JPH036479A - 方位計測方法、方位計測システム、送信装置および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野１ 本発明は、受信側から、電波の送信源の方位を知る方位
計測方法、方位計測システム、送信装置および受信装置
に関する。

［従来の技術］ 自動車、船舶、航空機等の移動体にある送信源と、固定
された、あるいは移動する受信側との間て通信を行なう
場合や、その逆の場合に、受信性能を向上させるため、
受信側にて通信用指向性アンテナを送信源の方向に指向
させることが、しば　０ しば要求される。

また、航行援助システムにおいて、陸上の定点にある送
信源から送信される電波を、航空機、船舶等の移動体上
て受信し、航行位置および方位を知る場合に、送信源の
方位を正確に計測することが必要とされる。

これらの場合、送信源または受信側の移動により受信側
からの送信源の方位は変化するため、通信の直前、また
は通信中に、受信側にて送信源の方位を計測する必要が
ある。

従来の方位計測システムとしては、例えば第５図に示す
ようなものがある。

すなわち、送信局２が、パイロット信号送信アンテナ２
３を備えた方位計測用パイロット信号送信機２１と、送
信アンテナ２４を備えた電波送信機３２とから成ってい
る。

方位計測用パイロット信号送信機２１は、発振器２９と
、増幅器３０とから成っている。電波送信機３２は、信
号入力端子２５と、発振器２７と、増幅器２８とから成
っている。

１ 一方、受信局１は、方探受信アンテナ１２ａ。

１２ｂと、方探受信機１１と、平均化回路１８と、指向
性アンテナ駆動部１４と、指向性アンテナ１５と、受信
機１６と、信号出力端子１７とから成っている。

第５図の方探受信アンテナ１２ａと１２ｂとは、−次元
の方探を行う場合の例を示しており、受信局１に対し、
送信局２の方位が変化する平面内に、配置されている。

受信局１は、振幅比較モノパルス方式、デュアルモード
スパイラルアンテナを用いたモノパルス方式、振幅位相
比較モノパルス方式、位相比較モノパルス方式のうちの
いずれかのモノパルス方式に対応して構成されている。

このようなシステムて、送信局２が、受信局ｌに対して
、方位計測用パイロット信号３を送信する。

受信局１は、方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂを介して
、方位計測用パイロット信号３を方探受信機１１で受信
する。

　２ 受信機１１は、振幅比較モノパルス方式、デュアルモー
ドスパイラルアンテナを用いたモノパルス方式、振幅位
相比較モノパルス方式、または位相比較モノパルス方式
を用いて、アンテナ間での方位計測用パイロット信号３
の振幅比や位相差から、送信局２の方位情報信号を生成
する。この信号は、平均化回路１８を通して、指向性ア
ンテナ駆動部１４に供給される。

指向性アンテナ駆動部１４は、前記方位情報信号に従っ
て、指向性アンテナ１５を送信局２の方位に指向させる
。

こうして、指向性アンテナ１５は、送信アンテナ２４か
ら直接波４７を受信して、受信機１６から信号出力端子
１７へとその信号を伝えるものである。

なお、方探受信システムは、その覆域な広くとる必要が
あるため、一般に、ビーム幅が広い、即ち、利得の低い
アンテナを用いるが、Ｓ／Ｎ比の向上を図るためには、
システムの通過帯域幅を狭くする必要がある。また、方
位計測用パイロット　３ 信号送信機２１の簡易化を図ることが望ましい。

このため、方位計測用パイロット信号３としては、一般
に、無変調連続波が使用されている。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来の方位計測システムでは
、送信局２と受信局１との間の電波伝搬路て発生するマ
ルチパスの干渉により、方位計測用パイロット信号３か
らの方位情報に誤差を生じやすいという問題点かあった
。

すなわち、方位計測用パイロット信号３の直接波３７と
、地面５などによる反射波３１とか同時に方探受信アン
テナ１２ａ、１２ｂに入射するために、マルチパス干渉
か発生する。

マルチパス干渉を軽減する方法として、受信した信号を
比較的長時間にわたって時間平均化し、移動体の位置の
変化に伴なう干渉の時間変化を平滑化し、その平均値を
方位情報として用いる方法かある。

しかしながら、この方法ては、方位情報の変動か移動体
の行動パターンに支配されるため、例え　４ ば、移動体か停止している場合、マルチパス干渉も固定
したものとなる。従って、この方法ては、時間的に変化
しない誤差を発生し、平均化の効果を得ることができな
い。

また、方探受信機の通過帯域幅を狭くして、Ｓ／Ｎ比の
向上を図るには、周波数安定度のよい発振器を送信側に
設ける必要がある。このため、製造コストが高価である
という問題点かあった。

これは、特に、マイクロ波帯て応用する場合に、深刻な
問題てあった。

また、従来の方位計測システムては、１系統の通信を行
なうのに、方位計測用パイロット信号と通信電波との２
種類の電波を必要とするため、設備および通信にコスト
がかかるという問題点かあった。

本発明は、このような従来の技術が有する問題点に着目
してなされたものて、マルチパス干渉による方位計測誤
差を減少させ、方位計測用パイロット信号から正確な方
位情報を得ることかできるようにした方位計測方法、方
位計測システム、送　５ 信装置および受信装置を提供することを目的としている
。

また、本発明は、１系統の通信を１種類の電波て行ない
、設備および通信コストが廉価な方位計測方法、方位計
測システム、送信装置および受信装置を提供することを
目的としている。

［課題を解決するための手段１ かかる目的を達成するため、本願節１の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナによ
り受信して、前記送信源の方位を知る方位計測方法にお
いて、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
する。

また、前記方位計測方法は、受信側にある、すくなくと
も２個のアンテナにより受信し、振幅比　６ 較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
位計測方法である場合、受信側にある、デュアルモード
スパイラルアンテナにより受信し、モノパルス方式を用
いて、前記送信源の方位を知る方位計測方法である場合
、受信側にある、すくなくとも２個のアンテナにより受
信し、振幅位相比較モノパルス方式を用いて、前記送信
源の方位を知る方位計測方法の場合、受信側にある、す
くなくとも２個のアンテナにより受信し、位相比較モノ
パルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測
方法による場合のいずれの方法てあってもよい。

これらの方法ては、前記角度変調された電波は、通信用
の電波であってもよい。

これらの方法ては、前記ビート周波数信号が変換された
電気信号の時間平均値力さ、０であることが、好ましい
。

これらの方法は、前記送信源の、直交する２次元の方位
を知るものてあってもよい。

本願節２の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナによ
り受信して、前記送信源の方位を知る方位計測システム
において、 角度変調された電波を送信する送信源と、受信側にあっ
て、送信された電波の直接波と反射波とを受信するアン
テナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
する。

また、前述の方位計測システムは、受信側にある、すく
なくとも２個のアンテナにより受信し、振幅比較モノパ
ルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測シ
ステムの場合、受信側にある、デュアルモードスパイラ
ルアンテナナより受信し、モノパルス方式を用いて、前
記送信源の方　７ ８ 位を知る方位計測システムである場合、受信側にある、
すくなくとも２個のアンテナにより受信し、振幅位相比
較モノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方
位計測システムである場合、受信側にある、すくなくと
も２個のアンテナにより受信し、位相比較モノパルス方
式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測システム
である場合、のいずれのシステムてあってもよい。

これらのシステムては、前記角度変調された電波は、通
信用の電波てあってもよい。

これらのシステムでは、前記ビート周波数信号が変換さ
れた電気信号の時間平均値が、０であることが、好まし
い。

これらのシステムては、前記送信源の、直交する２次元
の方位を知ることを特徴とするものてあってもよい。

本願節３の発明は、 送信源から送られる電波を、受信側にある、アンテナに
より受信し、モノパルス方式を用いて、　９ 前記送信源の方位を知る方位計測システムて使用する送
信装置において、 角度変調された電波を送信することを特徴とする。

本願節４の発明は、 送信源から送られる電波を受信して、前記送信源の方位
を知る受信装置において、 送信された電波の直接波と反射波とを受信するアンテナ
と、 前記直接波と前記反射波とによるビート周波数信号を電
気信号に変換する信号変換手段と、前記電気信号を時間
平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
する。

本願節４の発明は、 振幅比較モノパルス方式を方探方式として用いているこ
とを特徴とするものてあってもよい。

また、 　０ 前記アンテナはデュアルモードスパイラルアンテナてあ
って、モノパルス方式を方探方式として用いていること
を特徴とするものてあってもよい。

また、 振幅位相比較モノパルス方式な方探方式として用いてい
ることを特徴とするものてあってもよい。

また、 位相比較モノパルス方式を方探方式として用いているこ
とを特徴とするものてあってもよい。

本発明て用いられる、角度変調された電波は、すべての
周波数変調波または位相変調波を含むものてあり、例え
ば、直線チャープ変調信号のほが、正弦波状または三角
波状のチャープ変調信号を含むものである。

また、位相変調により、パイロット信号の位相を直接時
間的に変化させたものであってもよい。

また、一箇所の送信源に対して複数の受信局か１ 設けられてもよく、また、２地点間で共に送信局と受信
局とを有する双方向システムがとられてもよい。

本発明て用いられる電気信号としては、例えば、電圧信
号か用いられる。

本発明で用いられる平均化回路は、例えば、ローパスフ
ィルターてあり、そのローパスフィルターは、デジタル
フィルター、あるいは、アナログフィルターのいずれて
あってもよい。

本発明は、方探方式として、連続波を用いた方式のほが
、パルス方式をも含むものである。

［作用　］ 送信源が、角度変調された電波を送信し、受信側が、そ
の受信アンテナにより、送信された電波の直接波と反射
波とを受信する。

直接波と反射波は、異なる伝搬路を通って伝搬するため
、必ず伝搬路長に差が生じるので、受信点ては送信時刻
の異なる電波か同時に受信される。

送信源ては角度変調を行、っているため、瞬時瞬　２ 時の送信周波数は異なったものとなっており、この結果
、直接波と反射波は干渉を生し、ビートを発生する。

受信側ては、直接波と反射波とによるビート周波数信号
を電気信号に変換し、該電気信号を時間平均化する。

電波は角度変調されているため、ビート周波数信号か変
換された電気信号は、時間の関数として表わされ、時間
平均をとると、時間平均値が、０または０に近くなる。

このため、直接波の反射波との干渉による誤差が、減少
する。

こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差か減少し
た電波について、振幅比較モノパルス方式、デュアルモ
ードスパイラルアンテナを用いたモノパルス方式１、振
幅位相比較モノパルス方式、または位相比較モノパルス
方式等の方式を用いて、送信源の方位について、正確な
方位情報を得ることかてきるものである。

アンテナを直交して配置する場合には、送信源の、直交
する２次元の方位を知ることもてきる。

　３ ［実施例１ 以下、図面に基づき本発明の各種実施例を説明する。な
お、各種実施例につき同種の部位には同一符号を付し重
複した説明を省略する。

第１図は本発明の第１実施例を示している。

第１図に示すように、送信局２が、パイロット信号送信
アンテナ２３を備えた方位計測用パイロット信号送信機
２１から成っている。

方位計測用パイロット信号送信機２１は、発振器２９と
、ＦＭ変調器４０と、増幅器３０とから成っている。

一方、受信局１が、方探受信アンテナ１２ａ。

１２ｂと、方探受信機１１と、平均化回路１８と、指向
性アンテナ駆動部１４とから成っている。

受信局ｌは、１次元振幅比較モノパルス方式に対応して
構成されている。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、１次元振幅比較モ
ノパルス方式を方探方式として用いたアンテナである。

　４ 方探受信アンテナ１２ａと１２ｂとは、受信局１に対し
、送信局２の方位か変化する平面内に、配置されている
。

また、方探受信機１１には、１次元振幅比較モノパルス
方式に対応した構成のものが用いられている。

平均化回路１８には、ローパスフィルターか用いられて
いる。

指向性アンテナ駆動部１４は、方位情報を利用する上位
システムとしての方位指示器であってもよい。

パイロット信号送信アンテナ２３を介して方位計測用パ
イロット信号送信機２１から送信される方位計測用パイ
ロット信号３としては、周波数変調波としてチャープ変
調波が使用される。

また、第６図は振幅モノパルス方式の動作原理を示す説
明図、第７図は振幅パターンを示すグラフである。

第６図て、方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、互いに
角度αの主輻射方向をなして配置され　５ ている。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、それぞれ受信回路
１１ａ、ｌｌｂに接続されている。

受信機１１は、２チヤンネルの受信回路１１ａ、ｌｌｂ
およびこれらの出力を比較するための振幅比較器４１か
ら成り、振幅比較器４１の出力は方位情報となり、この
情報を使用する」１位システムへと供給される。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、方位計測用パイロ
ット信号を受信するものである。

受信回路１１ａ、ｌｌｂは、方探受信アンテナ１２ａ、
１２ｂから信号を受けて、振幅、周波数変換、ろ波、検
波等の作用を行なうものである。

振幅比較器４１は、２台の受信回路１１ａ。

１１ｂの出力振幅差を生成する作用を行ない、ＡＯＡ情
報（八ｎｇｌｅ　Ｏｆ　Ａｒｒｉｖａｌ、到来角情報）
を出力する。

振幅比較モノパルス方式の原理は、次のように説明され
る。

　６ 第７図で示すように、アンテナ１２ａのパターンとアン
テナ１２ｂのパターンが、角度αたけ離れて配置されて
いるため、電波の到来方向θによって２台の受信回路の
出力差ΔＥが、変化する。

この出力差ΔＥ（θ）は、装置に固有の関数であり、あ
らかしめその形を測定しておけるから、方探時にはΔＥ
（θ）を知ることて、θ、即ち、到来方向を知ることか
てきる。

次に、本実施例の作用を説明する。

第１図において、送信局２が、受信局１に対して、方位
計測用パイロット信号３を送信する。方位計測用パイロ
ット信号３は、ＦＭ変調器４０で周波数変調をうけてい
るため、瞬時ごとの周波数が異なっている。

パイロット信号送信アンテナ２３から送信された方位計
測用パイロット信号３は、連続波３７と、空間伝搬路内
て、地面５、その他の物体から反射して生じる反射波３
１とをマルチパス成分として発生し、直接波３７と反射
波３１との間で、マルチパス干渉か生じる。

　７ 直接波３７および反射波３１は、受信局ｌの方探受信ア
ンテナ１２ａ、１２ｂによって受信される。

直接波３７と反射波３１とは、パイロット信号送信アン
テナ２３から方探受信アンテナ１２ａ。

１２ｂまての間に異なった経路をたどるため、伝搬時間
に差か生しることとなる。このため、受信局１て受信さ
れるとき、干渉する２つの周波数変調波、直接波３７と
反射波３１とは、周波数か異なっている。

第１図に示す実施例の作用を、方位計測用パイロット信
号３の変調形式として、チャープ変調か用いられる場合
について説明する。

発振器２９からの発振電波の周波数をｆ。、時間をｔ、
定数をＣ１周波数変調波としてチャープ変調波の周波数
をｆとすると、式 ％式％ が、成立する。

また、直接波３７と反射波３１どの伝搬時間差なΔｔと
すると、干渉する２つの電波、直接波　８ ３７と反射波３１との周波数差は、Ｃ・Δｔで表わされ
る。

第４図は、チャープ変調波のマルチパス干渉の説明図で
ある。直接波３７と反射波３１どの伝搬時間差がΔｔと
して示されている。

同図より、Δｔか発生すると、２波を受信した時に、各
々の周波数に差が生じることがわかる。

方探受信アンテナ１２ａでの受信電界をＥａ、方探受信
アンテナ１２ｂての受信電界なＥｂ、直接波の周波数を
ｆｄ、反射波の周波数をｆｒ、直接波の振幅を１一方探
受信アンテナ１２ａに対する反射波の振幅をＫａ、位相
を６８、方探受信アンテナ１２ｂに対する反射波の振幅
なＫｂ、位相をδゎとすると。

Ｅ　ａ　＝　Ｃ、ａ　［ｅｘｐｊ（２πｆｄ４）＋Ｋａ
−ｅｘｐｊ（２πｆｒ−ｔδａ）］・・・・・・（１） Ｅ　ｂ　＝　Ｃ、ｂ［ｅｘｐｊ（２πｆｄ４）＋Ｋｂ−
ｅｘｐｊ（２πｆｒ４δｂ）］・・・・・・（２） か成立する。

この２つの式で、第１項は直接波を示し、第２項は反射
波を示している。なお、Ｃ＃ａ、Ｃｇｂは、システム定
数（複素数）を示し、送信電力、各アンテナの利得、ア
ンテナパターン、送受信局間距離などにより決り、時間
的には変化しない値である。また、一般に、Ｋａ、　Ｋ
ｂ＜　１と考えてよいことはよく知られている。

一方、直接波と反射波との伝搬時間差をΔｔとすると、
式 ％式％ が成立する。

ここで、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定し
ていると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の
式て表わされる。

（３）式に（１）、（２）式を代入し、式を変形すると
、 　９ ・・・・・・　（４） となる。

（４）式て、反射波か存在しないと仮定すると、 Ｋａ＝　Ｋｂ＝　Ｏなのて、 の式か成立する。

この（５）式は、反射波のない、理想的な状態を示すも
のである。

反射波か存在するとき、ＫａおよびＫｂの値か変化し、
ＥａおよびＥｂの値は変化するのて、Ｓの値はそれに伴
なって変化し、誤差が発生することかわかる。

直接波と反射波との周波数が等しい場合には、ｆｄ＝　
ｆｒであるため、 となる。

（６）式を（５）式と比較すると、Ｓに誤差酸１ 分、　Ｋａ−ｅｘｐｊ６ａおよびＫｂ−ｅｘｐｊδ５か
発生することかわかる。しかも、この誤差は、送受信局
間の移動かない場合には、固定的な誤差であり、時間の
関数ではないため、平均化回路を用いても、軽減するこ
とかてきないものである。

しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット信
号３に、周波数変調波としてチャープ変調波を使用して
いる。このため、受信局ｌで受信されるとき、直接波と
反射波とで周波数が異なり、（４）式に示すように、ビ
ート周波数信号Ｋａ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ
＋δ８）およびＫｂ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ
＋δｂ）か誤差として発生する。このビート周波数信号
は、ビート周波数ｆｒ−ｆｄ、および、周期１／　（ｆ
ｒ　　Ｌ）を有し、時間の関数として求められる。

（４）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号Ｋａ
−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋６８）およびに１
．−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋６５）について
時間的平均をとると、その値は、Ｏとなる。

時間平均処理は、実際には、受信した、直接波　２ と反射波とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換
し、その電圧信号を時間平均化することにより、行なう
。

こうして、（５）式で、ビート周波数信号を時間平均化
処理した結果、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の式で
表わされる。

この（７）式は、（５）式と一致する。すなわち、方位
情報を表わす信号Ｓは、反射波による影響を受けない信
号であることがわかる。

従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ
、送信信号から正確な方位情報を得ることがてきる。

なお、本実施例では、方探方式として、振幅比較モノパ
ルス方式が用いられるので、方位情報として振幅のみが
用いられる。

次に、本実施例で、方探方式として、２次元振幅モノパ
ルス方式をとる場合について説明する。

第８図は、２次元振幅モノパルス方式の構成を示すブロ
ック図である。

４個のスパイラルアンテナ４４のそれぞれが、フロント
エンド４５に接続されている。

フロントエンド４５は、それぞれミキサー４６に接続さ
れ、ミキサー４６は、それぞれＩＦ増幅器＆検波器４７
に接続されている。

ＩＦ増幅器＆検波器４７は、それぞれデジタイザ−４８
に接続されている。

デジタイザー４８は、インターフェイス４９に接続され
ている。

インターフェイス４９は、デジタルフィルター５０に接
続されている。

こうして、装置が、構成されている。

装置の各構成要素は、以下の作用を有する。

４個のスパイラルアンテナは、電波を２次元方向で受信
するものである。

フロントエンド４５は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。

ミキサー４６は、周波数変換作用を行なうものである。

ＩＦ増幅器＆検波器４７は、周波数変換後の増幅および
検波作用を行なうものである。

デジタイザー４８は、アナロク信号をデジタル信号に変
換する作用を行なうものである。

インターフェイス４９は、デジタイザー４８の出力信号
をデジタルフィルター５０の入力条件に整合する作用を
行なうものである。

デジタルフィルター５０は、ビート周波数信号を時間平
均化するものである。

第８図において、スパイラルアンテナ４４ａ。

４４ｂの出力振幅比より水平面内の角度情報が、スパイ
ラルアンテナ４４ａ、４４ｂの振幅比より垂直面内の角
度情報が、得られる。これらの各角度情報生成の過程は
、前述の一次元ての方法をそのまま用いることがてきる
ことは明らかてあり、マルチパス干渉による方位計測誤
差を減少させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得
ることかできる。

第２図は、本発明の第２実施例を示してい　５ る。

本実施例ては、受信局ｌて方探受信アンテナ１２ａ、１
２ｂと方探受信機１１との間に切り換えスイッチ１９を
設けている。この切り換えスイッチ１９により、方探受
信アンテナ１２ａ。

１２ｂを切り換え、各アンテナ振幅を計測する。

こうして、受信局１ての方探方式を、疑似的な振幅比較
モノパルス方式としたものである。

第１実施例は、平均化をＳに対して行なうものであるが
、本実施例では、Ｅａ、Ｅｂに対して別個に平均化の操
作を行ない、その後に、Ｓの演算を行なうものである。

その他の点は、第１実施例の構成とほぼ同様である。

第１実施例て述べた通り、ＥａとＥｂは、Ｅａ＝　Ｃ、
、［ｅｘｐｊ（２πｆ、−ｔ）＋Ｋａ　＋　ｅｘｐｊ（
２πｆｒ４δａ）］・・・・・・（１） Ｅｂ＝　Ｃ＊ｂ［ｅＸｌ）ｊ（２πｆｄ”ｊ）＋にｂ−
ｅｘｐｊ（２πｆｒ−ｔδｂ）］・・・・・・（２） と表わされる。さらに、 ６ Ｅａ＝Ｃｇ、ｌ−ｅｘｐｊ（２πｆｄ−ｔ）［１＋Ｋａ
−ｅＸｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）・ｔ＋　６８）］　　
・・・・・・　（８）Ｅｂ＝　　Ｃ＊ｂ　＃　　ｅｘｐ
ｊ（２π　Ｌ４）［１＋Ｋｂ−ｅｘｐｊ（２π　（ｆｒ
−ｆｄ）・ｔ＋　δ５）］　・・・・・・　（９）と変
形できる。

この出力を検波する。とき、検波出力をＥａｖとすると
、 Ｅ　ａｖｏｃ　ｌ　　Ｃｗａ　［１”Ｋａ　−ｅｘｐｊ
（２π（ｆｒ−ｆｄ）　・ｔδ８）］１　　　・・・・
・・　（１０）Ｅ　ｂｖｃｃ　ｌ　　Ｃ＊ｂ　［１”Ｋ
ｂ　−ｅＸ１１Ｈ２π（ｆｒ−ｆｄ）・ｔδｂ）］　１
　　・・・・・・　（１１）となる。

（１０）式および（１１）式の誤差成分、すなわち、ビ
ート周波数信号Ｋａ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ　−ｆｄ）
ｔ＋６８）およびＫｂ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ　−ｆｄ
）ｔ＋δ５）について時間的平均をとると、その値は、
０となる。このため、（１０）式および（１１）は、 Ｅａｖｏｃｌｃ＊ａｌ　　　−・・−（１２）Ｅｂ”ｌ
ｃ＊ｂｌ　　　−−−−−−（１３）となる。

第１実施例で示す（３）式から、Ｓに対して演算を行な
うと、 となり、第１実施例で示す（５）式に近似する。

すなわち、方位情報を表わす信号Ｓは、第１実施例と同
様、反射波による影響を受けない信号であることかわか
る。

従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ
、送信信号から正確な方位情報を得ることができる。

第３図は本発明の第３実施例を示している。

本実施例では、通信用の送信波をそのままパイロット信
号として用いたものである。

この場合、通信用の送信波が、周波数変調または位相変
調される。

第３図に示すように、送信局２が、送信アンテナ２４を
備えた通信用送信機２２から成ってい　７ る。

送信局２は、発振器２７と、変調器２６と、増幅器２８
とから成っている。

一方、受信局ｌが、方探受信アンテナ１２ａ。

１２ｂと、方探受信機１１と、平均化回路１８と、指向
性アンテナ駆動部１４と、指向性アンテナ１５と、受信
機１６と、信号出力端子１７とから成っている。

指向性アンテナ１５は、指向性アンテナ駆動部１４によ
って駆動されて、送信アンテナ２４の方向に指向され、
送信アンテナ２４からの通信電波４を受信するものであ
る。

本実施例ては、送信局２の構成が極めて簡単なものとな
るので、軽量化を図ることができ、送信局２を移動する
のか容易になるとともに、電池によって運用する場合に
は、電池消耗率の減少により運用時間を増加させること
かできる。

次に、第４実施例について説明する。

本実施例は、受信局１が、１次元振幅比較モノパルス方
式の代りに、デュアルモードスパイラル　９ アンテナを用いたモノパルス方式を用いている点を除い
て、第１実施例の構成とほぼ同しである。

従って、第１図を参照して、本実施例について、相違す
る点のみを説明する。

すなわち、受信局１は、デュアルモードスパイラルアン
テナ１２を用いたモノパルス方式に対応して構成されて
いる。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂの代りに、デュアルモ
ードスパイラルアンテナ１２を用いている。そのアンテ
ナは、ΣモートおよびΔモードと呼ばれる２つの出力を
有し、各々のモードに対応する端子を備えている。

方探受信機１１は、アンテナの各モートに対応するチャ
ンネルをもつ２チャンネル受信機である。

次に、本実施例の作用について説明する。

第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の変
調形式として、チャープ変調か用いられる場合について
説明する。

　０ ｘｙｚ軸座標において、方探受信アンテナを原点に置き
、Ｚ軸の正の方向に主輻射方向を一致させる。このとき
、ｙｚ平面におけるＺ軸からの角度を０、Ｘｙ平面にお
けるＸ軸からの角度をφとすると、電波の到来方向は、
（θ、φ）と、表わすことができる。

同様に、方探受信アンテナに対し、直接波が入射する方
向を、（θ６．φ、）、反射波が入射する方向を、（θ
１．φｒ）と表わす。

方探受信アンテナに入射する、直接波に対する反射波の
振幅をＫ、位相をδとすると、反射波の、入射波に対す
る比は、Ｋ−ｅｘｐ（ｊ　δ）と表わすことかできる。

ここで、Ｋは、一般に、Ｋｌ≦１の関係にある。

さらに、アンテナのΣモードパターンなＧΣ（θ、φ）
、ΔモードパターンをＧΔ（ｏ、φ）と表わす。また、
直接波の周波数をｆｄ、反射波の周波数をｆｒ、時間を
ｔ、伝搬時間差をΔｔとする。このとき、 ｆｒ；ｆｄ十〇・Δｔ の関係が成立する。

また、Σモード端子出力ＥΣは、 ＥΣ＝ＧΣ（θ６．φｄ）　・ｅｘｐｊ（２πｆｄ−ｔ
）十　　Ｇ　Σ　　（θ　、　　、　　φ　ｒ　　）　
　・　Ｋ　−ｅｘｐｊ　　δ　・ｅｘｐｊ（２πｆｒ−
ｔ）　−（１５）となる。

Δモード端子出力ＥΔは、同様に、 ＥΔ＝ＧΔ（θ６．φｄ）・ｅｘｐｊ（２πｆｄ−ｔ）
十ＧΔ（θ１．φｒ）・Ｋ−ｅｘｐｊδ・ｅｘｐｊ（２
πｆｒ４）　−（１６） となる。

（１５）式および（１６）式て、第１項は、直接波を示
し、第２項は反射波を示している。

さらに、（１５）式および（１６）式は、ＥΣ＝ＧΣ（
θ６．φａ　）　・ｅｘｐｊ（２ｗｆｄ−ｔ）・ＧΣ　
（θ６　、　φｄ　） ｅｘｐｊ　　（２π　（ｆｒ−Ｌ）　　４＋　δ　）　
コ・・・・・・　（１７） １ ２ ＥΔ＝ＧΔ　（θ。

φｄ）・ｅｘｐｊ（２πｆｄ−ｔ）・ （ｆｒ−ｆ、、）　　　−ｔ　＋　　６　）　　コ　、
、−・−−（１８）となる。

方位計測用信号Ｓは、 ＧΔ　（θｄ　、　φｄ　） である。

反射波か存在しない場合、Ｋ＝Ｏであるから、ＫΣ＝に
Δ＝０となり、（２０）式は、Ｅ　Σ （１７）式および（１８）式を、（１９）式に代入する
と、 となる。

直接波と反射波との周波数か等しい場合には、ｆｄ＝　
ｆｒであるため、（２０）式は、１＋Ｋ　Σ・ｅｘｐｊ
（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋　６）（２０） となる。

但し、 　３ ＧΣ　（θ６　、　φｄ　）　　１＋Ｋ　Σ・ｅｘｐｊ
　δ・・・・・・　（２２） となる。

（２２）式を（２１）式と比較すると、Ｓに誤差成分、
にΣ・ｅｘｐｊ　δおよびにΔ・ｅｘｐｊ　δか発生す
ることがわかる。しかも、この誤差は、送受信局間に移
動かない場合には、固定的な誤差であり、時間の関数で
はないため、平均化回路を用いても、軽減することがで
きないものである。

４ しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット信
号３に、周波数変調波としてチャーブ変調波を使用して
いる。このため、受信局ｌて受信されるとき、直接波と
反射波とで周波数が異なり、（２０）式に示すように、
ビート周波数信号、ＫΣ・ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ
）を十δ）およびにΔ・ｅｘｐＮ２ｗ　（ｆｒ−ｆ、、
）ｔ＋δ）が誤差として発生する。このビート周波数信
号は、ビート周波数ｆｒ−ｆａ、および、周期Ｌ／　（
ｆｒ　　ｆｄ）を有し、時間の関数として求められる。

（２０）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号に
Σ・ｅｘｐＮ２π（ｆｒ−ｆ、、）ｔ＋δ８）およびに
Δ・ｅｘｐｊ（２ｗ　（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋δｂ）につい
て時間的平均をとると、その値は、０となる。

時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射波
とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、その
電圧信号を時間平均化することにより、行なう。

こうして、（２０）式て、ビート周波数信号な時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の式
で表わされる。

この（２３）式は、（２１）式と一致する。すなわち、
方位情報を表わす信号Ｓは、反射波による影響を受けな
い信号であることがわかる。

従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ
、送信信号から正確な方位情報を得ることかてきる。

なお、本実施例でも、第３実施例と同様にして、周波数
変調または位相変調された電波を、通信用の電波とする
ことができる。

第９図は４アームスパイラルアンテナを用いたモノパル
ス方式の構成を示すブロック図である。

４アームスパイラルアンテナ５８かハイブリッド回路５
１に接続されている。

ハイブリッド回路５１は、フロントエンド５２６ ５ に接続されている。

フロントエンド５２はミキサー５３に接続されている。

ミキサー５３は、ＩＰ増幅器５４に接続されている。

ＩＦ増幅器５４は、ビーム形成回路５５に接続されてい
る。

ビーム形成回路５５は、対数増幅器５６に接続されてい
る。

対数増幅器５６は、加算器５７に接続されている。

加算器５７は、平均化回路１８に接続されている。

こうして、装置が、構成されている。

装置の各構成要素は、以下の作用を有する。

４アームスパイラルアンテナ５８は、電波を２次元方向
て受信するものである。

ハイブリッド回路５１は、４アームスパイラルアンテナ
出力よりΣモードとΔモートを分離するものである。

　７ フロントエンド５２は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。

ミキサー５３は、周波数変換作用を行なうものである。

ＩＦ増幅器５４は、周波数変換後の信号を増幅する作用
を行なうものである。

ビーム形成回路５５は、Σモード、Δモードの振幅比と
位相差を振幅情報に変換するものである。

対数増幅器５６は、信号を対数圧縮する作用を行なうも
のであり、加算器５７は、対数増幅器５６の出力の差を
生成する作用を行なう。対数増幅器５６と加算器５７に
よって、信号の商をとる演算が行われ、適切な対ての演
算により、水平面内ての角度情報をもつＤ　（Ａｚ）信
号、および、垂直面内での角度情報であるＤ　（Ｅｕ）
信号を発生するものである。

平均化回路１８は、ビート周波数信号を時間平均化する
ものである。

こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差　８ を減少させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得る
ことができる。

次に、第５実施例について説明する。

本実施例は、受信局１が、１次元振幅比較モノパルス方
式の代りに、１次元振幅位相比較モノパルス方式を用い
ている点を除いて、第１実施例の構成とほぼ同じである
。

従って、第１図を参照して、本実施例について相違する
点のみを説明する。

受信局１は、１次元振幅位相比較モノパルス方式に対応
して構成されている。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、１次元振幅位相比
較モノパルス方式を方探方式として用いたアンテナであ
る。

方探受信アンテナ１２ａと１２ｂとは、受信局ｌに対し
、送信局２の方位が変化する平面内に、配置されている
。

また、方探受信機１１には、１次元振幅位相比較モノパ
ルス方式に対応した構成のものか用いられている。

第１０図は振幅位相モノパルス方式の構成を示すブロッ
ク図である。

第１Ｏ図て、方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、同一
の主輻射方向を有して配置されている。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、ハイブリッド回路
６０に接続されている。

ハイブリッド回路６０は、ＡＧＣ回路６２て接続された
２つの受信機１１に接続されている。

２つの受信機１１は、それぞれ平均化回路１８に接続さ
れている。

方探受信アンテナ１２ｂ側の受信機１１は、パルス解析
器６１に接続されている。

こうして、装置が、構成されている。

装置の各構成要素は、以下の作用を有する。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、方位計測用パイロ
ット信号を受信するものである。

ハイブリッド回路６０は、方探受信アンテナ１２ａ、１
２ｂから信号を受けて、和信号（Σモート）および差信
号（Δモート）を生成するものである。

　９ ０ 受信機１１は、ハイブリッド回路６ｏからのΣモード端
子出力ΣおよびΔモード端子出力Δを受けて、増幅、周
波数選択、周波数変換、検波等の作用を行なうものであ
る。

平均化回路１８は、受信機１１から受けたビート周波数
信号を時間平均化するものであり、方探受信アンテナ１
２ａ側の平均化回路１８は、ＡＯＡ情報（角度情報）を
出力する。

ＡＧＣ回路６２は、Σモードに対するΔモードの比を生
成する作用を行なうものである。

次に、本実施例の作用について説明する。

第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の変
調形式として、チャープ変調が用いられる場合について
説明する。

方探受信アンテナ１２ａての受信電界なＥａ、方探受信
アンテナ１２ｂての受信電界なＥｂ、直接波の周波数を
ｆｄ、反射波の周波数をｆｒ、方探受槍アンテナ１２ａ
に対する反射波の振幅をに、、位相を６８、方探受信ア
ンテナ１２ｂに対する反射波の振幅をＫｂ、位相を６５
とすると、第１実施例１ と同様に、 Ｅａ＝０１ａ［ｅｘｐｊ（２πｆｄ−ｔ）＋Ｋａ−ｅｘ
ｐｊ（２πｆｒ−ｔδａ）］・・・・・・（１） Ｅ　　ｂ　　＝　　Ｃｔｂ［ｅｘｐｊ（２π　ｆｄ−ｔ
）＋Ｋｂ−ｅｘｐｊ（２π　ｆｒ４δｂ）］・・・・・
・（２） が成立する。

この２つの式て、第１実施例と同様に、第１項は直接波
を示し、第２項は反射波を示している。

なお、Ｃｆｉａｔ　Ｃｔｂは、システム定数（複素数）
を示し、送信電力、各アンテナの利得、アンテナパター
ン、送受信局間距離などにより決り、時間的には変化し
ない値である。また、一般に、Ｋ、、　Ｋｂ＜　１と考
えてよい。

本実施例て用いる振幅位相比較モノパルス方式は、（１
）式および（２）式て表わされる出力から、ハイブリッ
ド回路を用いて、和信号および差信号を生成し、さらに
、これら信号の振幅比および位相差から、方位を計測す
る方式である。

なお、直接波と反射波との伝搬時間差なΔｔとすると、
式 ％式％ が成立する。

ここて、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定し
ていると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の
式て表わされる。

Ｅｂ Ｅａ−ＥｂＥａ Ｓ＝　　　　　　　　　　　　・・・・・・（２４）Ｅ
ａ＋Ｅｂ　　　　　Ｅｂ １＋ Ｅａ 反射波が存在するとき、Ｋ８およびＫｂの値か変化し、
ＥａおよびＥｂの値は変化するのて、Ｓの値はそれに伴
なって変化し、誤差が発生することかわかる。

ところて、（２４）式に（１）、（２）式を代入し、式
を変形すると、 となる。

反射波が存在するとき、Ｋ、およびＫｂの値か変化し、
ＥａおよびＥｂの値は変化するのて、Ｓの値はそれに伴
なって変化し、誤差が発生することかわかる。

（２５）式で、反射波か存在しないと仮定すると、Ｋ８
＝にゎ＝０なので、 Ｃ，ｂ １　＋ Ｃ，ａ の式が成立する。

この（２６）式は、反射波のない、理想的な状態を示す
ものである。

直接波と反射波との周波数が等しい場合には、ｆｄ＝ｆ
ｒであるため、 Ｃ，ａ［１＋Ｋａ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋
　６８）］（２５） 　３ ４ Ｃ、ｂ［１＋Ｋｂ−ｅＸｐｊ８　ｂ　］Ｃｌ１８［１＋
Ｋａ−ｅｘｐＪδ８コ ・・・・・・　（２７） となる。

（２７）式を（２６）式と比較すると、Ｓに誤差成分、
Ｋａ−ｅｘｐｊδ８およびＫｂ−ｅｘｐｊ　８　ｂが発
生することがわかる。しかも、この誤差は、送受信局間
の移動かない場合には、時間の関数てはなく、固定的な
誤差であるため、平均化回路を用いても、軽減すること
かできないものである。

しかしながら、本実施例ては、方位計測用パイロット信
号３として周波数変調波としてチャープ変調波を使用し
ている。このため、受信局ｌて受信されるとき、直接波
と反射波とて周波数か異なり、（２５）式に示すように
、ビート周波数信号、Ｋａ−ｅＸｐｊ（２π（ｆｒ−ｆ
、、）ｔ＋６１）およびＫｂ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−
Ｌ）ｔ＋δｂ）が誤差として発生する。このビート周波
数信号は、ビート周波数ｆｒ　−ｆｄ、およ　５ び、周期１／　（ｆｒ　　ｆｄ）を有し、時間の関数と
して求められる。

（２５）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号、
Ｋａ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋δ８）および
Ｋｂ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆｄ）ｔ＋δｂ）につい
て時間的平均をとると、その値は、０となる。

時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射波
とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、その
電圧信号を時間平均化することにより、行なう。

こうして、（２５）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の式
で表わされる。

ｌｌａ この（２８）式は、（２６）式と一致する。すなわち、
方位情報を表わす信号Ｓは、反射波によ　６ る影響を受けない信号であることがわかる。

従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ
、送信信号から正確な方位情報を得ることがてきる。

なお、本実施例ても、第３実施例と同様にして、周波数
変調または位相変調された電波を、通信用の電波とする
ことかできる。

次に、本実施例で、方探方式として、２次元振幅位相比
較モノパルス方式をとる場合について説明する。

第１１図は、２次元振幅位相モノパルス方式の構成を示
すブロック図である。

４個の方探アンテナ６３のそれぞれが、３個のモノパル
スコンパレータから成るハイブリッド回路系６４に接続
されている。

ハイブリッド回路系６４は、３個のフロントエンドに接
続されている。

３個のフロントエンド６５は、局部発振器７８に接続さ
れた３個のミキサー６６に接続されている。

　７ ３個のミキサー６６は、３個の対数増幅器６７および３
個の制限増幅器６８に接続されている。

３個の対数増幅器６８は、２個の加算器６９に接続され
ている。

３個の制限増幅器６８は、２個の位相比較器７０に接続
されている。

平均化回路１８が、加算器６９および位相比較器７０に
接続されている。

こうして、装置が、構成されている。

装置の各構成要素は、以下の作用を有する。

４個の方探アンテナ６３は、電波を２次元方向て受信す
るものである。

ハイブリット回路系６４は、４個の方探アンテナ出力を
分解、合成し、１つの和出力（Σ）と２つの差出力（Δ
ｙ、ΔＺ）を生成する作用を行なうものである。

フロントエンド６５は、増幅作用、周波数選択作用を行
なうものである。

局部発振器７８およびミキサー６６は、周波数　８ 変換作用を行なうものである。

対数増幅器６７は、信号の対数圧縮作用を行うもので、
加算器６９とともに、商をとる演算作用を行うものであ
る。これは、２つの信号の比を得る別の手段である。

制限増幅器６８は、信号振幅を一定値とする作用を行な
うものである。

加算器６９は、２次元の方位情報を出力するものであり
、そのｘ−ｙ平面内の角度を示す（Δｙ／Σ）出力、ｘ
−ｚ平面内の角度を示す（Δ２／Σ）出力を、出力する
。

２個の位相比較器７０は、それぞれΣ信号に対するΔｙ
、Δ２信号の位相差より左右出力、および、上下出力を
出力するものである。

平均化回路１８は、ビート周波数信号を時間平均化する
ものである。

こうして、マルチパス干渉によ゛る方位計測誤差を減少
させ、送信信号から正確な２次元方位情報を得ることが
てきる。

次に、第６実施例について説明する。

　９ 本実施例は、受信局ｌが、１次元振幅比較モノパルス方
式の代りに、１次元位相比較モノパルス方式を用いてい
る点を除いて、第１実施例の構成とほぼ同しである。

従って、第１図を参照して、本実施例について相違する
点のみを説明する。

受信局１は、位相比較モノパルス方式に対応して構成さ
れている。

方探受信アンテナ１２ａ、１２ｂは、位相比較モノパル
ス方式を方探方式として用いたアンテナである。

方探受信アンテナ１２ａと１２ｂとは、受信局ｌに対し
、送信局２の方位が変化する平面内に、配置されている
。

また、方探受信機１１には、位相比較モノパルス方式に
対応した構成のものか用いられている。

次に、本実施例の作用について説明する。

第１実施例と同様に、方位計測用パイロット信号３の変
調形式として、チャーブ変調か用いられ　０ る場合について説明する。

方探受信アンテナ１２ａでの受信電界をＥａ、方探受信
アンテナ１２ｂての受信電界をＥｂ、直接波の周波数を
ｆｄ、反射波の周波数をｆ、、方探受信アンテナ１２ａ
に対する反射波の振幅なに８、位相を８８、方探受信ア
ンテナ１２ｂに対する反射波の振幅をＫｂ、位相をδｂ
とすると、第１実施例と同様に、 Ｅ　　ａ　　＝　　Ｃ、ａ　　［ｅｘｐｊ（２πｆｄ４
）＋Ｋａ＊ｅｘｐｊ（２π　ｆｒ４δａ）］・・・・・
・（１） Ｅ　ｂ　＝　Ｃ、ｂ［ｅｘｐｊ（２ｆｆ　ｆｄ”ｊ）＋
にｂ”ｅＸｌ）ｊ（２πｆｒ−ｔδｂ）］・・・・・・
（２） が成立する。

この２つの式て、第１実施例と同様に、第１項は直接波
を示し、第２項は反射波を示している。

なお、Ｃｆｆ１ａ、Ｃｌ１ｂは、システム定数（複素数
）を示し、送信電力、各アンテナの利得、アンテナパタ
ーン、送受信局間距離などにより決り、時間的には変化
しない値である。また、一般に、Ｋａ、　Ｋｂ＜　１と
考えてよい。

本実施例で用いる位相比較モノパルス方式は、（１）式
および（２）式で表わされる出力の位相差から、方位を
計測する方式である。

なお、直接波と反射波との伝搬時間差をΔｔとすると、
式 ％式％ か成立する。

ここで、送受信局間の位置およびアンテナ方位が固定し
ていると考えると、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の
式で表わされる。

Ｅａ ところで、（２９）式に（１）、（２）式を代入し、式
を変形すると、 Ｓ　＝ ・・・・・・　（３０） となる。

（３０）式て、反射波か存在しないと仮定する１ ９ と、Ｋａ＝　Ｋｂ＝　Ｏなのて、 ＣＩＩＲ の式か成立する。

この（３１）式は、反射波のない、理想的な状態を示す
ものである。

反射波か存在するとき、に８およびＫｂの値か変化し、
ＥａおよびＥｂの値は変化するのて、Ｓの値はそれに伴
なって変化し、誤差か発生することかわかる。

直接波と反射波との周波数か等しい場合には、Ｌ＋＝　
ｆｒであるため、 ・・・・・・　（３２） となる。

（３２）式を（３１）式と比較すると、Ｓに誤差成分、
Ｋａ”ｅＸｐＪ　８　ａおよびＫｂ−ｅｘｐｊ　δ５が
発生することがわかる。しかも、この誤差は、送受信局
間の移動かない場合には、時間の関数ではな　３ く、固定的な誤差であるため、平均化回路を用いても、
軽減することかできないものである。

しかしながら、本実施例では、方位計測用パイロット信
号３として周波数変調波としてチャーブ変調波を使用し
ている。このため、受信局１て受信されるとき、直接波
と反射波とて周波数が異なり、（３０）式に示すように
、ビート周波数信号、Ｋａ−ｅｘｐｊ（２π（ｆｒ−ｆ
ｄ）ｔ＋δ８）およびにｂ”ｅＸｐｊ（２π（ｆｒ−ｆ
ｄ）ｔ＋δｂ）が誤差として発生する。このビート周波
数信号は、ビート周波数ｆｒ　−Ｌ、および、周期１　
／　（ｆｒ　　ｆｄ）を有し、時間の関数として求めら
れる。

（３０）式の誤差成分、すなわち、ビート周波数信号、
Ｋ　ａ−ｅ　Ｘ　ｐＪ　（２π（ｆ　ｒ　−ｆ　ｄ）　
ｔ＋δ８）およびＫｂ−ｅｘｐＮ２π（ｆｒ−ｆｄ）を
十δｂ）について時間的平均をとると、その値は、０と
なる。

時間平均処理は、実際には、受信した、直接波と反射波
とによるビート周波数信号を、電圧信号に変換し、その
電圧信号を時間平均化することにより、行なう。

　４ こうして、（３０）式で、ビート周波数信号を時間平均
化処理した結果、方位情報を表わす信号Ｓは、以下の式
で表わされる。

Ｉｌａ この（３３）式は、（３１）式と一致する。すなわち、
方位情報を表わす信号Ｓは、反射波による影響を受けな
い信号であることかわかる。

従って、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させ
、送信信号から正確な方位情報を得ることがてきる。

なお、本実施例ても、第３実施例と同様にして、周波数
変調または位相変調された電波を、通信用の電波とする
ことがてきる。

次に、本実施例で、方探方式として、２次元位相比較モ
ノパルス方式をとる場合について説明する。

第１２図は、２次元位相比較モノパルス方式の構成を示
すブロック図である。

　５ ４個の方探アンテナ７１のそれぞれが、４個のフロント
エンド７２に接続されている。

４個のフロントエンド７２は、局部発振器７９に接続さ
れた４個のミキサー７３に接続されている。

４個のミキサー７３は、４個の制限増幅器７４に接続さ
れている。

４個の制限増幅器７４のうち２個の制限増幅器７５は、
９０°移相器に接続されている。

また、４個の制限増幅器７４は、４個の位相検波器７５
に接続されている。

４個の位相検波器７５は、２個の位相演算器７７に接続
されている。

位相演算器７７は、平均化回路１８に接続されている。

こうして、装置が、構成されている。

第１２図の構成は、第１図て示される構成を２組用い、
アンテナを互いの対か直交するように配置したものであ
る。このため、−次元位相比較モノパルス方式と全く同
様の動作により、ｘ−ｙ面　６ 内、ｘ−ｚ面内の角度情報を得ることがてきる。

こうして、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少さ
せ、送信信号から正確な２次元方位情報を得ることがて
きる。

なお、前述の実施例て用いられる、周波数変調または位
相変調された電波は、すべての周波数変調波または位相
変調波を含むものてあり、例えば、直線チャープ変調信
号のほが、正弦波状または三角波状のチャープ変調信号
を含むものである。また、位相変調により、パイロット
信号の位相を直接時間的に変化させたものてあってもよ
い。

また、一箇所の送信源に対して複数の受信局か設けられ
てもよく、また、２地点間で共に送信局と受信局とを有
する双方向システムかとられてもよい。

また、フィルタの定数は、手動的または自動的に変更す
ることかてきることが好ましい。

［発明の効果］ 本発明に係る方位計測方法、方位計測システ　７ ム、送信装置および受信装置によれば、送信源は角度変
調された電波を送信し、受信側は送信された電波の直接
波と反射波とを受信して、直接波と反射波とによるビー
ト周波数信号を電気信号に変換し、電気信号を時間平均
化するので、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少
させ、方位計測用パイロット信号から正確な方位情報を
得ることができる。

また、本発明では、ｌ系統の通信を１種類の電波で行な
う場合には、設備および通信コストが廉価である。

【図面の簡単な説明】

第１図から第４図は本発明の各種実施例を示しており、
第１図は第１実施例の方位計測装置の説明図、第２図は
第２実施例の方位計測装置の説明図、第３図は第３実施
例の方位計測装置の説明図、第４図はチャープ変調波の
マルチパス干渉の説明図、第５図は従来例の方位計測装
置の説明図、第６図は振幅モノパルス方式の動作原理を
示す説明図、第７図は振幅パターンを示すグラフ、　８ 第８図は２次元振幅モノパルス方式の構成を示すブロッ
ク図、第９図は４アームスパイラルアンテナを用いた２
次元モノパルス方式の構成を示すフロック図、第１０図
は振幅位相モノパルス方式の構成を示すフロック図、第
１１図は２次元振幅位相モノパルス方式の構成を示すフ
ロック図、第１２図は２次元位相比較モノパルス方式の
構成を示すブロック図である。 １・・・受信局　２・・・送信局 ３・・・方位計測用パイロット信号 １１・・・方探受信機　１２・・・方探受信アンテナ１
４・・・指向性アンテナ駆動部 １５・・・指向性アンテナ　１６・・・受信機１７・・
・信号出力端子　１８・・・平均化回路２１・・・方位
計測用パイロット信号送信機２２・・・通信用送信機 ２３・・・パイロット信号送信アンテナ２４・・・送信
アンテナ　２５・・・信号入力端子２６・・・変調器　
２７・・・発振器 ２８・・・増幅器　２９・・・発振器 ３０・・・増幅器　３１・・・反射波

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナ
   により受信して、前記送信源の方位を知る方位計測方法
   において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
   は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
   接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
   換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測方法。 ２、送信源から送られる電波を、受信側にある、すくな
   くとも２個のアンテナにより受信し、振幅比較モノパル
   ス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測方法
   において、前記送信源は角度変調された電波を送信し、
   前記受信側は送信された電波の直接波と反射波とを受信
   して、該直接波と反射波とによるビート周波数信号を電
   気信号に変換し、該電気信号を時間平均化することによ
   り、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させるこ
   とを特徴とする方位計測方法。 ３、送信源から送られる電波を、受信側にある、デュア
   ルモードスパイラルアンテナにより受信し、モノパルス
   方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測方法に
   おいて、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
   は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
   接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
   換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測方法。 ４、送信源から送られる電波を、受信側にある、すくな
   くとも２個のアンテナにより受信し、振幅位相比較モノ
   パルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測
   方法において、 前記送信源は角度変調された電波を送信し、前記受信側
   は送信された電波の直接波と反射波とを受信して、該直
   接波と反射波とによるビート周波数信号を電気信号に変
   換し、該電気信号を時間平均化することにより、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測方法。 ５、送信源から送られる電波を、受信側にある、すくな
   くとも２個のアンテナにより受信し、位相比較モノパル
   ス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測方法
   において、前記送信源は角度変調された電波を送信し、
   前記受信側は送信された電波の直接波と反射波とを受信
   して、該直接波と反射波とによるビート周波数信号を電
   気信号に変換し、該電気信号を時間平均化することによ
   り、マルチパス干渉による方位計測誤差を減少させるこ
   とを特徴とする方位計測方法。 ６、前記角度変調された電波は、通信用の電波であるこ
   とを特徴とする請求項１，２，３，４または５記載の方
   位計測方法。 ７、前記ビート周波数信号が変換された電気信号の時間
   平均値が、０であることを特徴とする請求項１，２，３
   ，４，５または６記載の方位計測方法。 ８、前記アンテナを直交して配置し、前記送信源の、直
   交する２次元の方位を知ることを特徴とする請求項１，
   ２，３，４，５，６または７記載の方位計測方法。 ９、送信源から送られる電波を、受信側にあるアンテナ
   により受信して、前記送信源の方位を知る方位計測シス
   テムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
   受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
   ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測システム。 １０、送信源から送られる電波を、受信側にある、すく
   なくとも２個のアンテナにより受信し、振幅比較モノパ
   ルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測シ
   ステムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
   受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
   ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測システム。 １１、送信源から送られる電波を、受信側にある、デュ
   アルモードスパイラルアンテナナにより受信し、モノパ
   ルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測シ
   ステムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
   受信するデュアルモードスパイラルアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
   ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測システム。 １２、送信源から送られる電波を、受信側にある、すく
   なくとも２側のアンテナにより受信し、振幅位相比較モ
   ノパルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計
   測システムにおいて、角度変調された電波を送信する送
   信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
   受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
   ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測システム。 １３、送信源から送られる電波を、受信側にある、すく
   なくとも２個のアンテナにより受信し、位相比較モノパ
   ルス方式を用いて、前記送信源の方位を知る方位計測シ
   ステムにおいて、 角度変調された電波を送信する送信源と、 受信側にあって、送信された電波の直接波と反射波とを
   受信するアンテナと、 受信側にあって、前記直接波と前記反射波とによるビー
   ト周波数信号を電気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する方位計測システム。 １４、前記角度変調された電波は、通信用の電波である
   ことを特徴とする請求項９，１０，１１，１２または１
   ３記載の方位計測システム。 １５、前記ビート周波数信号が変換された電気信号の時
   間平均値が、０であることを特徴とする請求項９，１０
   ，１１，１２，１３または１４記載の方位計測システム
   。 １６、前記アンテナを直交して配置し、前記送信源の、
   直交する２次元の方位を知ることを特徴とする請求項９
   ，１０，１１，１２，１３，１４または１５記載の方位
   計測システム。 １７、送信源から送られる電波を、受信側にある、アン
   テナにより受信し、モノパルス方式を用いて、前記送信
   源の方位を知る方位計測システムで使用する送信装置に
   おいて、 角度変調された電波を送信することを特徴とする送信装
   置。 １８、送信源から送られる電波を受信して、前記送信源
   の方位を知る受信装置において、送信された電波の直接
   波と反射波とを受信するアンテナと、 前記直接波と前記反射波とによるビート周波数信号を電
   気信号に変換する信号変換手段と、 前記電気信号を時間平均化する平均化回路と、 を具備し、前記平均化回路からの出力に基いて、マルチ
   パス干渉による方位計測誤差を減少させることを特徴と
   する受信装置。 １９、振幅比較モノパルス方式を方探方式として用いて
   いることを特徴とする請求項１８記載の受信装置。 ２０、前記アンテナはデュアルモードスパイラルアンテ
   ナであって、モノパルス方式を方探方式として用いてい
   ることを特徴とする請求項１９記載の受信装置。 ２１、振幅位相比較モノパルス方式を方探方式として用
   いていることを特徴とする請求項２０記載の受信装置。 ２２、位相比較モノパルス方式を方探方式として用いて
   いることを特徴とする請求項２１記載の受信装置。