JPH0365053A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
- Publication number
- JPH0365053A JPH0365053A JP1084961A JP8496189A JPH0365053A JP H0365053 A JPH0365053 A JP H0365053A JP 1084961 A JP1084961 A JP 1084961A JP 8496189 A JP8496189 A JP 8496189A JP H0365053 A JPH0365053 A JP H0365053A
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- Japan
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- windings
- power supply
- winding
- transformer
- switching power
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- Pending
Links
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 abstract description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N (3R,4R)-3,4-dihydroxycyclohexa-1,5-diene-1-carboxylic acid Chemical compound O[C@@H]1C=CC(C(O)=O)=C[C@H]1O HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
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Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ＯＡ機器等に用いられるスイッチング電源に
関するものである。
関するものである。
従来スイッチング電源の主要部分を占めるＤＣＤＣコン
バータには、フライバック形やフォワード形がある。電
子技術１９８９． ３月号にも詳しく述べられているが
、１例としてフライバック式をとり上げその動作を説明
する。
バータには、フライバック形やフォワード形がある。電
子技術１９８９． ３月号にも詳しく述べられているが
、１例としてフライバック式をとり上げその動作を説明
する。
コンバータの回路と波形を第７図に示す。主スイッチが
ＯＮの時トランスＴの一部インダクタンスに電源電圧と
ＯＮの時間によって決定するエネルギーが蓄積され、主
スイッチのＯＦＦ期間にダイオードは順方向バイアスさ
れ導通状態となることから、トランスから二次巻線を通
してエネルギーが伝送される。
ＯＮの時トランスＴの一部インダクタンスに電源電圧と
ＯＮの時間によって決定するエネルギーが蓄積され、主
スイッチのＯＦＦ期間にダイオードは順方向バイアスさ
れ導通状態となることから、トランスから二次巻線を通
してエネルギーが伝送される。
（発明が解決しようとする問題点］
しかし、スイッチング電源には、低雑音化、高効率化と
いう要求がある。
いう要求がある。
前記フライバンクコンバータにおいては通常トランスに
もれ磁束があり、２次側に伝送できないエネルギーが生
しる。このことは効率を低下させるのみならず主スイッ
チのＯＮからＯＦＦ時の遷移時に、主スイッチに過大な
電圧がかかる事を意味し、耐圧の高い素子を要求し、さ
らに、このエネルギーが熱となって消失するまで浮遊容
量等とり一ケージインダクタンスとの共振によって不要
の電気振動をおこす事となる。この振動は、トランスの
巻線間を通して２次側や、対接地浮遊容量を通して、入
力電源に戻り雑音の原因となる。
もれ磁束があり、２次側に伝送できないエネルギーが生
しる。このことは効率を低下させるのみならず主スイッ
チのＯＮからＯＦＦ時の遷移時に、主スイッチに過大な
電圧がかかる事を意味し、耐圧の高い素子を要求し、さ
らに、このエネルギーが熱となって消失するまで浮遊容
量等とり一ケージインダクタンスとの共振によって不要
の電気振動をおこす事となる。この振動は、トランスの
巻線間を通して２次側や、対接地浮遊容量を通して、入
力電源に戻り雑音の原因となる。
この様にトランスのもれ磁束すなわちリーケージインダ
クタンスは、雑音面にも効率面にも悪影響を及ぼす。
クタンスは、雑音面にも効率面にも悪影響を及ぼす。
本発明の目的は、高効率、低雑音なスイッチング電源を
提供する事にある。
提供する事にある。
本発明は、一次巻線、二次巻線を有するトランスと前記
一次巻線に半導体素子からなる主スイッチングが接続さ
れ、二次巻線に整流用のダイオードが接続されたスイッ
チング電源において、前記トランスの一次巻線及び二次
巻線とをそれぞれ略同一の巻線に分割構成し、分割され
たそれらの巻線間に主スイッチ及びダイオードを接続し
た事を特徴とするスイッチング電源である。
一次巻線に半導体素子からなる主スイッチングが接続さ
れ、二次巻線に整流用のダイオードが接続されたスイッ
チング電源において、前記トランスの一次巻線及び二次
巻線とをそれぞれ略同一の巻線に分割構成し、分割され
たそれらの巻線間に主スイッチ及びダイオードを接続し
た事を特徴とするスイッチング電源である。
本発明は、トランスの一部、二次巻線を共に略２分割す
る事により、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部の電位変動を相
補的にする事により、低雑音化を図ると共に、トランス
のリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーを
相補的に接続された容量により２次側に効率よく伝送す
る事を狙ってなされたものである。
る事により、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部の電位変動を相
補的にする事により、低雑音化を図ると共に、トランス
のリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーを
相補的に接続された容量により２次側に効率よく伝送す
る事を狙ってなされたものである。
ここで「相補的」とは、分割したトランスの各巻線が相
補的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）な電圧波形を生じ
るように構成しているために、第１図のＣＩ Ｉ ＋Ｃ
Ｉ□のような対接地浮遊容量などが存在しても、互いに
対接地雑音を打ち消して相殺する作用を有することを言
う。
補的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）な電圧波形を生じ
るように構成しているために、第１図のＣＩ Ｉ ＋Ｃ
Ｉ□のような対接地浮遊容量などが存在しても、互いに
対接地雑音を打ち消して相殺する作用を有することを言
う。
以下、本発明の実施例を第１図にしたがって説明する。
第１図は本発明をフライバックコンバータに適用した場
合の回路図である。ＥＩＮは電源電圧、Ｔはトランス、
６は出力平滑コンデンサ＋ ＲＬは負荷、Ｎ、〜Ｎ２
□はＴの巻線、Ｃ，、Ｃ５はコンデンサ。又、第２図は
第１図の各部波形を表したものである。
合の回路図である。ＥＩＮは電源電圧、Ｔはトランス、
６は出力平滑コンデンサ＋ ＲＬは負荷、Ｎ、〜Ｎ２
□はＴの巻線、Ｃ，、Ｃ５はコンデンサ。又、第２図は
第１図の各部波形を表したものである。
スイッチング素子Ｑが導通時にはＮ１．に印加される電
圧Ｖ、は−’Ａ Ｅ＋、４． ＮＩ２に印加される電圧
Ｖ２は％ＥＩＮとなる。この場合ダイオードＤ６には逆
電圧が印加されるため、■。は流れない。スイッチング
素子ＱがＯＦＦすると、Ｎ１．及Ｎ、２に逆起電力が生
じ、Ｄ６に順電圧が印加され、Ｉｎが流れる。この時、
Ｎ、にはＮ Ｉ ＩとＮ１□の巻数比に応じた電圧−■
、及■、が印加される。
圧Ｖ、は−’Ａ Ｅ＋、４． ＮＩ２に印加される電圧
Ｖ２は％ＥＩＮとなる。この場合ダイオードＤ６には逆
電圧が印加されるため、■。は流れない。スイッチング
素子ＱがＯＦＦすると、Ｎ１．及Ｎ、２に逆起電力が生
じ、Ｄ６に順電圧が印加され、Ｉｎが流れる。この時、
Ｎ、にはＮ Ｉ ＩとＮ１□の巻数比に応じた電圧−■
、及■、が印加される。
その後、トランスＴに蓄積されていた電力が１、によっ
て放出された後スイッチング素子Ｑが再びＯＮするまで
はＶ、＝Ｖ２＝Ｏとなる。ただし、この場合に回路中の
り、Ｃ等により第２図中点線で示すような振動が生じる
ことがあるのは周知のことである。
て放出された後スイッチング素子Ｑが再びＯＮするまで
はＶ、＝Ｖ２＝Ｏとなる。ただし、この場合に回路中の
り、Ｃ等により第２図中点線で示すような振動が生じる
ことがあるのは周知のことである。
また、二次巻線Ｎｚ、Ｎｚ□にはそれぞれ巻数比に応じ
てＮ、、、Ｎ、、に相似の電圧波形が生じている。
てＮ、、、Ｎ、、に相似の電圧波形が生じている。
このようにトランスの各巻線が相補的電圧波形を生ずる
巻線を有しているために、Ｃ＋＋、Ｃ１□のような対接
地浮遊容量などが存在しても互いに対接地雑音を打ち消
す働きをするため、低雑音の電源を実現することができ
る。
巻線を有しているために、Ｃ＋＋、Ｃ１□のような対接
地浮遊容量などが存在しても互いに対接地雑音を打ち消
す働きをするため、低雑音の電源を実現することができ
る。
さて、Ｎ１１とＮ１□のみを考えた場合に、トランスＴ
の等価回路は第３図のようになる。ここで、Ｌｌｌ及Ｌ
＋しで表わされるリーケージインダクタンスが先に述べ
たロスや雑音の原因になる。
の等価回路は第３図のようになる。ここで、Ｌｌｌ及Ｌ
＋しで表わされるリーケージインダクタンスが先に述べ
たロスや雑音の原因になる。
このリーケージインダクタンスに第１図のスイッチＱが
ＯＮ時間に蓄積されたエネルギーをＱのＯＦＦ時間に２
次側に効率よく伝送するためにコンデンサＣａ、Ｃｓを
つけることが本発明のもう一つの要点である。第７図に
示す従来のフライバックコンバータにおいて本発明のコ
ンデンサを付加することを考えると、リーケージインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーが２次側に伝送される
反面、１次側巻線７によって生じる雑音も２次側に伝送
されることになる。
ＯＮ時間に蓄積されたエネルギーをＱのＯＦＦ時間に２
次側に効率よく伝送するためにコンデンサＣａ、Ｃｓを
つけることが本発明のもう一つの要点である。第７図に
示す従来のフライバックコンバータにおいて本発明のコ
ンデンサを付加することを考えると、リーケージインダ
クタンスに蓄積されたエネルギーが２次側に伝送される
反面、１次側巻線７によって生じる雑音も２次側に伝送
されることになる。
これに対して、本発明の構成のスイッチング電源におい
て、第１図のコンデンサＣ４及Ｃ３を挿入すれば、前述
のごとくトランス内部の電圧はすべて相補的波形となっ
ているので、雑音を伝送することなくエネルギーを伝送
することができる。
て、第１図のコンデンサＣ４及Ｃ３を挿入すれば、前述
のごとくトランス内部の電圧はすべて相補的波形となっ
ているので、雑音を伝送することなくエネルギーを伝送
することができる。
又、コンデンサＣ４，Ｃ５はトランス内部の浮遊容量、
印刷配線板の浮遊容量、ケースとの容量。
印刷配線板の浮遊容量、ケースとの容量。
部品としてのコンデンサ等さまざまな容量を利用するこ
とができる。
とができる。
第４図（ａ）〜第４図（ｄ）は本発明をフライバックコ
ンバータに適用した場合の一実施例である。
ンバータに適用した場合の一実施例である。
又、第５図及び第６図には本発明をフォワードコンバー
タに適用した場合の一実施例を示す。
タに適用した場合の一実施例を示す。
なお、説明に使用した実施例は一石フライバック方式ス
イッチング電源回路を示すものであるが、他方式におい
ても、又、多方式スイッチング電源においても応用可能
であることはいうまでもない。
イッチング電源回路を示すものであるが、他方式におい
ても、又、多方式スイッチング電源においても応用可能
であることはいうまでもない。
要はトランスの巻線を分割し、１次側、２次側共に相補
的な電位変化を得る様にし、リーケージインダクタンス
に蓄積された電力を容量を介して２次側に伝送する事が
本発明の要点である。
的な電位変化を得る様にし、リーケージインダクタンス
に蓄積された電力を容量を介して２次側に伝送する事が
本発明の要点である。
以上のように、本発明にかかる回路を使用することによ
って、発生する雑音が小さく、かつ効率の高いスイッチ
ング電源を実現することができる。
って、発生する雑音が小さく、かつ効率の高いスイッチ
ング電源を実現することができる。
第１図は本発明をフライバックコンバータに適用した一
実施例を示す回路図である。 第２図は、第１図の動作を表わす、各部の波形を図示し
た図である。 第３図はり一ケージインダクタンスの説明図であり、 第４図は、フライバックコンバータに適用した他の実施
例を示す回路図であり、 第５図及び第６図はフォワードコンバータに適用した別
の実施例を示す回路図である。 第７図は従来型のフライバックコンバータの回路図及び
動作波形図である。 １：入力電源、２：Ｔトランス、３：半導体スイッチ、
４：コンデンサ、５：コンデンサ、６：整流ダイオード
、７：コンデンサ、８：負荷。 第１ 図 第４ 図 フライバック ４ 図 第５ 図
実施例を示す回路図である。 第２図は、第１図の動作を表わす、各部の波形を図示し
た図である。 第３図はり一ケージインダクタンスの説明図であり、 第４図は、フライバックコンバータに適用した他の実施
例を示す回路図であり、 第５図及び第６図はフォワードコンバータに適用した別
の実施例を示す回路図である。 第７図は従来型のフライバックコンバータの回路図及び
動作波形図である。 １：入力電源、２：Ｔトランス、３：半導体スイッチ、
４：コンデンサ、５：コンデンサ、６：整流ダイオード
、７：コンデンサ、８：負荷。 第１ 図 第４ 図 フライバック ４ 図 第５ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １） 一次巻線、二次巻線を有するトランスと前記一次
巻線に半導体素子からなる主スイッチングが接続され、
二次巻線に整流用のダイオードが接続されたスイッチン
グ電源において、前記トランスの一次巻線及び二次巻線
とをそれぞれ略同一の巻線に分割し、分割されたそれら
の巻線間に主スイッチ及びダイオードを接続した事を特
徴とするスイッチング電源。 ２）特許請求の第１項において、１組の一次巻線と二次
巻線を有する略同一の複数のトランスからなるスイッチ
ング電源。 ３）特許請求の第１項又は、第２項において、複数の略
同一の容量素子を用い、前記主スイッチとダイオードの
両端子間を接続した事を特徴とするスイッチング電源。 ４）特許請求の第３項において、容量素子の容量の全部
あるいは一部をトランスの巻線間の容量を利用した事を
特徴とするスイッチング電源。 ５）特許請求の第３項において、容量素子の容量の全部
あるいは一部を配線基板の浮遊容量を利用した事を特徴
とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1084961A JPH0365053A (ja) | 1989-04-04 | 1989-04-04 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1084961A JPH0365053A (ja) | 1989-04-04 | 1989-04-04 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0365053A true JPH0365053A (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=13845226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1084961A Pending JPH0365053A (ja) | 1989-04-04 | 1989-04-04 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0365053A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12170487B2 (en) | 2019-12-05 | 2024-12-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Insulating transformer and power conversion device equipped with same |
-
1989
- 1989-04-04 JP JP1084961A patent/JPH0365053A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US12170487B2 (en) | 2019-12-05 | 2024-12-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Insulating transformer and power conversion device equipped with same |
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