JPH0353600Y2

JPH0353600Y2 -

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Publication number: JPH0353600Y2
Application number: JP14697085U
Authority: JP
Priority date: 1985-09-26
Filing date: 1985-09-26
Publication date: 1991-11-22
Also published as: JPS61134699U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は電流形インバータの制御装置に係り、
特に開ループを適用した定常運転時の不安定現象
を一挙に解決した制御装置を提供しようとするも
のである。

周知の如く電流形インバータは電圧形インバー
タに比し、帰還ダイオードがないので回生時に際
してコンバータ部と逆並列接続したサイリスタ回
路を設ける必要がなく回路構成が簡素化され、さ
らに過電流耐量が大きい等の種々の利点を併持し
ている理由より電圧形インバータにとつて代り各
種方面で適用されつつある。この種電流形インバ
ータは負荷と結合されて始めて動作するので、イ
ンバータ出力周波数を上昇させ過ぎると不安定領
域に達し電動機速度の乱調を生ずる欠点がある。
この他にも種々の原因により乱調を生ずることが
ある。この様な乱調現象を生ずる原因究明の解析
は各種報告例にみられる様に種々の防止法が提案
されている。その第１の防止法は、例えば回転数
に関連する信号を取り出して判定部に導びき、こ
の判定部で入力信号レベルを比較して乱調時には
入力信号レベルが非常に高くなる事に着目して乱
調である旨を判定して、コンバータの直流出力電
圧を制御する方法、さらに第２の防止策としてコ
ンバータの直流出力電流の変化量が電動機のトル
ク角の微少変化量に比較する事に着目して、イン
バータ装置の交流出力電圧とコンバータ直流出力
電流の変化量の微分値とを夫々取出して、これら
検出信号を同極性で加え合せてコンバータ制御系
に入力し、このコンバータ部を制御する方法とが
提案されている。これら方法で前者は速度検出信
号をフイードバツクする閉ループ制御、後者は速
度検出信号をフイードバツクなしの開ループ制御
と呼称されてるものであるが、後者の方法は制御
系を開ループの構成としているのでこの点に於て
は回路構成が簡素化し経済的ではあるが、この反
面電動系の動特性を充分に解析した上での制御法
ではないので加一減速時に電動機トルクが不足
し、ストール状態を生じたりさらにはクローリン
グ現象等を生じ易い欠点がある。

本考案はこの点に鑑みて考案されたものであつ
て、開ループ制御の電流形インバータを適用した
事を特徴とし、先ず本実施例を述べるに当り本願
はどの点に着目してなされたかを第１図に示す本
原理図に基づき詳述する。

第１図は負荷電動機として誘導電動機を適用し
た場合の開ループ制御法の電流形インバータの制
御装置の具体的な構成例を示し、同図でCVはサ
イリスタを順ブリツジ接続した順変換部で、Ld
は直流中間回路の直流リアクトルで、IVはサイ
リスタを順ブリツジ接続した逆変換部で、CTは
交流入力電流を取出す為の検出用変流器で、PT
は交流出力電圧を取出す為の検出用変成器で、Ａ
は取出された交流出力電圧量を整流する電圧検出
回路で、Ｂはアナログ量で与えられる電圧設定指
令量をデジタル量に変換するＦ／Ａ変換回路で、
RCはデジタル入力量を分周するリングカウンタ
で、OP₁は電圧設定指令量と電圧検出量との偏差
量を増幅する電圧制御用増幅器で、OP₂は電流設
定指令量と電流検出量との偏差量を増幅する電流
制御用増幅器で、Ｃはゲート信号を移相する為の
移相回路である。この様に構成して成る本原理図
を簡素化して表わしたものが第２図に示すブロツ
ク構成図であつて第１図と同一のものは同一符号
を付している。このブロツク構成図で電圧制御系
のgcは第１図の順変換部直流出力電圧_Rと移相回
路の入力信号（電流制御用増幅器の出力）間のゲ
インを示したもので、同様にgiは直流出力電流Id
と電流制御用増幅器の入力間のゲインを示し、
gnは電圧設定指令量と第１図に示すＶ／Ｆ変換
回路とリングカウンタとを含めたインバータ動作
周波数ω₀間のゲインを示したもので、なお第２
図ではgiのゲインとして直流出力電流Idをフイー
ドバツクした系の場合を示したが、直流出力電流
Idは交流入力電流を整流したものであるから交流
入力電流をフイードバツクする系のゲインをgiと
して取扱つてもよい。さらに第２図で各制御用増
幅器OP₁，OP₂の構成を述べてみるに、電圧制御
用増幅器OP₁は周知の如く第３図に示す様に一般
には高利得増幅器と抵抗r₁−コンデンサC₁の帰還
回路と入力抵抗r₀と可変抵抗VRとで構成され、
可変抵抗VRの分圧比をｍ、r₀・C₁＝T_V1・r₁・C₁
＝T_V2とすれば増幅器OP₁の過渡ゲインはｍT_V2／T_V1 ＝ｍr₁／r₀となり、従つて増幅器OP₁全体の伝達関数は下記式の如くなる。

OP₁（Ｐ）＝ｍ・T_V2・Ｐ＋１／T_V1・Ｐ＋ｕ … 但しＰ：ラプラス演算子ｕは「１」と「０」とを取りｕ＝１の場合は第
３図に示す如く破線で示した帰還抵抗Ｒがある場
合で、ｕ＝０は帰還抵抗Ｒがない場合同様に電流制御用増幅器OP₂は第３図に示す様
に高利得増幅器と抵抗r₁−コンデンサC₁の帰還回
路と入力抵抗r₀′とで構成され、r₀′・C₁′＝T_A1・
r₁′・C₁′＝T_A2とすれば増幅器OP₂の伝達関数は
下記式の如くなる。

OP₂（Ｐ）＝T_A2・Ｐ＋１／T_A1・Ｐ＋ｕ … 但しＰ：ラプラス演算子ｕは「１」と「０」との値を取りｕ＝１は第３
図で破線で示す帰還抵抗R′がある場合、ｕ＝０
は帰還抵抗R′がない場合さて第２図に戻つて破線で覆つた部分は第１図
に示す直流中間回路の直流リアクトルを含めた電
動機系全体の伝達系を示したもので、この伝達系
の伝達関数をブロツク的に表示したものが第４図
である。

次に第４図の伝達系の伝達関数がどのような過
程を経て導出されたかを具体的に述べる。

誘導電動機を同期回転座標dq軸で表わすと、
電圧方程式は周知の如く以下の式となる。

V₁ｑ V₁ｄ V₂q V₂d＝r₁＋PL₁₁ −ω₀L₁₁ PL₁₂ −Sω₀L₁₂ ω₀L₁₁ r₁＋PL₁ Sω₀L₁₂ PL₁₂ PL₁₂ −ω₀L₁₂ r₂＋PL₂₂ −Sω₀L₂₂ ω₀L₁₂ PL₁₂ Sω₀L₂₂ r₂＋PL₂₂・i₁q i₁ｄ i₂q i₂d … 但しr₁：１次側抵抗、r₂：２次側抵抗、L₁₁：１次インダクタンス、L₂₂：２次インダクタン
ス、L₁₂：洩れインダクタンス、Ｓ：すべり、
Ｐ：ラプラス演算子、ω₀：インバータ動作周波
数、V₁ｑ，V₁ｄ及びi₁ｑ，i₁ｄ：同期回転座標で
表したｄ軸、ｑ軸の１次電圧成分及び１次電流
成分、V₂ｑ，V₂ｄ及びi₁ｑ，i₁ｄ：同期回転座標
で表わしたｄ軸、ｑ軸の２次電圧成分及び２次
電流成分、又、誘導電動機の一次電流、即ち電流形インバ
ータの出力電流は、第７図に示すように120°通流
幅の方形波であつて、この一次電流ia，ib，ic，
（ａ相及びｂ相、ｃ相）をフーリエ展開すると
式で表わすことができる。

さて、各相の一次電流ia，ib，icとｄ軸の電流
成分及びｑ軸の電流成分との関係は、第７図のｔ
＝０に於てｑ軸とａ軸とが一致するように選ぶと
式の関係で表わすことができる。

ここで一次電流の高調波分（式の第２項以下
の成分）を無視し、一次電流の時間軸も第７図の
ｔ＝０に於てｑ軸と一致するように選ぶと、一次
電流のｄ軸成分及びｑ軸成分は次のようになる。

i₁ｑ＝２√３／π・Id … i₁ｄ＝０ … 又、電動機二次回路は短絡されているのでV₂
ｑ＝V₂ｄ＝０であり、これらｄ−ｑ軸の二次電
圧成分と前記式の一次電流のｄ軸成分とを前記
式の電圧方程式に代入すれば、誘導電動機の一
次電流の基本波分のみに着目した電圧方程式が得
られることになる。この電圧方程式は下記式で
示される。

V₁ｑ V₁ｄ００＝r₁＋PL₁₁ −ω₀L₁₁ PL₁₂ −Sω₀L₁₂ ω₀L₁₁ r₁＋PL₁₁ Sω₀L₁₂ PL₁₂ PL₁₂ −ω₀L₁₂ r₂＋PL₁₂ −Sω₀L₂₂ ω₀L₁₂ PL₁₂ Sω₀L₁₂ r₂＋PL₁₂・i₁ｑ０ i₂q i₂d … また、電動機トルクＴ、インバータ直流電圧平
均値V₁、電動機の誘起電圧Eaは次式となる。

V₁＝３√３／π・Viq … Ｔ＝３／２・ｎ・L₁₂・i₂ｑ・i₁ｑ（但しｎは極対数） … Ea＝３／２・ω₀ ・√（₁₂・₂）²＋（₁₁・₁＋₁₂・₂）²
… またi₁ｑは i₁ｑ＝２√３／π・Id … となる。このように一次電流の基本波分のみに着
目した電圧方程式と電動機トルクＴ、インバータ
直流電圧平均値V₁、電動機の誘起電圧Eaとがそ
れぞれ求まると、伝達関数は前記式〜式に微
少変位理論を適用し、且つ線形化することによつ
て求めることができる。即ち前記式を線形化す
ると式が得られる。

この式よりΔi₂ｄを求めると、となる。なお前記式及び式でτ₂は電動機二次
定数を、ω₀ ⁽⁰⁾は定常時のインバータ動作周波数
を、S⁽⁰⁾は定常時の電動機すべりを、i₁q⁽⁰⁾は定常
時に一次電流ｑ軸成分を、i₂d⁽⁰⁾及びi₂q⁽⁰⁾は定常
時の二次電流ｄ軸成分及びｑ軸成分をそれぞれ示
し、さらにξ₂は式に示す。

ξ₂＝Ｓ・ω₀・τ₂ … 次に前記式を前記式及び式、式にそれ
ぞれ代入して、例えば電動機トルク、直流電流、
電動機誘起電圧などの各諾量間の伝達関数の形に
直すと、第４図に示す伝達系の伝達関数の構成図
が得られる。

なお第４図に示す各符号は次の通りである。

Id：直流出力電流 ΔId：直流出力電流の微少変位量 V_R：順変換部の平均直流出力電圧Ｔ：トルクＪ：慣性ｎ：電動機の極対数Ｐ：ラプラス演算子 D_P：ダンピング係数 ΔT：トルクの微少変位量 ΔEa：電動機誘起電圧の微少変位量Ｐ：ラプラス演算子 σ ：もれ係数 L″：一次回路のインダクタンスの直流換算値（L″＝Ld＋18／π²・L₁₁・σ） r″：一次回路の抵抗の直流換算値（r″＝rd＋18／π²・r₁）ｋ：電圧検出回路とインバータ出力電圧Ea間の
検出ゲイン L₁₁：一次インダクタンス Ld：直流リアクトルのインダクタンス r^d：直流リアクトルの抵抗 r₁：一次側抵抗 V_IM＝18／π²・L₁₂ ²／L₂₂・ω₀・Id⁽⁰⁾ さて、第４図で符号Ａ〜Ｆ及びG₁，G₂，kω₀
はそれぞれ伝達関数を示し、例えばＡは順変換部
の平均直流出力電圧の微少変位量ΔVRとインバ
ータ直流電圧の微少変位量ΔV_Iとの差と、直流電
流Id間の伝達関数を表わし、Ｂは直流電流の微少
変位量ΔIdとインバータ直流電圧の微少変位量
ΔV_I間の伝達関数を表わし、同様にＣはトルク
ΔTの直流電流ΔIdの変化によつて生ずる成分を
求める伝達関数を、ＤはトルクΔTと回転子角速
度Δω₂間の伝達関数を、Ｅはすべり周波数（Δω₂
−Δω₀）によつて生ずるトルク成分を求める伝達
関数を、Ｆはすべり周波数（Δω₂−Δω₀）とイン
バータ直流電圧ΔV_I間の伝達関数を表わし、さら
に（kω₀）はインバータ周波数Δω₀とインバータ
直流電圧ΔV_I間の伝達関数を、G₁は直流電流ΔId
と電動機誘起電圧ΔEa間の伝達関数を、G₂はす
べり周波数（Δω₂−Δω₀）と電動機誘起電圧ΔEa
間の伝達関数をそれぞれ表わす。なお第４図に示
すトルクΔTは、例えば直流電流ΔIdに伝達関数
Ｃを乗じたものと、すべり周波数（−Δω₀＋
Δω₂）に伝達関数Ｅを乗じたものとを減算して求
めることができ、又、電動機の誘起電圧ΔEaは、
直流電流ΔIdに伝達関数G₁を乗じたものと、すべ
り周波数（−Δω₀＋Δω₂）に伝達関数G₃を乗じた
ものとを加算して求めることができ、同様にイン
バータ直流電圧ΔV_Iは、インバータ周波数Δω₀に
伝達関数（kω₀）を乗じたものと、直流電流ΔId
に伝達関数Ｂを乗じたものと、すべり周波数（−
Δω₀＋Δω₂）に伝達関数Ｆを乗じたものとをそれ
ぞれ加算して求めることができ、又、順変換部の
平均直流出力電圧ΔV_Rは、インバータ直流電圧
ΔV_Iと、直流電流ΔIdに伝達関数Ａを乗じたもの
とを加算して求めることができる。

さて、第４図の伝達関数のブロツク構成図でＡ
の伝達関数とＢの伝達関数とをまとめて１つの伝
達関数のブロツクA′とし、且つ第４図を変形す
ると第８図のようになる。

この第８図に示す電流マイナーがない場合の電
動機系の伝達関数を、例えばG_OM＝G_ON／G_OD……とすれば、この式の伝達関数は、電流制御用増幅
器の出力から電動機誘起電圧の微少変位量ΔEaま
での伝達関数を表わし、前記式で分子のG_ON項
は式で示され、又、分母のG_OD項は、式で示
される。

G_ON（Ｐ）＝Ｑ（Ｐ）・〔（１＋σξ² ₂）｛στ² ₂P²＋
（１＋
σ）τ₂Ｐ｝＋（１＋σ²ξ² ₂）（１＋ξ² ₂）〕＋d¹
ξ² ₂（１−σ）（P_(P)＋１＋ξ² ₂）・（στ₂Ｐ＋１
＋σ） … 但し d¹＝ｎ・T⁽⁰⁾／Ｊ・S⁽⁰⁾ω⁽⁰⁾ O_(P)＝（r″＋L″P）・P_(P) ＋V_IM ⁽⁰⁾／Id⁽⁰⁾（τ²／ω₀P²＋１／ω₀Ｐ＋ξ₂
） P_(P)＝（１＋Pτ₂）²＋ξ² ₂ Q_(P)＝（Ｐ＋D_P／Ｊ）P_(P)＋d¹（Pτ₂＋１−ξ² ₂）この第８図を第２図の破線で覆つた部分に挿入
して、且つ第２図に変形すると第９図のようにな
る。この第９図に示す制御系全体の伝達関数のブ
ロツクは構成図で、破線で覆つた部分の電流マイ
ナーループを含めた伝達関数をG_M＝G_N／G_D…とすれば、この式は、電流制御用増幅器OP₂の入力
から電動機誘起電圧の微少変位量ΔEaまでの伝達
関数を示し、前記式及び式さらに各伝達関数
gi，g_c，OP₂（Ｐ）を代入して求めることができ
る。なお式で分子のG_N項は式で分母のG_D項
は式でそれぞれ表わすことができる。

G_N(P)＝（T_A2・Ｐ＋１）・G_ON(P) … G_D(P)＝（T_A1・Ｐ＋ｎ）G_OD（Ｐ）＋g_i ・g_c（T_A2・Ｐ＋１）・P_(P)・Q_(P) … このようにして電流マイナーループを含んだ破
線部分の伝達関数G_M＝G_N／G_Dが求まると、次に第９図に示す制御系全体の一巡の伝達関数G_ppeoは、
最終的に下記に示す式となる。

G_ppeo＝A_np(P)・T_V2・Ｐ＋１／T_V1・Ｐ＋ｕ・G_N（Ｐ
）／G_D（Ｐ）… 但し A_np（Ｐ）＝ｍ・ｈ・g_c・Ea⁽⁰⁾／Id⁽⁰⁾ ・１／１＋σ²ξ²／₂ …〓〓ｍ：電圧制御用増幅器OP₁の可変抵抗VRの分
圧比ｈ：電圧検出回路とインバータ出力電圧Ea（電
動機誘起電圧間の検出ゲイン）さて周知の如く閉ループの伝達関数は
Ｇ／１＋GH…で示されるので、上記式の伝達関数を式の閉ループに伝達関数に代入すると下
記の〓〓式が得られる事となる。但し本願が対象と
する第１図に示される制御系は図から明らかな様
にインバータ出力電圧Eaをフイードバツクして
あるので式の分母のＨはＨ＝１として演算すれ
ばＧ／１＋GH＝A_np（Ｐ）・T_V2・Ｐ＋１／T_V
1・Ｐ＋ｕ・G_N（Ｐ）／G_D（Ｐ）／１＋A_np・（Ｐ）T_V2
・Ｐ＋１／T_V1・Ｐ＋ｕ・G_N（Ｐ）／G_D（Ｐ）・１＝A_np（Ｐ）（T_V2Ｐ＋１）・G_N（Ｐ
）／（T_V1・Ｐ＋ｕ）G_D（Ｐ）（T_V2・Ｐ＋１）・G_N（Ｐ
）…〓〓この〓〓式より開ループの特性方程式を求める場
合は、従来周知の如く上記〓〓式の分母で示される
部分をCh（Ｐ）とすればCh（Ｐ）＝０と置けばよ
い。従つて開ループの場合は Ch（Ｐ）＝（T_V1・Ｐ＋ｕ）G_D（Ｐ）＋A_np（Ｐ）
（T_V2・Ｐ＋１）・G_N（Ｐ）＝０ …〓〓この〓〓式の特性方程式の根を周知の方法で求め
てこの求めた根を基に、例えばインバータの動作
周波数をある所要値に固定してゲインを徐々に上
げて行つた場合に、根の軌跡がどの様に遷移する
かを示したものが第５図である。

なお第５図の複素平面上に於ける根軌跡で縦軸
は虚数ｊを取つており同様に横軸は実数を取つて
おり、これら縦軸及び横軸は一般には夫々虚軸、
実軸と呼称されているものであつて、この第５図
の根軌跡より明らかな様に速度検出信号をフイー
ドバツクしない所謂“開ループ制御の電流形イン
バータ”の運転時に於ては、例えば求めた根の極
が第５図に示す如くP₁〜P₅の５箇所にあるもの
とし、これら各極で極P₁及びP₄，P₅を基点にし
て且つインバータ周波数が一定値である事を条件
にゲインを徐々に上げて行くと、根の軌跡はイ〜
ハの曲線で示す様に図示矢印の向きで遷移して行
き遂には各零点z₁，z_Xに至る。これら根軌跡の曲
線でハの根軌跡曲線は複素平面上の第象限へと
遷移し、さらにロの根軌跡は第象限より第象
限へと遷移する。ここでイとロの曲線の根軌跡は
必らず一度は複素平面上の第象限に存する事が
理解できる。この様に根軌跡が第象限に存する
事は何を意味するのかと言えば、特性方程式の根
が第象限に存在する事はとりも直さず電流形イ
ンバータでは、所要のインバータ周波数での定常
運転時に於てあるゲインの範囲のみ運転状態が不
安定領域に入つている事を示し、この不安定領域
下では周知の如く電動機速度は乱調を生ずる事と
なる。本願はこの様にある所要のインバータ周波
数での定常運転時に於ける動特性を、特性方程式
より根を求めて根軌跡を導びき出し、この根軌跡
を以つて動特性を解析する事により始めて定常運
転時に不安定領域が存在する事を究明したもので
あつて、この様な不安定領域はどの様にして防止
できるかを次に説明する。

即ち第５図の根軌跡の各曲線より明らかな様
に、特性方程式より導びかれた根の極と零点とを
結ぶ曲線が全て複素平面上で第象限に存する様
に、即ちゲインをできるだけ大きくしてインバー
タを制御すればよい。しかし乍ら第５図の根軌跡
はインバータの動作周波数ωを一定として取り扱
かつたもので、インバータの動作周波数ωとゲイ
ンとの関係に対しては何ら言及していない。ここ
で動作周波数ωとゲインとの相対関係に対して述
べてみるに、開ループの一巡伝達関数G_ppeoは本
願によれば上記式で示され、さらにこの式に
於けるA_npの項は上記した様に下記に示す〓〓式で
示されるものであるので、 A_np＝ｍ・ｈ・gcEa⁽⁰⁾／Id⁽⁰⁾・１／１＋σ²ξ²／₂…
〓〓この〓〓式でｍの項は上記式の部分で述べた様
に電圧制御用増幅器OP₁の可変抵抗VRの分圧比
を示し、さらにｈの項は電圧検出系のゲインを、
gcの項は順変換部直流出力電圧V_Rと移相回路Ｃ
入力側間のゲインを夫々示したものであるが、上
記〓〓式で示されるA_npの伝達関数がとりも直さず
上記第式より導びき出された第５図に示す根軌
跡のゲインとなつているものであつて、この〓〓式
で１＋σ²ξ² ₂の項は実用的にはσが非常に小さいた
め１＋σ²ξ² ₂≒１と考えてよく、且つｈ項、gc項は
電圧検出系、周波数系のゲインであるので一定と
仮定し、さらにId⁽⁰⁾の項は負荷の大きさに比例す
るものであつて、Ea⁽⁰⁾の項はインバータ周波数
に比例するものであるからして、以上の事から周
波数にかかわらずA_npを一定にすれば過渡特性、
安定性を一定にする事ができる。この事を換言す
ると開ループの特性方程式より導びき出された根
軌跡のゲインとなる主たる要因は、ｍ項の電圧制
御用増幅器OP₁の分圧抵抗の分圧比、及びEa⁽⁰⁾項
のインバータ周波数と比例関係にある交流出力電
圧、並びにId⁽⁰⁾項の負荷の大きさに決定される直
流電流との三要素であるからして、例えば負荷の
大きさを一定として仮定した場合、インバータ周
波数ωが高くなれば電圧制御用増幅器OP₁の分圧
比ｍを小さくしてA_npの総合ゲインを一定にすれ
ば過渡特性、安定性共に高める事ができ、これと
は反対にインバータ周波数ωが低い場合は分圧比
ｍを大きくしてA_npの総合ゲインを常時一定にな
る様にすればよい。なお以上の説明はA_npの総合
ゲインを一定にする場合、電圧制御用増幅器OP₁
のゲインを調整する方法を述べたが何もこの方法
のみに限定される事はなく、例えばマイナールー
プの電流制御系の電流制御用増幅器の出力側に可
変抵抗等の如くゲインを変え得る要素があれば、
この電流制御用増幅器のゲインを調整しても所期
の目的は達成する事ができ、さらに電圧制御用増
幅器と電流制御用増幅器とのゲインを共に変えて
もよい事は明らかである。又式から明らかなよ
うにA_npの値を変える変わりに制御定数T_V2／T_V1
を変えても系のゲイン変更になりこの方法によつ
てもよい。何れにしろ本願のものはインバータ周
波数ω或はインバータ交流出力電圧Eaに対して、
メジヤーループの電圧制御系をマイナーループの
電流制御系とのゲインを上げたり或は下げたりし
て結果的にA_npの総合ゲインを常時一定にすれ
ば、開ループの制御であつても負荷電動機は何ら
乱調等を生ずる事なく安定に運転できるものであ
る。また、何も総合ゲインを一定にするのみでな
く、系が安定なる範囲で総合ゲインが変わつても
良い。

次に電圧制御用増幅器OP₁のゲインを調整する
方法として示した第６図の実施例について述べて
みるに、第６図の実施例では電圧制御用増幅器
OP₁の出力と取り出されるインバータ周波数ω₀の
電圧信号又は前記インバータ周波数ω₀に比例す
る交流出力電圧Eaの電圧信号とを乗算する乗算
回路１を設けて、この乗算回路１の出力を電圧制
御用増幅器OP₁の入力側に負帰還して構成したも
のである。このように構成すれば、入力される
ω₀又はEaに何ら関係なくA_npのゲインを一定に
することができる。

以上の様に本考案に於ては開ループの一巡伝達
関数より特性方程式の根を求めて、複素平面上に
描いた根軌跡より電流形インバータで運転される
電動機系の動特性を解析して、電動機が不安定領
域となる原因を究明し、この究明した結果より例
えばインバータ動作周波数に応じて電圧制御系及
び電流制御系の各制御系の総合ゲインを調整する
様にしたものであるから、以下に示す様に種々の
効果を奏するものである。

速度検出信号をフイードバツクしない開ルー
プの制御であつても低周波数領域、高周波数領
域に何らかかわらず運転全域に渡つて常時安定
した運転を行なう事ができる。

特に過渡時に於て非常に安定性の高い装置を
実現できる。

オープンループの制御であるからして回路構
成は簡素化され非常に経済的な装置を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案が適用する電流形インバータに
よる電動機の駆動運転法を示す場合の駆動系の一
具体例、第２図はそれを簡素化した場合の直流リ
アクトルを含んだ電動機系のブロツク構成図、第
３図は電圧制御用増幅器と電流制御用増幅器の具
体的な構成を示す回路図、第４図は第１図（第２
図）の駆動系の伝達関数を示すブロツク構成図、
第５図はその伝達関数の特性方程式より根を導び
き出しゲインによつて根の軌跡がどの様に変化す
るかを複素平面上で示した根軌跡図、第６図は本
考案によるゲインを調整する場合の具体例を示す
各実施例、第７図は誘導電動機の任意の相の一次
電流波形図、第８図は第４図を変形した場合の伝
達関数のブロツク構成図、第９図は第２図を具体
化した場合の制御系全体の伝達関数のブロツク構
成図。 CVは順変換部、IVは逆変換部、Ldは直流リア
クトル、OP₁は電圧制御用増幅器、OP₂は電流制
御用増幅器、Ａは電圧検出回路、ＢはＶ／Ｆ変換
回路、Ｃは移相回路、RCはリングカウンタ、IM
は誘導電動機、１は乗算回路。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

電圧設定信号と電圧検出信号との偏差分を増幅
して電流指令を与える電圧制御ループと、前記電
流指令信号と電流検出信号との偏差分を増幅した
信号を基に順変換部のゲートを制御する電流制御
ループと、前記電圧設定信号を基に逆変換部のゲ
ートを制御して出力周波数を制御する周波数制御
ループとを備え、速度検出信号をフイードバツク
しない電流形インバータで負荷電動機を駆動する
ものに於て、前記電圧制御ループの電圧制御用増
幅器の出力とインバータの動作周波数ω₀の電圧
信号又は前記インバータの動作周波数ω₀に比例
したインバータの交流出力電圧Eaの電圧信号と
を掛算して、この掛算値を前記電圧制御用増幅器
に負帰還し、この電圧制御用増幅器のゲインを調
整することによつてインバータ制御系の総合ゲイ
ンを略一定にする掛算器を具備した事を特徴とす
る電流形インバータの制御装置。