JPH0365060A - 三相用インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、交流電源を所定の周波数及び電圧に変換して
出力する三相用インバータ装置に関し、特に円滑さと安
定性が要求される超精密工作機械用の駆動モータの制御
に好適な、三相用インバータ装置に関する。

〈従来の技術〉 近時、メカトロニクスの進展に伴い速度制御の可能な誘
導電動機の需要が増えている。

この種の誘導電動機を駆動するには、インバータと呼ば
れる交流電源を所定の周波数に変換する変換機を用いる
ことが知られている。

従来、インバータによる出力電圧の制御方式には次の二
つが知られている。

その一つは、ＰＷＭ　（ｐｕｌｓｅ　ｗｉｄｔｈ　ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式で、第８図に電圧波形の一
例を示す。

このＰＷＭ制御方式はトランジスタのオン・オフ制御で
パルス幅と周波数を調整する方法である。

もう１つはＰＡＭ　（ｐｕｌｓｅ　ａｉ＋ｐｕｌｉｔｕ
ｄｅ　ｍｏｄｕｌａ　−ｔｉｏｎ）制御方式で、第９図
に電圧波形の一例を示す。

このＰＡＭｉ制御方式は矩形波の電圧と周波数を調整す
る方法である。

〈本発明が解決しようとする問題点〉 前記した従来の三相用のインバータ装置には、次の共通
した問題点がある。

〈イ〉　両制御方式は夫々出力電圧に高次高調波を含む
。

そのため、電波障害や周辺の電子機器、例えば産業用ロ
ボットやＮＣ制御盤或は漏電遮断器等が誤作動する原因
になっている。

〈口〉　矩形波を出力することから、誘導電動機への給
電はオン・オフの連続となる。

そのため、鉄心が振動を起こし、これに起因して誘導電
動機が振動したり異音を生じる。

〈ハ〉　両制御方式も矩形波を使用することから、誘導
電動機の回転数によって回転の滑らかさにばらつきがで
る。

特に、誘導電動機の回転が低速になる程、回転の滑らか
さを失う傾向にある。

そのため、低速でも高速でも滑らかに誘導電動機を回転
制御できるインバータの提案が望まれている。

〈二〉　入力の線間電圧、Ａｓ１ｎω＋　ｔ［Ｖ］を整
流すると、直流出力電圧はＡ［Ｖ］となる。

仮にＵ相、■相、Ｗ相の各電圧を夫々 Ｅｓ１ｎ（ωｔ）　［Ｖ］ Ｅｓ１ｎ（ｃｃ＞ｔ　−２π／３）　［Ｖ］Ｅｓ１ｎ（
ωｔ＋２ｚ／３　）［Ｖ］ とした場合、マイナス電圧からプラス電圧までの最大振
幅は２Ｅとなる。

これを直流電圧から作るとＥ＝Ａ／２　　となる。

これから作られる従来インバータの出力側の相間電圧は
夫々、 Ｊ３　Ｅｓ１ｎ（ωｔ＋π／６）　［Ｖ］Ｊ３　Ｅｓ１
ｎ（ωｔ　−ｚ／２）　［Ｖ］Ｊ３　Ｅｓ１ｎ（ωｔ＋
５ｚ／６）　［Ｖ］となり、入力電圧の−ｒ３７２　　
倍の電圧しか得られない。

この解決方法として、入力電圧を２７ｆ３　倍にトラン
スで昇圧した後に整流する方法が考えられる。

ところがこの方法にあっては、コストか高くつく欠点が
あることから、実現性に乏しい。

尚、上記式中ωＩは入力電圧の角速度、ωは出力電圧の
角速度、ｔは時間、Ａは入力側の電圧定数、Ｅは出力側
の電圧定数である。

〈本発明の目的〉 本発明は以上の問題点を解決するために威されたもので
、その目的とするところは、 （ａ）高次高調波の発生を防止して、電波障害や漏電遮
断器等の周辺電子機器の誤作動を未然に防止でき、 （ｂ）シかも誘導電動機の振動や異音の発生を防止し、 （Ｃ）さらには誘導電動機の回転が低速域から高速域に
かけて滑らかである、 三相用インバータ装置を提供することにある。

〈問題点を解決するための手段〉 即ち本発明は、交流電源を直流電圧に整流する整流回路
と、整流回路の出力側に接続する出力回路と、前記出力
回路を制御する制御部とよりなり、前記制御部が次の波
形式に基づいて出力回路の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから夫々
波形を出力し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力する各相間
電圧が正弦波となるように構成した、三相用インバータ
装置である。

基準電圧がマイナスの場合において、 Ｕ相：基準電圧に対して Ｖｕ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅ／６ｓｉｎ（３ωｔ）−１
−ｖ７３Ｅ／２Ｖ相：基準電圧に対して Ｖｖ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋Ｅ／６ｓｉｎ（３
ωｔ）＋　ａＥ／２Ｗ相：基準電圧に対して Ｖｗ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ　＋２ｚ／３）　＋Ｅ／６ｓｉｎ
（３ωｔ）　＋　ａＥ／２尚、ＶｕはＵ相の基準電圧に
対する出力電圧、ＶｖはＶ相の基準電圧に対する出力電
圧、ＶｗはＷ相の基準電圧に対する出力電圧、ωは角速
度、ｔは時間、Ｅは電圧定数である。

〈本発明の説明〉 以下、図面を参照しながら本発明について説明する。

〈イ〉装置の全体構成 第１図に本発明に係るインバータ装置の制御回路図の一
例を示す。

インバータ装置の制御回路を説明すると、１０はダイオ
ードからなる整流回路、２０は整流回路１０の出力側に
接続した出力回路、３０は出力回路２０に接続した制御
部である。

整流回路１０は平滑回路を含み、入力端子、ＲｌＳ、Ｔ
を介して電力会社より供給される三相電源に接続してい
る。

出力回路２０は整流回路１０で整流した直流電圧を制御
するもので、例えば公知のＦＥＴ　（電界効果トランジ
スタ）或はトランジスタよりなり、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗ
を介して図示しない誘導電動機に接続している。

制御部３０は入力回路３１とＶ／Ｆ変換部３２とカウン
ター３３とＲＯＭ波形デー２部３４とＤ／Ａ変換部３５
と掛は算回路３６と電圧制御回路３７とよりなる。

Ｖ／Ｆ変換部３２は、入力回路３１から出力される速度
指令の電圧を周波数に変換する公知のものである。

カウンター３３はＲＯＭ波形デー２部３４のアドレスを
変更するためのものである。

ＲＯＭ波形デー２部３４には後述するような各相の出力
波形データを記憶させておく。

Ｄ／Ａ変換部３５は、カウンター３３のアドレス操作に
よってＲＯＭ波形デー２部３４から引き出したデジタル
信号をアナログ信号に変換するものである。

掛は算回路３６は、Ｄ／Ａ変換部３５が出力した定形の
波形を速度指令に基づいた電圧に調整する回路である。

電圧制御回路３７は比較回路を含み、出力回路２０の各
出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力される交流電圧波形と、掛
は算回路３６から出力される波形の両波形を比較して、
出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力される交流電圧波形に修正
を加えるための回路である。

尚、出力回路２０と制御部３０で構成するインバータ部
が、整流回路１０で整流した直流電圧を交流電圧に変換
するための変換手段を含んでいることは勿論である。

〈口〉波形データ 本発明のインバータ装置は、高次高調波の発生を防止し
、最終的に出力端子ｔｙ、　ｖ、　ｗから出力する相間
電圧波形を正弦波に近付けるため、ＲＯＭ波形デー２部
３４に次の出力波形データを入力しておく。

尚、以下の出力波形データは第２図に示すように基準電
圧をマイナス側にとった場合を示す。

［Ｕ相１ Ｕ相は、第３図に出力波形を示すように基準電圧に対し
て Ｖｕ　＝Ｅｓｉｎ（ωｔ）十Ｅ／６ｓｉｎ（３ωｔ）＋
　４Ｅ／２の電圧を出力するデータを入力しておく。

［Ｖ相Ｊ ■相は、第４図に出力波形を示すように基準電圧に対し
て Ｖｖ　＝Ｅｓｉｎ（ωｔ−２ｚ／３）＋Ｅ／６ｓｉｎ（
３ωｔ）　＋　４Ｅ／２の電圧を出力するデータを入力
しておく。

［Ｗ相］ Ｗ相は、第５図に出力波形を示すように基準電圧に対し
て Ｖｗ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ　＋２ｚ／３）　＋Ｅ／６ｓｉｎ
（３ωｔ）＋　３Ｅ／２の電圧を出力するデータを入力
しておく。

即ち、第６図に示すように各相間の相間電圧は次式であ
られされる。

相間電圧Ｖｕ−Ｖｖ＝Ｊ３Ｅｓｉｎ（ωｔ＋π／６）　
［Ｖ］相間電圧Ｖｖ−Ｖｗ　＝ａＥｓｉｎ（ωｔ　−π
／２）　［Ｖ］相間電圧Ｖｗ−Ｖｕ＝４Ｅｓｉｎ（ωｔ
＋５ｚ／６）　［Ｖ］従って、各相の出力波形は相互に
１／３周期（２π／３ラジアン）ずれた正弦波電圧が出
力される。

つまり本発明では、各相の電圧にＥ／６ｓｉｎ（３ωｔ
）を加えることにより、電圧振幅の最大値が、／３Ｅと
なる。

これを直流電圧から作ると電圧定数（Ｅ）はＡ／、／：
となる。

これから作られる各相間電圧は夫々、 Ｊ３　Ｅｓ１ｎ（ωｔ＋ｚ／６）　［Ｖ］−１３Ｅｓ１
ｎ（ωを−に／２）　［Ｖ］Ｊ３　Ｅｓ１ｎ（ωｔ＋５
π／６）　［Ｖ］となり、従来のようにトランスを用い
て昇圧せずに、入力端子の１倍の電圧が得られる。

尚、上記出力波形式中ＶｕはＵ相の基準電圧に対する出
力電圧、ＶｖはＶ相の基準電圧に対する出力電圧、Ｖ−
はＷ相の基準電圧に対する出力電圧、ωは角速度、ｔは
時間、Ｅは電圧定数である。

〈本発明の作用〉 次にインバータ装置の作用について説明する。

第１図において三相の入力電源を整流回路１０に人力し
て、直流電圧に整流する。

整流した直流電圧は、出力回路２０へ入力される。

一方、制御部３０においてはコンピュータや手動操作で
以て誘導電動機の速度指令を入力回路３１に入力すると
、まずＶ／Ｆ変換部３２が入力回路３１の出力電圧を周
波数に変換する。

続いて、周波数に変換した入力指令に基づいてカウンタ
ー３３がＲＯＭ波形デー５部３４のアドレスを変更する
ことで、ＲＯＭ波形デー５部３４が、既述したＲＯＭに
入力された波形データに基づき、第３〜５図に示すよう
な各Ｕ相、■相、Ｗ相の定形の各基本波形を出力する。

さらにこの各相の基本波形をＤ／Ａ変換部３５でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換する。

ＲＯＭ波形デー５部３４から出力される各出力波形は定
形であるから、速度指令に基づいた電圧に調整する必要
がある。

この電圧調整を掛は算回路３６が行う。

掛は算回路３６は、Ｄ／Ａ変換部３５で出力した電圧波
形に、Ｖ／Ｆ変換部３２に入力する直前の電圧を掛は合
わせ、入力指令に基づいて調整した電圧波形を電圧制御
回路３７へ入力する。

電圧制御回路３７はこれとＵ、Ｖ、Ｗの電圧を分圧した
ものと比較し、Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧が高いときはその電圧
を下げるためにＦＥＴ或はトランジスタをＯＮにし、又
逆にＵ、Ｖ、Ｗの電圧が低いときはその電圧を上げるた
めにＦＥＴ或はトランジスタをＯＮにする信号を出力回
路２０へ送る。

出力回路２０は、回転指令に基づいて調整した波形を出
力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから夫々出力する。

又、出力回路２０から各相の出力波形を電圧制御回路３
７ヘフイードバツクさせて、出力電圧を修正する。

尚、第７図に示すように基準電圧をプラス側に求めた場
合、　Ｖｕ、　Ｖｖ、　Ｖ−に付加されている直流電圧
Ｊ３Ｅ／２をマイナス側にすればよいことは勿論である
。

この場合、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力される各相の出
力波形は第３〜６図に示した波形の極が逆になる。

〈本発明の効果〉 本発明は以上説明したように、従来のＰＷＭ制御方式や
ＰＡＭ制御方式のような矩形波を用いることなく、出力
電圧を理想的な正弦波とすることができることから次の
効果が得られる。

〈イ〉　高次高調波の発生を防止できるので、電波障害
や周辺電子機器の誤作動の問題がない。

〈口〉　出力電圧が正弦波であるから、誘導電動機の振
動や騒音の低減が図れる。

〈ハ〉　回転速度に関係なく、低速域から高速域まで滑
らかな回転が得られる。

〈二〉　本発明のように、各相の電圧にＥ／６ｓｉｎ（
３ωｔ）を加えることにより、従来のようにトランスを
用いて昇圧せずに、入力電圧の１倍の電圧が得られる。

〈ホ〉　漏電遮断器の誤作動を防止できる。

第９図：従来技術の説明図であって、ＰＡＭ制御方式に
よる出力波形図

【図面の簡単な説明】

第１図：本発明に係るインバータ装置の制御回路図 第２図：基準電圧をマイナス側にとる場合の説明図 第３〜５図：各相の出力波形図 第６図：インバータ装置から出力される相間電圧の波形
図 第７図二基準電圧をプラス側にとる場合の説明図第８図
：従来技術の説明図であって、ＰＷＭ制御方式による出
力波形図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を直流電圧に整流する整流回路と、整流
   回路の出力側に接続する出力回路と、 前記出力回路を制御する制御部とよりなり、前記制御部
   が次の波形式に基づいて出力回路の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗ
   から夫々波形を出力し、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから出力す
   る各相間電圧が正弦波となるように構成した、 三相用インバータ装置。 基準電圧がマイナスの場合において、 Ｕ相：基準電圧に対して Ｖｕ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ）＋Ｅ／６ｓｉｎ（３ωｔ）＋√
   ３Ｅ／２Ｖ相：基準電圧に対してＶｖ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ
   −２π／３）＋Ｅ／６ｓｉｎ（３ωｔ）＋√３Ｅ／２Ｗ
   相：基準電圧に対して Ｖｗ＝Ｅｓｉｎ（ωｔ＋２π／３）＋Ｅ／６ｓｉｎ（３
   ωｔ）＋√３Ｅ／２ＶｕはＵ相の基準電圧に対する出力
   電圧 ＶｖはＶ相の基準電圧に対する出力電圧 ＶｗはＷ相の基準電圧に対する出力電圧 ωは角速度 ｔは時間 Ｅは電圧定数