JPH0352696B2 - - Google Patents
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- JPH0352696B2 JPH0352696B2 JP59143405A JP14340584A JPH0352696B2 JP H0352696 B2 JPH0352696 B2 JP H0352696B2 JP 59143405 A JP59143405 A JP 59143405A JP 14340584 A JP14340584 A JP 14340584A JP H0352696 B2 JPH0352696 B2 JP H0352696B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
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- H04N5/00—Details of television systems
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0088—Reduction of noise
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0098—Functional aspects of oscillators having a balanced output signal
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/08—Reduction of undesired oscillations originated from the oscillator in circuit elements external to the oscillator by means associated with the oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Description
本発明は、スイツチング混合段及びこれに結合
した同調発振器を備える無線周波同調装置に関す
る。 かかる無線周波同調装置はフイリツプス・エレ
クトロニツク・コンポーネンツ・アンド・マテリ
アルズ・テレビジヨン発行の“Philips Data
Handbook”、C2、No・12、1982“TV−tuners、
Video−Modulators and SAW−filters、第141
〜143貢の記載されたテレビジヨンUHF／VHF
同調ユニツトUV411において使用されている。 従来の無線周波同調装置では所望のテレビジヨ
ンVHF受信信号と発振器信号との加法（addi−
tive）混合を混合とトランジスタのベース・エミ
ツタ接合において行い、混合トランジスタを発振
器信号によつて切換える。所望のテレビジヨン信
号が表示のために好適になる前に無線周波同調装
置の後段で行われる信号処理動作における信号利
得のため、無線周波同調装置の固有の雑音の影響
又は雑音係数、特に無線周波同調装置に含まれる
混合段の雑音係数をできるだけ小さく保つ必要が
ある。 混合段の雑音係数は発振器信号の振幅を増大す
ることによつて低滅できることが既知である。し
かし発振器信号を増大すると、発振器放射も増大
する。ある国々においては最大許容発振器放射に
関する要件が極めて厳しく、かつ大きく、安定な
同調可能発振器信号は簡単な手段では実現できな
いので、この雑音低減方法は実際上、限られた範
囲しか使用できない。 本発明の目的は、発振器増幅を増大することな
く無線周波同調装置におけるスイツチツング混合
段の雑音係数を低減するにある。 本発明の無線周波同調装置は、前記同調発振器
及びスイツチング混合段の間に双安定トリガ回路
を配設して発振器信号のスルーレートー（勾配と
しても示される）を増大するよう構成したことを
特徴とする。 本発明は、混合段の各スイチツング素子におけ
る雑音は導通状態からしや断状態への遷移又はし
や断状態から導通状態への遷移におけるある部分
に際して主として起り、かつこの雑音が起る期間
（通常、かかる遷移の際の雑音期間と呼ばれる）
により混合段の雑音係数が相当の範囲まで決定さ
れるという事実を利用している。 本発明の構成を使用した場合、これらの遷移
は、発振器信号の勾配が特に大きいため極めて迅
速に起り、これは一般に双安定トリガ回路と共に
達成することができる。その結果、混合段の雑音
係数が著しく制限される一方、双安定トリガ回路
に供給する発振器信号の振幅は双安定トリガ回路
を起動するに十分な大きさとすることだけ必要と
するに過ぎず、かつ混合段に供給する発振器信号
の振幅は混合段を切換えるに十分な大きさとする
ことだけ必要とするに過ぎない。 更に英国特許第2008881号から、乗法
（multiplicative）混合段及び同調発振器で構成し
た縦続回路を備えた周波数変換回路自体は既知で
ある。この従来の同調発振器は、交さ結合したベ
ース及びコレクタ電極並に２個のエミツタ電流源
から電流を供給されるエミツタを有する一対のト
ランジスタと、これらエミツタの間に設けた周波
数決定LC共振回路によつて実現されている。こ
の回路は共振周波数に等しくない周波数に対して
は前記一対のトランジスタのエミツタ間にインピ
ーダンスを構成するので、前記一対のトランジス
タのスイツチングに当り過渡現象が起り、その結
果、前記一対のトランジスタのコレクタ出力端子
におけるコレクタ信号の勾配は双安定トリガ回路
の出力信号の勾配よりかなり小さくなり、かつこ
の発振器信号の振幅に左右される。 従つて、この既知の周波数変換回路に本発明を
適用すると、同じく上記利点が得られる一方、本
発明による双安定トリガ回路により、強い隣接周
波数による発振器周波数の引込み（pulling）が
著しく低滅される。 本発明の無線周波同調装置の好適な実施例にお
いては、前記双安定トリガ回路が差動入力段及び
該差動入力段に結合したシユミツトトリガを備
え、前記差動入力段を前記同調発振器の出力端に
結合し、かつ前記シユミツトトリガを前記スイツ
チング混合段に設けた乗算回路に結合するよう構
成したことを特徴とする。 この構成を使用した場合、平衡乗法混合動作が
不平衡同調発振器によつて行われ、この発振器の
発振器信号の振幅は特に小さくできる。 本発明の無線周波同調装置の好適な実施例にお
いては、前記シユミツトトリガが第１及び第２ト
ランジスタを備え、これらトランジスタのベース
入力端を反対のコレクタ出力端に交さ結合し、か
つ第１及び第２直流電流源に結合し、これらトラ
ンジスタのエミツタを共通の第３直流電流源に接
続し、前記第１及び第２直流電流源を流れる電流
が互にほぼ等しく、かつ前記第３直流電流源を流
れる電流が前記第１及び第２直流電流源をそれぞ
れ流れる電流の８倍より大きくなく、前記差動入
力段が互に平衡な第３及び第４トランジスタを備
え、これらトランジスタのベース入力端を前記同
調発振器の出力端に接続し、かつこれらトランジ
スタとコレクトタ出力端を乗法（マルテイプリカ
テイブ）乗算回路の平衡入力端に接続するよう構
成したことを特徴とする。 双安定トリガ回路のかかる実現法自体は、
Voorman、Snijder、Vromans及びBarth共著の
論文“Een automatische echo−compensator
op een chip ten behoeve van Tel−etext”
（An automatic equalizer for echo reduction
in Teletext on ａ single chip）、published in
“Philips Technisch Tijdschrift”．Vol.40、
1981／1982、no.11／12、第329〜339貢から既知
である。 本発明による無線周波同調装置では、それ自体
既知であるこの双安定トリガ回路は、本発明によ
る構成を使用することにより双安定トリガ回路の
ヒステリシスを、極めて低い電流消費において極
めて低く維持できるので、混合段に供給する発振
器信号はほぼ対称な方形波信号となり、かつ同調
発信器によつて供給する信号を小さくすることが
できる。 次に図面つき本発明の実施例を説明する。 図面に示した本発明の無線周波同調装置と実施
例な平衡無線周波信号入力端子１２及び１３、平
衡発振器混合入力端子１４及び１５、並に平衡中
間周波出力端子１６及び１７を有する平衡スチイ
ツチング混合段Ｍと、任意の不平衡同調発振器Ｏ
と、この同調発振器Ｏ及び混合段Ｍの間に配置し
た双安定トリガ回路１〜１１とを備えている。 平衡スチイツチング混合段Ｍは既知の構成と
し、例えば集積回路TDA7000において使用され
る平衡乗法（マルテイプリカテイブ）スイツチン
グ混合段に対応させることができる。本発明の理
解のためには、混合段Ｍは、スイツチングモード
において、無線周波信号入力端子１２，１３に供
給された平衡無線周波信号と、発振器混合入力端
子１４，１５に供給された平衡方形波発振器信号
とを混合して、中間周波出力端子１６，１７に平
衡中間周波信号を発生するということを述べれば
十分である。スイツチング混合過程に組含まれる
混合液Ｍのスイツチング素子の遷移、即ちこれら
のスイチツング素子の導通状態から非導通状態へ
の遷移の持続時間は、方形波パルスのスルーレー
ト及び混合段に供給される発振器信号によつて決
まる。 前記方形波発振器信号の周波数は、双安定トリ
ガ回路１〜１１の発振器入力端子７及び８に任意
の正弦波発振器信号を供給する同調発振器Ｏによ
つて決まる。 同調発振器Ｏも既知の構成とし、例えば、不平
衡コルピツツ発振器とすることができる。その場
合発振器入力端子７及び８の一方は交流電流に対
し接地する（図示せず）。 双安定トリガ回路１〜１１はVoorman他によ
る前記論文から既知であるクロス−クオド
（cross−guad）回路１〜４を備えている。それ
自体既知のクロス−クオド回路はシユミツトトリ
ガとして作動する一対のトランジスタ１，２を備
え、これらトランジスタのベース入力端は他方ト
ランジスタのコレクタ出力端に交さ接続し、かつ
直流電流I9及びI10を流す第１及び第２直流電流源
９及び１０に接続する。この対を成すトランジス
タ１，２のエミツタは互に接続し、かつ直流電流
I11を流す第３直流電流源１１に接続する。この
対を成すトランジスタ１，２のベース入力端／コ
レクタ出力端な一対のトランジスタ３，４のエミ
ツタに接続する。 前記既知のクロス−クオド回路１〜４に対し、
本例の双安定トリガ回路１〜１１は発振器入力端
子７及び８として作動するトランジスタ３，４の
ベース入力端から駆動し、トランジスタ３，４の
コレクタは双安定トリガ回路１〜１１の平衡出力
端を構成する。この目的のためこれらコレクタは
コレクタ抵抗５及び６を介して電源電圧に結合
し、かつ混合段Ｍの平衡発振器混合入力端子１
４，１５に結合する。コレクタ抵抗５及び６は双
安定トリガ回路１〜１１の出力インピーダンスを
決定し、また直流電流I11の大きさと共に、混合
段Ｍへスイツチング信号として供給される発振器
信号の振幅を決定する。 トランジスタ３及び４は、同調発振器Ｏを平衡
形とするか又は不平衡形とするかの自由な選択を
可能ならしめる差動入力段として作動する。従つ
て、例えば、集積回路において使用する場合、簡
単な不平衡１ピン発振器を同調発振器として使用
することができる。 トランジスタ３及び４を流れる休止電流は電流
源９及び１０の電流I9及びI10を介して設定され、
かつ正しい平衡状態が得られるように互に等しく
選定する。トランジスタ対１，２によつて切換え
られる電流は電流源１１からの電流I11を介して
設定され、かつトランジスタ１，２によつて切換
えられる電流は電流I9及びI10と共に適切に選定し
て、トランジスタ対１，２のループ利得が、少な
くともトランジスタ対をシユミツトトリガとして
作動させるに十分な大きさとなるようにする必要
がある。具体例につき行つた試験から、これは、
I9及びI10がそれぞれ少なくとも0.5ｍＡの値を有
し、かつI11が少なくとも１ｍＡの値を有すると
きに達成されることを見出した。 シユミツトトリガ１，２に対しては、トランジ
スタ３及び４はエミツタホロワとして接続される
ので、発振器入力端子７及び８における正の発振
器電圧又はこれらの入力端子の間の正の電圧差
（即ち、トランジスタ３のベース電圧がトランジ
スタ４のベース電圧を越える）により、トランジ
スタ３及び４のエミツタ間に正の電圧差及びシユ
ミツトトリガ１，２のベース間に負の電圧差が生
ずる。これによりシユミツトトリガのトランジス
タ２が導通し、かつトランジスタ１がしや断され
る。その場合トランジスタ３にはほぼ休止電流
I10が流れ、トランジスタ４にはほぼ電流I9及び
I11の和が流れる。 ベース入力端７及び８の間の電圧差が負の場
合、トランジスタ３及び４を流れる電流比が逆に
なり、トランジスタ１及び２の導通状態は互に逆
になる。トランジスタ１及び２相互間の大きい正
帰還により、ベース入力端７及び８の電圧差のゼ
ロ交さ点において又は少なくともその極く近くに
おいて一方の導通状態がその反転された導通状態
へ極めて迅速に変化する。トランジスタ３及び４
は連続的に導通状態にあるので、かかる状態の急
激な変化は、遅延を伴うことなく、トランジスタ
３及び４の差分コレクタ電圧における特に急峻な
パルス縁として現われる。 所定の発振周波数から開始して、それぞれ0.5
ｍＡの値を有する直流電流I9及びI10、直流電流
I11のステツプ状変化及びそれぞれ200Ωの値を有
するコレクタ抵抗５及び６において前記具体例で
は、混合段Ｍの発振混合入力端子１４，１５にお
ける発振器混合信号の振幅Ａと、発振器混合信号
のスルーレートSRと、混合段Ｍの雑音係数NFに
つき次の試験結果を得た。
した同調発振器を備える無線周波同調装置に関す
る。 かかる無線周波同調装置はフイリツプス・エレ
クトロニツク・コンポーネンツ・アンド・マテリ
アルズ・テレビジヨン発行の“Philips Data
Handbook”、C2、No・12、1982“TV−tuners、
Video−Modulators and SAW−filters、第141
〜143貢の記載されたテレビジヨンUHF／VHF
同調ユニツトUV411において使用されている。 従来の無線周波同調装置では所望のテレビジヨ
ンVHF受信信号と発振器信号との加法（addi−
tive）混合を混合とトランジスタのベース・エミ
ツタ接合において行い、混合トランジスタを発振
器信号によつて切換える。所望のテレビジヨン信
号が表示のために好適になる前に無線周波同調装
置の後段で行われる信号処理動作における信号利
得のため、無線周波同調装置の固有の雑音の影響
又は雑音係数、特に無線周波同調装置に含まれる
混合段の雑音係数をできるだけ小さく保つ必要が
ある。 混合段の雑音係数は発振器信号の振幅を増大す
ることによつて低滅できることが既知である。し
かし発振器信号を増大すると、発振器放射も増大
する。ある国々においては最大許容発振器放射に
関する要件が極めて厳しく、かつ大きく、安定な
同調可能発振器信号は簡単な手段では実現できな
いので、この雑音低減方法は実際上、限られた範
囲しか使用できない。 本発明の目的は、発振器増幅を増大することな
く無線周波同調装置におけるスイツチツング混合
段の雑音係数を低減するにある。 本発明の無線周波同調装置は、前記同調発振器
及びスイツチング混合段の間に双安定トリガ回路
を配設して発振器信号のスルーレートー（勾配と
しても示される）を増大するよう構成したことを
特徴とする。 本発明は、混合段の各スイチツング素子におけ
る雑音は導通状態からしや断状態への遷移又はし
や断状態から導通状態への遷移におけるある部分
に際して主として起り、かつこの雑音が起る期間
（通常、かかる遷移の際の雑音期間と呼ばれる）
により混合段の雑音係数が相当の範囲まで決定さ
れるという事実を利用している。 本発明の構成を使用した場合、これらの遷移
は、発振器信号の勾配が特に大きいため極めて迅
速に起り、これは一般に双安定トリガ回路と共に
達成することができる。その結果、混合段の雑音
係数が著しく制限される一方、双安定トリガ回路
に供給する発振器信号の振幅は双安定トリガ回路
を起動するに十分な大きさとすることだけ必要と
するに過ぎず、かつ混合段に供給する発振器信号
の振幅は混合段を切換えるに十分な大きさとする
ことだけ必要とするに過ぎない。 更に英国特許第2008881号から、乗法
（multiplicative）混合段及び同調発振器で構成し
た縦続回路を備えた周波数変換回路自体は既知で
ある。この従来の同調発振器は、交さ結合したベ
ース及びコレクタ電極並に２個のエミツタ電流源
から電流を供給されるエミツタを有する一対のト
ランジスタと、これらエミツタの間に設けた周波
数決定LC共振回路によつて実現されている。こ
の回路は共振周波数に等しくない周波数に対して
は前記一対のトランジスタのエミツタ間にインピ
ーダンスを構成するので、前記一対のトランジス
タのスイツチングに当り過渡現象が起り、その結
果、前記一対のトランジスタのコレクタ出力端子
におけるコレクタ信号の勾配は双安定トリガ回路
の出力信号の勾配よりかなり小さくなり、かつこ
の発振器信号の振幅に左右される。 従つて、この既知の周波数変換回路に本発明を
適用すると、同じく上記利点が得られる一方、本
発明による双安定トリガ回路により、強い隣接周
波数による発振器周波数の引込み（pulling）が
著しく低滅される。 本発明の無線周波同調装置の好適な実施例にお
いては、前記双安定トリガ回路が差動入力段及び
該差動入力段に結合したシユミツトトリガを備
え、前記差動入力段を前記同調発振器の出力端に
結合し、かつ前記シユミツトトリガを前記スイツ
チング混合段に設けた乗算回路に結合するよう構
成したことを特徴とする。 この構成を使用した場合、平衡乗法混合動作が
不平衡同調発振器によつて行われ、この発振器の
発振器信号の振幅は特に小さくできる。 本発明の無線周波同調装置の好適な実施例にお
いては、前記シユミツトトリガが第１及び第２ト
ランジスタを備え、これらトランジスタのベース
入力端を反対のコレクタ出力端に交さ結合し、か
つ第１及び第２直流電流源に結合し、これらトラ
ンジスタのエミツタを共通の第３直流電流源に接
続し、前記第１及び第２直流電流源を流れる電流
が互にほぼ等しく、かつ前記第３直流電流源を流
れる電流が前記第１及び第２直流電流源をそれぞ
れ流れる電流の８倍より大きくなく、前記差動入
力段が互に平衡な第３及び第４トランジスタを備
え、これらトランジスタのベース入力端を前記同
調発振器の出力端に接続し、かつこれらトランジ
スタとコレクトタ出力端を乗法（マルテイプリカ
テイブ）乗算回路の平衡入力端に接続するよう構
成したことを特徴とする。 双安定トリガ回路のかかる実現法自体は、
Voorman、Snijder、Vromans及びBarth共著の
論文“Een automatische echo−compensator
op een chip ten behoeve van Tel−etext”
（An automatic equalizer for echo reduction
in Teletext on ａ single chip）、published in
“Philips Technisch Tijdschrift”．Vol.40、
1981／1982、no.11／12、第329〜339貢から既知
である。 本発明による無線周波同調装置では、それ自体
既知であるこの双安定トリガ回路は、本発明によ
る構成を使用することにより双安定トリガ回路の
ヒステリシスを、極めて低い電流消費において極
めて低く維持できるので、混合段に供給する発振
器信号はほぼ対称な方形波信号となり、かつ同調
発信器によつて供給する信号を小さくすることが
できる。 次に図面つき本発明の実施例を説明する。 図面に示した本発明の無線周波同調装置と実施
例な平衡無線周波信号入力端子１２及び１３、平
衡発振器混合入力端子１４及び１５、並に平衡中
間周波出力端子１６及び１７を有する平衡スチイ
ツチング混合段Ｍと、任意の不平衡同調発振器Ｏ
と、この同調発振器Ｏ及び混合段Ｍの間に配置し
た双安定トリガ回路１〜１１とを備えている。 平衡スチイツチング混合段Ｍは既知の構成と
し、例えば集積回路TDA7000において使用され
る平衡乗法（マルテイプリカテイブ）スイツチン
グ混合段に対応させることができる。本発明の理
解のためには、混合段Ｍは、スイツチングモード
において、無線周波信号入力端子１２，１３に供
給された平衡無線周波信号と、発振器混合入力端
子１４，１５に供給された平衡方形波発振器信号
とを混合して、中間周波出力端子１６，１７に平
衡中間周波信号を発生するということを述べれば
十分である。スイツチング混合過程に組含まれる
混合液Ｍのスイツチング素子の遷移、即ちこれら
のスイチツング素子の導通状態から非導通状態へ
の遷移の持続時間は、方形波パルスのスルーレー
ト及び混合段に供給される発振器信号によつて決
まる。 前記方形波発振器信号の周波数は、双安定トリ
ガ回路１〜１１の発振器入力端子７及び８に任意
の正弦波発振器信号を供給する同調発振器Ｏによ
つて決まる。 同調発振器Ｏも既知の構成とし、例えば、不平
衡コルピツツ発振器とすることができる。その場
合発振器入力端子７及び８の一方は交流電流に対
し接地する（図示せず）。 双安定トリガ回路１〜１１はVoorman他によ
る前記論文から既知であるクロス−クオド
（cross−guad）回路１〜４を備えている。それ
自体既知のクロス−クオド回路はシユミツトトリ
ガとして作動する一対のトランジスタ１，２を備
え、これらトランジスタのベース入力端は他方ト
ランジスタのコレクタ出力端に交さ接続し、かつ
直流電流I9及びI10を流す第１及び第２直流電流源
９及び１０に接続する。この対を成すトランジス
タ１，２のエミツタは互に接続し、かつ直流電流
I11を流す第３直流電流源１１に接続する。この
対を成すトランジスタ１，２のベース入力端／コ
レクタ出力端な一対のトランジスタ３，４のエミ
ツタに接続する。 前記既知のクロス−クオド回路１〜４に対し、
本例の双安定トリガ回路１〜１１は発振器入力端
子７及び８として作動するトランジスタ３，４の
ベース入力端から駆動し、トランジスタ３，４の
コレクタは双安定トリガ回路１〜１１の平衡出力
端を構成する。この目的のためこれらコレクタは
コレクタ抵抗５及び６を介して電源電圧に結合
し、かつ混合段Ｍの平衡発振器混合入力端子１
４，１５に結合する。コレクタ抵抗５及び６は双
安定トリガ回路１〜１１の出力インピーダンスを
決定し、また直流電流I11の大きさと共に、混合
段Ｍへスイツチング信号として供給される発振器
信号の振幅を決定する。 トランジスタ３及び４は、同調発振器Ｏを平衡
形とするか又は不平衡形とするかの自由な選択を
可能ならしめる差動入力段として作動する。従つ
て、例えば、集積回路において使用する場合、簡
単な不平衡１ピン発振器を同調発振器として使用
することができる。 トランジスタ３及び４を流れる休止電流は電流
源９及び１０の電流I9及びI10を介して設定され、
かつ正しい平衡状態が得られるように互に等しく
選定する。トランジスタ対１，２によつて切換え
られる電流は電流源１１からの電流I11を介して
設定され、かつトランジスタ１，２によつて切換
えられる電流は電流I9及びI10と共に適切に選定し
て、トランジスタ対１，２のループ利得が、少な
くともトランジスタ対をシユミツトトリガとして
作動させるに十分な大きさとなるようにする必要
がある。具体例につき行つた試験から、これは、
I9及びI10がそれぞれ少なくとも0.5ｍＡの値を有
し、かつI11が少なくとも１ｍＡの値を有すると
きに達成されることを見出した。 シユミツトトリガ１，２に対しては、トランジ
スタ３及び４はエミツタホロワとして接続される
ので、発振器入力端子７及び８における正の発振
器電圧又はこれらの入力端子の間の正の電圧差
（即ち、トランジスタ３のベース電圧がトランジ
スタ４のベース電圧を越える）により、トランジ
スタ３及び４のエミツタ間に正の電圧差及びシユ
ミツトトリガ１，２のベース間に負の電圧差が生
ずる。これによりシユミツトトリガのトランジス
タ２が導通し、かつトランジスタ１がしや断され
る。その場合トランジスタ３にはほぼ休止電流
I10が流れ、トランジスタ４にはほぼ電流I9及び
I11の和が流れる。 ベース入力端７及び８の間の電圧差が負の場
合、トランジスタ３及び４を流れる電流比が逆に
なり、トランジスタ１及び２の導通状態は互に逆
になる。トランジスタ１及び２相互間の大きい正
帰還により、ベース入力端７及び８の電圧差のゼ
ロ交さ点において又は少なくともその極く近くに
おいて一方の導通状態がその反転された導通状態
へ極めて迅速に変化する。トランジスタ３及び４
は連続的に導通状態にあるので、かかる状態の急
激な変化は、遅延を伴うことなく、トランジスタ
３及び４の差分コレクタ電圧における特に急峻な
パルス縁として現われる。 所定の発振周波数から開始して、それぞれ0.5
ｍＡの値を有する直流電流I9及びI10、直流電流
I11のステツプ状変化及びそれぞれ200Ωの値を有
するコレクタ抵抗５及び６において前記具体例で
は、混合段Ｍの発振混合入力端子１４，１５にお
ける発振器混合信号の振幅Ａと、発振器混合信号
のスルーレートSRと、混合段Ｍの雑音係数NFに
つき次の試験結果を得た。
【表】
少なくともシユミツトトリガ１，２を起動する
のに必要な差動入力段３，４のベース端における
発振器電圧は10ｍＶ実効値の振幅を有し、この振
幅は双安定トリガ回路１〜１１のヒステリシスの
大きさも示す。 実際上かかるヒステリシスは許容することがで
きる。ヒステリシスを一層低滅することが所望さ
れる場合には、トランジスタ３及び４を流れる休
止電流（I10及びI9）は上記値を越えるよう選定す
るか又はシユミツトトリガ１，２において切換え
られる電流I11に対し大きく選定する必要がある。
しかし、その結果、双安定トリガ回路１〜１１の
電流消費が特に大きい範囲まで増大する。この電
流消費をできるだけ小さく維持するため、実際
上、前記休止電流を、切換えられる電流より小さ
く選定するのが好適であり、切換えられる電流の
少なくとも1/8の休止電流と共に許容できるヒス
テリシスが得られ、シユミツトトリガ１，２の適
切な動作に対し前記電流限界値が観察された。 本発明は上記実際例に限定されないことは明ら
かである。また本発明の着想は、例えば、双安定
トリガ回路として使用するフリツプクロツプ及
び／又は前記同調ユニツトUV411において使用
され加算不平衡混合段Ｍと共に適用することもで
きる。
のに必要な差動入力段３，４のベース端における
発振器電圧は10ｍＶ実効値の振幅を有し、この振
幅は双安定トリガ回路１〜１１のヒステリシスの
大きさも示す。 実際上かかるヒステリシスは許容することがで
きる。ヒステリシスを一層低滅することが所望さ
れる場合には、トランジスタ３及び４を流れる休
止電流（I10及びI9）は上記値を越えるよう選定す
るか又はシユミツトトリガ１，２において切換え
られる電流I11に対し大きく選定する必要がある。
しかし、その結果、双安定トリガ回路１〜１１の
電流消費が特に大きい範囲まで増大する。この電
流消費をできるだけ小さく維持するため、実際
上、前記休止電流を、切換えられる電流より小さ
く選定するのが好適であり、切換えられる電流の
少なくとも1/8の休止電流と共に許容できるヒス
テリシスが得られ、シユミツトトリガ１，２の適
切な動作に対し前記電流限界値が観察された。 本発明は上記実際例に限定されないことは明ら
かである。また本発明の着想は、例えば、双安定
トリガ回路として使用するフリツプクロツプ及
び／又は前記同調ユニツトUV411において使用
され加算不平衡混合段Ｍと共に適用することもで
きる。
図面は本発明の無線周波同調装置の一例をブロ
ツクと共に示す回路図である。 Ｍ……平衡スイツチング混合段、Ｏ……平衡同
調発振器、１〜１１……双方安定トリガ回路。
ツクと共に示す回路図である。 Ｍ……平衡スイツチング混合段、Ｏ……平衡同
調発振器、１〜１１……双方安定トリガ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング混合段及びこれに結合した同調
発振器を備える無線周波数同調装置において、前
記同調発振器及びスイツチング混合段の間に双安
定トリガ回路を配設して発振器信号のスルーレー
トを増大するよう構成したことを特徴とする無線
周波同調装置。 ２ 前記双安定トリガ回路が差動入力段及び該差
動入力段に結合したシユミツトトリガを備え、前
記差動入力段を前記同調発振器の出力端に結合
し、かつ前記シユミツトトリガを前記スイツチン
グ混合段に設けた乗算回路に結合する特許請求の
範囲第１項記載の無線周波同調装置。 ３ 前記シユミツトトリガが第１及び第２トラン
ジスタを備え、これらトランジスタのベース入力
端を反対のコレクタ出力端に交さ結合し、かつ第
１及び第２直流電流源に接結し、これらトランジ
スタのエミツタを共通の第３直流電流源に接続
し、前記第１及び第２直流電流源を流れる電流が
互にほぼ等しく、かつ前記第３直流電流源を流れ
る電流が前記第１及び第２直流電流源をそれぞれ
流れる電流の８倍より大きくなく、前記差動入力
段が互に平衡な第３及び第４トランジスタを備
え、これらトランジスタのベース入力端を前記同
調発振器の出力端に接続し、かつこれらトランジ
スタのコレクタ出力端を乗法（マルテイプリカテ
イブ）乗算回路の平衡入力端に接続する特許請求
の範囲第２項記載の無線周波同調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8302481 | 1983-07-12 | ||
| NL8302481A NL8302481A (nl) | 1983-07-12 | 1983-07-12 | Hf-afsteminrichting voorzien van een schakelende mengtrap en een afstemoscillator. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6038935A JPS6038935A (ja) | 1985-02-28 |
| JPH0352696B2 true JPH0352696B2 (ja) | 1991-08-12 |
Family
ID=19842149
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59143405A Granted JPS6038935A (ja) | 1983-07-12 | 1984-07-12 | 無線周波同調装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4590616A (ja) |
| EP (1) | EP0132010B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6038935A (ja) |
| BR (1) | BR8403461A (ja) |
| DE (1) | DE3481253D1 (ja) |
| ES (1) | ES8504411A1 (ja) |
| NL (1) | NL8302481A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5027163A (en) * | 1988-12-06 | 1991-06-25 | Zenith Electronics Corporation | High level wide band RF mixer |
| JPH08265047A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換回路 |
| DE19532989C1 (de) * | 1995-09-07 | 1996-11-07 | Telefunken Microelectron | Multiplikative Mischstufe |
| US6144236A (en) * | 1998-02-01 | 2000-11-07 | Bae Systems Aerospace Electronics Inc. | Structure and method for super FET mixer having logic-gate generated FET square-wave switching signal |
| US6108529A (en) * | 1998-02-01 | 2000-08-22 | Bae Systems Aerospace Electronics Inc. | Radio system including FET mixer device and square-wave drive switching circuit and method therefor |
| US6041223A (en) * | 1998-03-26 | 2000-03-21 | Nortel Networks Corporation | High level diode mixer |
| FR2798234B1 (fr) * | 1999-09-03 | 2001-11-23 | St Microelectronics Sa | Dispositif de transposition de frequence a faible fuite de signal d'oscillateur local et procede correspondant de reduction de fuite |
| US6928818B1 (en) * | 2004-01-23 | 2005-08-16 | Honeywell International, Inc. | Actuation assembly for variable geometry turbochargers |
| JP3103621U (ja) * | 2004-02-26 | 2004-08-19 | アルプス電気株式会社 | テレビジョンチューナ |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3665343A (en) * | 1970-11-09 | 1972-05-23 | Motorola Inc | Voltage controlled multivibrator |
| JPS5474618A (en) * | 1977-11-28 | 1979-06-14 | Toshiba Corp | Frequency conversion circuit |
| DE2929918A1 (de) * | 1979-07-24 | 1981-01-29 | Licentia Gmbh | Mischstufe mit einer angeschlossenen oszillatorstufe |
| US4385401A (en) * | 1980-05-17 | 1983-05-24 | Rockwell International Corporation | Three-state digital mixer-driver circuit |
-
1983
- 1983-07-12 NL NL8302481A patent/NL8302481A/nl not_active Application Discontinuation
-
1984
- 1984-07-06 US US06/628,174 patent/US4590616A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-07-09 ES ES534134A patent/ES8504411A1/es not_active Expired
- 1984-07-11 EP EP84201020A patent/EP0132010B1/en not_active Expired
- 1984-07-11 BR BR8403461A patent/BR8403461A/pt not_active IP Right Cessation
- 1984-07-11 DE DE8484201020T patent/DE3481253D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1984-07-12 JP JP59143405A patent/JPS6038935A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4590616A (en) | 1986-05-20 |
| BR8403461A (pt) | 1985-06-25 |
| NL8302481A (nl) | 1985-02-01 |
| EP0132010A1 (en) | 1985-01-23 |
| JPS6038935A (ja) | 1985-02-28 |
| ES534134A0 (es) | 1985-04-01 |
| ES8504411A1 (es) | 1985-04-01 |
| EP0132010B1 (en) | 1990-01-31 |
| DE3481253D1 (de) | 1990-03-08 |
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