JPH0356004B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0356004B2 JPH0356004B2 JP56164737A JP16473781A JPH0356004B2 JP H0356004 B2 JPH0356004 B2 JP H0356004B2 JP 56164737 A JP56164737 A JP 56164737A JP 16473781 A JP16473781 A JP 16473781A JP H0356004 B2 JPH0356004 B2 JP H0356004B2
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- JP
- Japan
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- phase
- antenna
- slot
- array antenna
- phase shifter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
- H01Q3/46—Active lenses or reflecting arrays
Landscapes
- Aerials With Secondary Devices (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、複数の移相器による電子走査アン
テナに関するものである。
テナに関するものである。
第１図は、従来の電子走査アンテナを示すもの
で、１ａ〜１ｎは素子アンテナ、２ａ〜２ｎは移
相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回路、４ａ〜４ｎ
は給電用伝送線路、５は制御回路、６は送受信切
替器、７は送信機、８は受信機である。この電子
走査アンテナは制御回路５から制御信号を位相器
駆動回路３ａ〜３ｎに送り、移相器２ａ〜２ｎの
各移相量を移相器２ａ〜２ｎの配列順序に従つ
て、第２図Ａのように、一次関数的変化（点線）
をなすように設定し、第２図Ｂのように、ビーム
方向θを制御するものである。
で、１ａ〜１ｎは素子アンテナ、２ａ〜２ｎは移
相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回路、４ａ〜４ｎ
は給電用伝送線路、５は制御回路、６は送受信切
替器、７は送信機、８は受信機である。この電子
走査アンテナは制御回路５から制御信号を位相器
駆動回路３ａ〜３ｎに送り、移相器２ａ〜２ｎの
各移相量を移相器２ａ〜２ｎの配列順序に従つ
て、第２図Ａのように、一次関数的変化（点線）
をなすように設定し、第２図Ｂのように、ビーム
方向θを制御するものである。
従来この種のアンテナにおいて、ビーム走査に
あたつては、電子計算機を用いてＢ＝2π／2P（Ｐ
＝ビツト数）なる位相角を最小単位として、デイ
ジタル的な位相変化を行なわしめるが、各アンテ
ナ素子には、第３図のような±Ｂ／２なる範囲の
位相誤差（量子化位相誤差）が生じ、このため、
電子走査アンテナの放射パターンにおいて特定の
方向に大きなサイドローブが生ずる欠点があつ
た。
あたつては、電子計算機を用いてＢ＝2π／2P（Ｐ
＝ビツト数）なる位相角を最小単位として、デイ
ジタル的な位相変化を行なわしめるが、各アンテ
ナ素子には、第３図のような±Ｂ／２なる範囲の
位相誤差（量子化位相誤差）が生じ、このため、
電子走査アンテナの放射パターンにおいて特定の
方向に大きなサイドローブが生ずる欠点があつ
た。
この発明による電子走査アンテナは、前述の従
来の欠点を除去するため、特定の方向に大きなサ
イドローブを生じさせる量子化位相誤差を分散さ
せるよう給電位相を変化せしめるものである。
来の欠点を除去するため、特定の方向に大きなサ
イドローブを生じさせる量子化位相誤差を分散さ
せるよう給電位相を変化せしめるものである。
第４図はこの発明の実施例を示すもので、以下
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第４図において、１ａ〜１ｎは素子アンテナ、
２ａ〜２ｎは移相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回
路、５は制御回路、６は送受信切替器、７は送信
機、８は受信機、９ａ〜９ｎは空間を介して供給
されてくる電力を受信するための受波用素子アン
テナ、１０は導波管スロツトアレイアンテナでア
レイアンテナ１１を構成する素子アンテナ群全体
と略同じ大きさを有するものであり、矩形導波管
の壁面に複数個のスロツトが切られた構造のもの
である。この導波管スロツトアレイアンテナ１０
は、上記アレイアンテナ１１へ空間を介して電力
を分配供給する電力分配用一次放射器である。す
なわち、導波管スロツトアレイアンテナ１０から
の放射電力はアレイアンテナ１１の各受波用素子
アンテナ９ａ〜９ｎによつて受信され、移相器２
ａ〜２ｎを通つて、各素子アンテナ１ａ〜１ｎか
ら再び空間に放射されるものである。また、１２
はアレイアンテナ１１に照射されない電力を吸収
し、不要な反射をなくすための電波吸収体であ
る。
２ａ〜２ｎは移相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回
路、５は制御回路、６は送受信切替器、７は送信
機、８は受信機、９ａ〜９ｎは空間を介して供給
されてくる電力を受信するための受波用素子アン
テナ、１０は導波管スロツトアレイアンテナでア
レイアンテナ１１を構成する素子アンテナ群全体
と略同じ大きさを有するものであり、矩形導波管
の壁面に複数個のスロツトが切られた構造のもの
である。この導波管スロツトアレイアンテナ１０
は、上記アレイアンテナ１１へ空間を介して電力
を分配供給する電力分配用一次放射器である。す
なわち、導波管スロツトアレイアンテナ１０から
の放射電力はアレイアンテナ１１の各受波用素子
アンテナ９ａ〜９ｎによつて受信され、移相器２
ａ〜２ｎを通つて、各素子アンテナ１ａ〜１ｎか
ら再び空間に放射されるものである。また、１２
はアレイアンテナ１１に照射されない電力を吸収
し、不要な反射をなくすための電波吸収体であ
る。
第５図は、上記導波管スロツトアレイアンテナ
１０の正面図であるが、この導波管スロツトアレ
イアンテナ１０は、終端が金属板１５で短絡され
た定在波給電方式のものであり、矩形導波管の広
い方の壁面（broad face）にスロツト１３が間
隔λg／２（λgは導波管の管内波長）で切られてい
る。
１０の正面図であるが、この導波管スロツトアレ
イアンテナ１０は、終端が金属板１５で短絡され
た定在波給電方式のものであり、矩形導波管の広
い方の壁面（broad face）にスロツト１３が間
隔λg／２（λgは導波管の管内波長）で切られてい
る。
この装置において、ｉ番目の素子アンテナ１ｉ
に係る移相器２ｉの入力信号の位相を導波管スロ
ツトアレイアンテナ１０を用いて、例えば送信機
出力端の位相を基準として、(1)式のように調整す
る。
に係る移相器２ｉの入力信号の位相を導波管スロ
ツトアレイアンテナ１０を用いて、例えば送信機
出力端の位相を基準として、(1)式のように調整す
る。
−α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m ……(1)
ただし、αは任意定数、ｉ＝１，２，…ｎ，ｍ
は自然数（１，２，…）である。
は自然数（１，２，…）である。
前記移相器２ｉの移相量を制御回路５からの制
御信号にて(2)式のように設定すると、素子アンテ
ナ１ｉに供給される信号の位相は(3)式となる。
御信号にて(2)式のように設定すると、素子アンテ
ナ１ｉに供給される信号の位相は(3)式となる。
〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕B ……(2)
〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕B
−α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m ……(3)
ただし、〔Ｘ〕Bなる記号は、Ｘに一番近い、Ｂ
で量子化されたデイジタル位相量をとることを意
味している。βはビーム走査角に対応する定数で
ある。
で量子化されたデイジタル位相量をとることを意
味している。βはビーム走査角に対応する定数で
ある。
これにより、電子走査アンテナ全体としての放
射パターンＥ（θ）は、アンテナ素子間隔をｘ、
伝搬定数をｋとすれぼ(4)式で表わされ、(4)式が最
大となる主ローブ方向は(5)式で表わされる。
射パターンＥ（θ）は、アンテナ素子間隔をｘ、
伝搬定数をｋとすれぼ(4)式で表わされ、(4)式が最
大となる主ローブ方向は(5)式で表わされる。
ただし、Iiはｉ番目の素子アンテナの励振振
幅、 Ｄ＝〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕B −〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕 である。
幅、 Ｄ＝〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕B −〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕 である。
θ＝sin-1（β／kx） ……(5)
更に(4)式に掲げた
Ｄ＝〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕B
−〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕は、移相器
の不 連続性により生ずる量子化位相誤差（Ｂが０なら
ばＤも０となる）であるが、第６図のように従来
の量子化位相誤差と異なり曲線となり、傾きおよ
び方向が左右に分散された形となる。すなわち、
量子化位相誤差によるサイドローブは、特定の方
向から分散され小さくなり、特定の方向に生ずる
大きなサイドローブを低減することができる。
の不 連続性により生ずる量子化位相誤差（Ｂが０なら
ばＤも０となる）であるが、第６図のように従来
の量子化位相誤差と異なり曲線となり、傾きおよ
び方向が左右に分散された形となる。すなわち、
量子化位相誤差によるサイドローブは、特定の方
向から分散され小さくなり、特定の方向に生ずる
大きなサイドローブを低減することができる。
第７図Ａは、スロツト１３の導波管の中心線１
４からの偏位量ｄに対する励振振幅であり、第７
図Ｂは、スロツト長ｌに対する励振位相である。
すなわち、(4)式で表わされる励振振幅は、スロツ
ト１３の偏位量ｄを調整することにより実現で
き、(1)式で表わされる励振位相は、スロツト長ｌ
を調整することにより実現できる。最初に、励振
位相が進みの場合はスロツトのサセプタンスが
正、逆に励振位相が遅れの場合はスロツトのサセ
プタンスが負となり、位相量とスロツトのサセプ
タンスの大きさが比例することを利用して、励振
位相分布が(1)式で表わされるようにすると共に、
各スロツトのサセプタンスの和が０になるように
スロツト長ｌを選定する。次に、励振振幅とスロ
ツトのコンダクタンスの大きさが比例することを
利用して、励振振幅分布が要求の分布になると共
に、各スロツトのコンダクタンスの和が１になる
ように偏位量ｄを選択する。以上のように、スロ
ツトアレイアンテナ１０の各スロツトの偏位量ｄ
とスロツト長ｌを選ぶことにより、スロツトアレ
イアンテナ１０の入力アドミタンスはコンダクタ
ンス成分の１となり整合がとれる。すなわち、ス
ロツトアレイアンテナ１０の入力定在波比を悪化
させることなく励振振幅、位相分布が任意なアレ
イアンテナを構成できる。したがつて、第４図に
おいて、導波管スロツトアレイアンテナ１０とア
レイアンテナ１１の距離Ｌを選ぶことにより励振
振幅、位相分布に従つて、電力がアレイアンテナ
１１側で受信される。この最適距離は、使用する
電波の波長をλとするとき、数値的および実験的
検討によれば3λ以下で実現される。
４からの偏位量ｄに対する励振振幅であり、第７
図Ｂは、スロツト長ｌに対する励振位相である。
すなわち、(4)式で表わされる励振振幅は、スロツ
ト１３の偏位量ｄを調整することにより実現で
き、(1)式で表わされる励振位相は、スロツト長ｌ
を調整することにより実現できる。最初に、励振
位相が進みの場合はスロツトのサセプタンスが
正、逆に励振位相が遅れの場合はスロツトのサセ
プタンスが負となり、位相量とスロツトのサセプ
タンスの大きさが比例することを利用して、励振
位相分布が(1)式で表わされるようにすると共に、
各スロツトのサセプタンスの和が０になるように
スロツト長ｌを選定する。次に、励振振幅とスロ
ツトのコンダクタンスの大きさが比例することを
利用して、励振振幅分布が要求の分布になると共
に、各スロツトのコンダクタンスの和が１になる
ように偏位量ｄを選択する。以上のように、スロ
ツトアレイアンテナ１０の各スロツトの偏位量ｄ
とスロツト長ｌを選ぶことにより、スロツトアレ
イアンテナ１０の入力アドミタンスはコンダクタ
ンス成分の１となり整合がとれる。すなわち、ス
ロツトアレイアンテナ１０の入力定在波比を悪化
させることなく励振振幅、位相分布が任意なアレ
イアンテナを構成できる。したがつて、第４図に
おいて、導波管スロツトアレイアンテナ１０とア
レイアンテナ１１の距離Ｌを選ぶことにより励振
振幅、位相分布に従つて、電力がアレイアンテナ
１１側で受信される。この最適距離は、使用する
電波の波長をλとするとき、数値的および実験的
検討によれば3λ以下で実現される。
更に、この発明の実施例によれば、電力分配す
るアンテナを複数の放射素子からなる直列給電型
アレイアンテナで構成したので構成を著しく簡単
にすることができ、また素子アンテナ群全体と直
列給電型アレイアンテナとを略同じ大きさにして
能率よく電力分配を行なうことができる。
るアンテナを複数の放射素子からなる直列給電型
アレイアンテナで構成したので構成を著しく簡単
にすることができ、また素子アンテナ群全体と直
列給電型アレイアンテナとを略同じ大きさにして
能率よく電力分配を行なうことができる。
なお、この発明は直線状に配列された場合につ
いて述べたが、面状に配列された場合についても
同様に適用できることはいうまでもない。また、
実施例では矩形導波管を用いた定在波給電方式の
導波管スロツトアレイアンテナを用いる場合につ
いて述べたが、この発明はこれに限定されること
なく、進行波給電方式の導波管スロツトアレイア
ンテナを用いて実施することもできるし、さらに
矩形導波管の狭い方の壁面（narrow face）にス
ロツトを切つたスロツトアレイアンテナや円形導
波管スロツトアレイアンテナや同軸ケーブルの外
導体にスロツトを切つたスロツトアレイアンテナ
を用いても実施することができる。
いて述べたが、面状に配列された場合についても
同様に適用できることはいうまでもない。また、
実施例では矩形導波管を用いた定在波給電方式の
導波管スロツトアレイアンテナを用いる場合につ
いて述べたが、この発明はこれに限定されること
なく、進行波給電方式の導波管スロツトアレイア
ンテナを用いて実施することもできるし、さらに
矩形導波管の狭い方の壁面（narrow face）にス
ロツトを切つたスロツトアレイアンテナや円形導
波管スロツトアレイアンテナや同軸ケーブルの外
導体にスロツトを切つたスロツトアレイアンテナ
を用いても実施することができる。
第１図は従来の電子走査アンテナを示す概略
図、第２図はこの指向特性を説明するもので、同
図Ａは各移相器の移相量を示す図表、同図Ｂは電
子走査アンテナの指向特性図、第３図は従来アン
テナにおける量子化位相誤差を示す図表、第４図
はこの発明の一実施例を示す概略図、第５図はこ
の発明に用いられる導波管スロツトアレイアンテ
ナの構成図、第６図はこの発明のアンテナにおけ
る量子化位相誤差を示す図、第７図はスロツトの
励振振幅位相特性を説明するもので同図Ａは励振
振幅を示す図、同図Ｂは励振位相を示す図であ
り、１ａ〜１ｎは素子アンテナ、２ａ〜２ｎは移
相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回路、５は制御回
路、６は送受信切替回路、７は送信機、８は受信
機、９ａ〜９ｎは受波用素子アンテナ、１０は導
波管スロツトアレイアンテナ、１１はアレイアン
テナ、１２は電波吸収体である。なお、図中同一
あるいは相当部分には同一符号を付して示してあ
る。
図、第２図はこの指向特性を説明するもので、同
図Ａは各移相器の移相量を示す図表、同図Ｂは電
子走査アンテナの指向特性図、第３図は従来アン
テナにおける量子化位相誤差を示す図表、第４図
はこの発明の一実施例を示す概略図、第５図はこ
の発明に用いられる導波管スロツトアレイアンテ
ナの構成図、第６図はこの発明のアンテナにおけ
る量子化位相誤差を示す図、第７図はスロツトの
励振振幅位相特性を説明するもので同図Ａは励振
振幅を示す図、同図Ｂは励振位相を示す図であ
り、１ａ〜１ｎは素子アンテナ、２ａ〜２ｎは移
相器、３ａ〜３ｎは移相器駆動回路、５は制御回
路、６は送受信切替回路、７は送信機、８は受信
機、９ａ〜９ｎは受波用素子アンテナ、１０は導
波管スロツトアレイアンテナ、１１はアレイアン
テナ、１２は電波吸収体である。なお、図中同一
あるいは相当部分には同一符号を付して示してあ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 複数の素子アンテナと、複数の素子アンテナ
それぞれに設けられた複数の移相器と、上記複数
の移相器それぞれに設けられた移相器駆動回路
と、上記移相器駆動回路にビーム方向に対応する
制御信号を与える制御回路とを備え、各素子アン
テナへ電力分配するアンテナとして、複数個の放
射素子から構成される直列給電型スロツトアレイ
アンテナを用い、送信機から送られてくるマイク
ロ波信号に所要量の位相偏位を生じさせて主ビー
ム方向を制御するようにした電子走査アンテナに
おいて、ビーム走査時の量子化位相誤差により生
ずるサイドローブを低減するため前記移相器の移
相量を〔α｛ｉ−（ｎ＋１／２）｝2m−βi〕Bなる値に
設 定し、かつ各移相器の入力信号移相を−α｛ｉ−
（ｎ＋１／２）｝2mとするための手段として、励振位相 に比例する管内波長の1/2間隔で配列された各ス
ロツトのサセプタンスの和が０になるようなスロ
ツト長ｌを選定した、定在波給電または進行波給
電方式の直列給電型導波管または同軸管スロツト
アレイアンテナを前記電子走査アンテナと３波長
以下の距離で対向させて用いることを特徴とする
電子走査アンテナ。 ただし、Ｂは最小単位位相角、αは任意定数、
βはビーム走査角に対応する定数、ｎは配列した
アンテナの素子数、ｉは素子アンテナの配列番
号、ｍは自然数、〔Ｘ〕BはＸに最も近いＢで量子
化したデイジタル位相量。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16473781A JPS5866401A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 電子走査アンテナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16473781A JPS5866401A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 電子走査アンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5866401A JPS5866401A (ja) | 1983-04-20 |
| JPH0356004B2 true JPH0356004B2 (ja) | 1991-08-27 |
Family
ID=15798939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16473781A Granted JPS5866401A (ja) | 1981-10-15 | 1981-10-15 | 電子走査アンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5866401A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2561648B2 (ja) * | 1985-01-25 | 1996-12-11 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5081045A (ja) * | 1973-11-14 | 1975-07-01 | ||
| JPS5115705A (en) * | 1974-07-31 | 1976-02-07 | Toyota Motor Co Ltd | Kyukibenojushinai fukunenshoshitsukaranaru nainenkikan |
| JPS552919B2 (ja) * | 1975-02-19 | 1980-01-22 |
-
1981
- 1981-10-15 JP JP16473781A patent/JPS5866401A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5866401A (ja) | 1983-04-20 |
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