオンし、
双安定回路１６の出力電圧をト１にセットする。

双安定回路１６は電流ソースとして動作するトランジス
タ８２．８４を有し、これらは各々電力供給導体３４に
接続されたエミッタとトランジスタ５６のベースに接続
されたベースを有する。トランジスタ８２，８４のコレ
クタは、それぞれトランジスタ８６，８８のコレクタに
接続される。

トランジスタ８６．８８のベースとコレクタは、それぞ
れ抵抗９２．９０を介して交差接続される。

トランジスタ８６．８８のエミッタは、電力供給導体３
７に接続される。ｉ・ランジスタ８６，８８のコレクタ
は、またそれぞれトランジスタ７８のコレクタと双安定
回路１６の出力に接続される。

電圧ｖ２８が第１基準電位を超える所定の第１電圧水準
に達する時間ｔ２においてトランジスタ７０．７２はオ
ンしてトランジスタ８６のベースをＬにし、トランジス
タ７２のコレクタを上昇ざせてトラン２スタ８８をＡン
にバイヤスする。電流’８４はトランジスタ８８のコレ
クタ・エミッタ導通経路を介して流れ、一方電流’８２
は電流制限抵抗９０を介してトランジスタ８８のベース
に流れ、トランジスタを導通状態にラッチする。

双安定回路１６の出力電圧はそこで第２図（Ａ＞に示す
ようにＬに切り替わり、電圧ｖ２Ｂを低下させてトラン
ジスタ７０．７２をオフする。電圧ｖ２８が所定の第２
電圧水準に達する時間ｔ４において、トランジスタ７６
．７８がオンしてトランジスタ８８のベースを１に引き
下げ、１〜ランジスタ７８のコレクタを上昇させて１〜
ランジスタ８６をバイヤスする。電流Ｉ８２はｌ・ラン
ジスタ８６のコレクタ・エミッタ導通経路を介して流れ
、一方電流’８４は電流制限抵抗９２を介してトランジ
スタ８６のベースに流れ、このトランジスタをオンにラ
ッチする。双安定回路１６の出力電圧は、次に口に切り
換わりサイクルを終了する。

上述したチャージ・ポンプは、電圧を２倍にする構成を
開示しているが、本発明は、個々のポンプ段をカスケー
トすることによってより大きな出力電圧を達或づること
かできる。例えば、第４図に示すように、ヂャージ・ボ
ンプ１００はポンプ段１０２，１０４によって構成され
る。ポンプ段１０２は比較器１２，１４、バツファ２２
、ポンプ・コンデンサ２４およびダイオード３０によっ
て横或され、各々は第１図の上述した方法で接続される
。第１および第２基準電位が入力１８，２０にそれぞれ
加えられる。第２ポンプ段１０４はポンプ段１０２に接
続され、ダイオード１０６、比較器１０８，１１０，パ
ツファ１１２およびポンプ・コンデンサ１］４を有し、
これらは各々ポンプ段１０２の対応する部分と同じ機能
と相互接続を有している。上述したものと実質的に同じ
別のポンプ段１２０を必要に応じてポンプ段１０４に接
続し所望の出力電圧を達或することができる。

ダイオード３２は最後のポンプ段と出力３６との間に接
続される。浦波コンデンナ３８はまた出力３６に接続さ
れる。多重入力ＡＮＤ回路１１６，１１８はそれぞれの
ポンプ段の比較器と双安定回路１６の入力との間に接続
される。各奇数ポンプ段の第１基準比較器（すなわち、
ポンプ段１０２の比較器１２〉の出力はＡＮＤ回路１１
６の１つの入力に接続される。各奇故ポンプ段の第２基
準比較器（すなわち、ポンプ段１０２の比較器１４）の
出力はＡＮＤ回路１１８の１つの入力に接続される。こ
れに対応して、各偶数ポンプ段の第１Ｍ準比較器（すな
わち、ポンプ段１０４の比較器１０８）の出力はＡＮＤ
回路１１８の１つの入力に接続され、一方各偶数ポンプ
段の第２基準比較器（すなわち、ポンプ段１０４の比較
器１１０）の出力はＡＮＤ回路１１６の１つの入力に接
続される。双安定回路１６は第３図の議論にしたがって
実現され、ここでＯＤＤ出力はトランジスタ８８のコレ
クタに接続され、ＥＶＥＮ出力はトランジスタ８６のコ
レクタに接続される。双安定回路１６のＯＤＤ出力は各
奇数ポンプ段のバッファの入力に接続され、ＥＶＥＮ出
力は各偶数のポンプ段のバッファの入力に接続される。

ポンプ段１０４が存在することによって、ｖｏｏの３倍
からダイオード３０，１０６．３２の両端の電位を差し
引いた最大電圧Ｖ３６が得られる。一般的に最大電圧ｖ
３６は、ＮＸＶｏｏ−　（Ｎ＋１　）Ｘｖｄｉｏｄｅに
等しく、ここでＮはポンプ段の数であり、■ｄｉｏｄｅ
は接続された一連のダイＡ一トの１つの両端の一般的な
電圧である。

ここで説明したものは、新規なポンプ段であり、これは
出力信号の所定の第１および第２しきい値を検出するこ
とによってバツファの駆動方向を交互に切り換えるフィ
ードバック回路を有し、充電および放電段階の終了を知
らせると共に発振フィードバック回路の期間とポンプ・
コンデンサの充電速度との間のタイミングのミスマッチ
を実質的に排除する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の好適な実施例を示す簡単な概略ブロ
ック図である。 第２図は、発明の説明に有効な波状図である。 第３図は、第１図の好適な実施例を示すより詳細な概略
図である。そして、 第４図は、多重ポンプ段階の好適な実施例を示す簡単な
概略ブロック図である。 １０・・・チャージ・ポンプ、 １２．１４・・・比較器、 ２２・・・バッファ、 ２４・・・ポンプ・コンデンサ、 ３０．３２・・・ダイオード、 ３４・・・電源供給導電体、 ３６・・・出力、 ３８・・・浦波コンデンサ、 ４０・・・負荷。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、動作電位の第１ソースと出力端子との間に直列に結
   合された第１および第２切り換え手段；第１および第２
   端子を有する容量手段であって、前記第２端子が前記第
   １および第２スイッチング・ダイオードの間に結合され
   る前記容量手段；前記容量手段の前記第１端子に結合さ
   れた入力および出力を有し、動的信号が発生するバッフ
   ァおよび 前記バッファの前記入力と出力との間に結合され、前記
   動的信号の所定の第１および第２水準に応答して前記バ
   ッファの駆動方向を交互に切り換えるフィードバック回
   路であって、前記容量手段が交互に充電と放電を行う前
   記フィードバック回路； によって構成されることを特徴とするチャージ・ポンプ
   。 ２、出力端子と動作電位の第２ソースとの間に結合され
   た第２容量手段によって更に構成されることを特徴とす
   る請求項１記載のチャージ・ポンプ。 ３、前記フィードバック回路は： 第１および第２入力と出力を有する第１比較手段であっ
   て、前記第１入力が第１基準電位の印加される第１基準
   端子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合
   される前記第１比較手段；第１および第２入力と出力を
   有する第２比較手段であって、前記第１入力が第２基準
   電位の印加される第２基準端子に結合され、前記第２入
   力がバッファの出力に結合される前記第２比較手段；お
   よび 前記第１および第２比較量手段の前記出力とバッファ回
   路の入力との間に結合された双安定回路；によって構成
   されることを特徴とする請求項１記載のチャージ・ポン
   プ。 ４、入力に加えられる駆動信号の所定の第１および第２
   水準に応答して交互に切り換わる出力信号を発生するフ
   ィードバック回路を有するチャージ・ポンプにおいて、
   上記チャージ・ポンプは：第１および第２入力と出力を
   有する第１比較手段であって、前記第１入力が第１基準
   電位の印加される第１基準端子に結合され、前記第２入
   力がバッファの出力に結合される前記第１比較手段；第
   １および第２入力と出力を有する第２比較手段であって
   、前記第１入力が第２基準電位の印加される第２基準端
   子に結合され、前記第２入力がバッファの出力に結合さ
   れる前記第２比較手段；および 前記第１および第２の比較手段の前記出力に結合され交
   互に切り換わる出力信号を発生する双安定回路； によって構成されることを特徴とするチャージ・ポンプ
   。 ５、前記第１比較手段は： ベース、エミッタおよびコレクタを有する第１トランジ
   スタであって、前記第１トランジスタの前記ベースが前
   記第１比較手段の前記第１入力に結合され、前記第１ト
   ランジスタの前記エミッタが前記第１比較手段の前記第
   ２入力に結合される前記第１トランジスタ； ベース、エミッタおよびコレクタを有する第２トランジ
   スタであって、前記第２トランジスタの前記ベースが前
   記第１トランジスタの前記コレクタに結合され、前記第
   ２トランジスタの前記エミッタが動作電位の第１ソース
   に結合され、前記第２トランジスタの前記コレクタが前
   記第１比較手段の前記出力に結合される前記第２トラン
   ジスタ；および 前記第２トランジスタの前記ベースと動作電位の前記第
   １ソースとの間に結合される第１抵抗；によって構成さ
   れることを特徴とする請求項４記載のチャージ・ポンプ
   。 ６、前記第２比較手段は： ベース、エミッタおよびコレクタを有する第３トランジ
   スタであって、前記第３トランジスタの前記エミッタが
   前記第２比較手段の前記第１入力に結合され、前記第３
   トランジスタの前記ベースが前記第２比較手段の前記第
   ２入力に結合される前記第３トランジスタ； ベース、エミッタおよびコレクタを有する第４トランジ
   スタであって、前記第４トランジスタの前記ベースが前
   記第３トランジスタの前記コレクタに結合され、前記第
   ４トランジスタの前記エミッタが動作電位の前記第１ソ
   ースに結合され、前記第４トランジスタの前記コレクタ
   が前記第２比較手段の前記出力に結合される前記第４ト
   ランジスタ；および 前記第４トランジスタの前記ベースと動作電位の前記第
   １ソースとの間に結合される第２抵抗；によって構成さ
   れることを特徴とする請求項５記載のチャージ・ポンプ
   。 ７、入力と出力とを有すると共に： ポンプ段の入力に結合されて第１電位を受けるアノード
   とポンプ段の出力に結合されたカソードを有する第１切
   り換えダイオード； 第１および第２端子を有する第１容量手段であって、前
   記第１容量手段の前記第２端子が前記第１切り換えダイ
   オードの前記カソードに結合される前記第１容量手段； 前記第１容量手段の前記第１端子に結合された入力と出
   力を有し動的信号の発生するバッファ；第１および第２
   入力と出力を有する第１比較手段であって前記第１入力
   が第１基準電位の印加される第１基準端子に結合され、
   前記第２入力がバッファの出力に結合される前記第１比
   較手段；第１および第２入力と出力を有する第２比較手
   段であって前記第１入力が第２基準電位の印加される第
   ２基準端子に結合され、前記第２入力がバッファの出力
   に結合される前記第２比較手段；および 前記第１および第２比較器の前記出力と動的信号の所定
   の第１および第２水準に応答して第２比較器の駆動方向
   を交互に切り換える前記バッファの前記入力との間に結
   合されるフィードバック回路； を有する少なくとも１つのポンプ段によって構成される
   ことを特徴とするチャージ・ポンプ。 ８、カソードおよびアノードを有し最後のポンプ段に結
   合される第２切り換えダイオード；および 前記第２切り換えダイオードの前記カソードに結合され
   る第２容量手段； によってさらに構成されることを特徴とする請求項７記
   載のチャージ・ポンプ。 ９、前記フィードバック回路は： 論理ＡＮＤ機能を行う第１および第２回路であって各々
   の回路が少なくとも１つの入力と１つの出力を有し、前
   記第１回路の１つの入力は前記第１比較手段の前記出力
   に結合され、前記第２回路の１つの入力は前記第２比較
   手段の前記出力に結合される前記第１および第２回路；
   および 前記第１および第２回路と前記バッファの前記入力との
   間に結合される双安定回路； によって構成されることを特徴とする請求項８記載のチ
   ャージ・ポンプ。