JPH0365061A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電源回路に関し、特に、商用交流電源及び低電
圧直流電源の両方で使用される電気・電子機器のための
電源回路に関する。

（従来の技術） 近年、通常は商用交流電源で使用される電気・電子機器
であって、屋外でも使用可能なものが各種開発されてい
る。屋外での使用に際しては、電気・電子機器を自動車
用蓄電池等の１２Ｖ〜２４Ｖ程度の低電圧直流電源で駆
動する必要がある。

現在広く利用されているインバータ電子レンジに於いて
も屋外での使用が試みられている。

従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第６図に
示す。インバータ電子レンジ６０では、商用交流電源６
６　（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電
力は整流回路６１によって直流電力に変換される。この
直流電力は一石共振型インバータ回路６２で高周波化さ
れ、昇圧用トランス６３で昇圧される。トランス６３の
出力は倍電圧全波整流回路６４で整流され、マグネトロ
ン６５の駆動に利用される。

第６図の構成のインバータ電子レンジ６０を低電圧直流
電源で動作させる場合には、第７図に示すように、低電
圧直流電源７２とインバータ電子レンジ６０との開にＤ
　Ｃ／Ａ　Ｃインバータ７１を設け、低電圧直流電源７
２の出力をＤ　Ｃ／Ａ　Ｃインバータ７１によって商用
交流’１＃６６と同じ１００Ｖ、５０　／　６０　Ｈｚ
の交流電力に変換し、この交流電力でインバータ電子レ
ンジ６０を作動させていた。

（発明が解決しようとするａＨ） 上述したような、Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃインバータを使用して
低電圧直流電源の出力を交流に変換してインバータ電子
レンジに入力する方式では、Ｄ　Ｃ／ＡＣインバータと
インバータ電子レンジのインバータ回路とで二度の電力
変換が行われるため、電力の利用効率が極めて低くなる
という問題がある。

また、２個のインバータを必要とすることから、ｉｉ！
源回路のコストも高くなる。更に、自動車用蓄電池等の
直流電源が小容量である場合には、電力の損失の小さい
、即ち電力利用効率の高い高価なインバータ回路が必要
となる。

従来ノインバータ電子レンジのインバータ回路に低電圧
直流電源を直接に接続するように仕様を変更することは
理論的には可能であるが、電流容量の大きいインバータ
用スイッチング素子が必要となることから、このような
解決法は現実的とはいえない。

低電圧直流電源でインバータ電子レンジを効率よく駆動
するために、スイッチング素子の電流容量を低減するこ
とができるプッシュプル電圧型インバータ回路をインバ
ータ電子レンジに設け、このインバータ回路に直流ｉｉ
源を直接に接続することも考えられる。しかしこのよう
な方式では、特に直流電源の出力電圧が低い場合には、
インバータ回路を流れる電流が大きいために、スイッチ
ング損失が大きくなるという問題がある。又、スイッチ
ング素子の電流容量を低減することができるプッシュプ
ル電圧型インバータ回路を用いるとはいえ、インバータ
回路電流が大きいため、電流容量の大きいスイッチング
素子やトランス巻線等の高価な回路部品を使用する必要
があることに起因するコストアップの問題が生じる。更
に、プッシュプル電圧型インバータ回路を搭載したイン
バータ電子レンジを商用交流電源で動作させる場合には
、商用交流電源の電圧を低電圧直流電源の電圧まで降圧
、整流しなければならないため、インバータ回路での電
力変換以外に、交流−交流、交流−直流の二度の電力変
換が必要であり、電力の利用効率が低い。それに加えて
、降圧のために商用交流電源に接続されるトランスは商
用交流電源の低周波数に対応したものでなければならず
、その重量及びサイズが大きくなる。

本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、１個のインバータ回路で交流
電源及び直流１！源を取り扱うことができ、安価でコン
パクトな電源回路を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明のｉ源回路は、交流電源、及び直流電源の両方を
電源とし、インバータ回路、並びに該インバータ回路の
出力を昇圧する変圧器を備えた電源回路であって、該イ
ンバータ回路は、該変圧器の一次側に接続されたプッシ
ュプル電流型インバータ回路であって、２個のスイッチ
ング素子と、直流電源が電源として用いられる場合に、
該２個のスイッチング素子を両スイッチング素子が共に
駆動されている時間を設けながら交互に駆動し、商用交
流電源が電源として用いられる場合に、該２個のスイッ
チング素子を両スイッチング素子が共に駆動されていな
い時間を設けながら交互に駆動する制御手段とを備えて
おり、そのことにより上記目的が達成される。

又、本発明の電源回路は、交流電源、及び直流電源の両
方を電源とし、インバータ回路、並びに該インバータ回
路の出力を昇圧する変圧器を備えた電源回路であって、
該インバータ回路は、該変圧器の一次側に接続されたプ
ッシュプル電流型インバータ回路であって、該変圧器の
一次巻線の一端に第１の端子が接続された第１のスイッ
チング素子と、該一次巻線の他端に第１の端子が接続さ
れ、該第１のスイッチング素子の第２の端子に第２の端
子が接続された第２のスイッチング素子と、直流電源が
電源として用いられる場合に、該第１及び第２のスイッ
チング素子を両スイッチング素子が共に駆動されている
時間を設けながら交互に駆動し、商用交流電源が電源と
して用いられる場合に、該第１及び第２のスイッチング
素子を両スイッチング素子が共に駆動されていない時間
を設けながら交互に駆動する制御手段と、該変圧器の一
次側のタップに一端が接続されたリアクトルとを備え、
該電源回路は、交流電源の出力を整流するための整流回
路と、該リアクトルの他端と、直流ｉｉ源の一方の出力
端子及び該整流回路の一方の出力端子の何れか一方とを
選択的に接続する電源切換手段とを更に備え、直流電源
の他方の出力端子及び該整流回路の他方の出力端子は共
に、該第１のスイッチング素子の第２の端子と該第２の
スイッチング素子の第２の端子との接続点に接続されて
おり、そのことにより上記目的が達成される。

（実施例） 本発明を実施例について以下に説明する。

第１図に本発明の一実施例の回路図を示す。第１図でブ
ロック化して示されている制御回路１３、整流回路３及
びリアクトル電流検出回路１２の内の、整流回路３及び
リアクトル電流検出回路１２は公知の構成を有している
。制御回路１３については後に詳述する。又、本実施例
はインバータ電子レンジ用の電源回路であるが、本発明
の電源回路は商用交流ｍｉｌ！及び低電圧直流電源の両
方で使用される各種の電気・電子機器のための電源回路
として用いることができる。

第１図の電源回路は、低電圧直流電源（例えば自動車用
蓄電池）１の直流電力又は商用交流電源２から整流回路
３を介して得られた直流電力を交流電力に変換するプッ
シュプル電流型インバータ回路、該インバータ回路の出
力電圧を昇圧する昇圧用トランス８、昇圧用トランス８
の出力を整流する倍電圧全波整流回路、並びに直流電源
１及び整流回路３の何れかを該インバータ回路に接続す
る電源切換器４を備えている。該倍電圧全波整流［１ｔ
の出力によって電子レンジのマグネトロン１４が駆動さ
れる。昇圧用トランス８の二次側からは、マグネトロン
１４のフィラメント用電源及びインバータ回路の制御回
路１３用′Ｉ４８Ｉｉｉｊも取られている。

上記倍電圧全波整流回路は公知の構成を有しており、２
個のダイオード１０ａ、１０ｂ及び２個のコンデンサ９
ａ、９ｂを備えている。

上記インバータ回路は、２個のパワートランジスタ６ａ
、６ｂ、二次巻線１５を有するリアクトル５、ダイオー
ド７、カレントトランスデユーサ１１、リアクトル電流
検出回路１２及びトランジスタ６ａ、６ｂを駆動する制
御回路１３を備えている。

トランジスタ６ａ及び６ｂのコレクタはトランス８の一
次巻線の一端８ａ及び他端８ｂにそれぞれ接続されてい
る。トランジスタ６ａ及び６ｂのエミッタ同士が接続さ
れている。トランジスタ６ａ、６ｂのベースが制御回路
１３によって駆動されることにより、トランス８の一次
側を流れる電流が高速にスイッチングされる。トランジ
スタ６ａ、６ｂに代えで、パワーＭＯ８ＦＥＴ、ＩＧＢ
Ｔ等のスイ・７チング素子を用いてもよい。

直流？４［１は、その一端がトランジスタ６ａのエミッ
タとトランジスタ６ｂのエミッタとの接続点に接続され
、他端が電源切換器４の第１スイツチ４ａの一端に接続
されている。第１スイツチ４ａの他端はリアクトル５を
介してトランス８の一次巻線のタップ８ｃに接続されて
いる。整流回路３は、その一方の出力端子がトランジス
タ６ａのエミッタとトランジスタ６ｂのエミッタとの接
続点に接続され、他方の出力端子が電源切換器４の第２
スイツチ４ｂを介して第１スイツチ４ａとリアクトル５
との接続点に接続されている。

電源切換器４は手動又は自動で作動するものであり、直
流電源１が用いられる場合には第１スイツチ４ａが閉じ
られ、商用交流電源２が用いられる場合には第２スイツ
チ４ｂが閉じられる。

リアクトル５の二次巻線１５及びダイオード７は、スイ
ッチング素子であるトランジスタ６ａ。

６ｂを保護するために設けられている。

リアクトル電流検出回路１２はカレントトランスデユー
サ１１の出力に基づいてリアクトル５に流れる電流の大
きさを検出する。リアクトル電流検出回路１２の出力は
、制御回路１３に与えられる。

制御回路１３の構成を第２図に示す。ポジティプエッジ
トリガヮンシテット回路２１及びネガティブエツジトリ
ガワンショット回路２２は、発振回路２０から出力され
る矩形波の立ち上がり及び立ち下がりでそれぞれパルス
を出力する。三角波発生回路２３ａは、ポジティブエツ
ジトリガワンショット回路２１からのパルスが入力され
る度に三角波を出力する。三角波発生回路２３ｂは、ネ
ガティブエツジトリガワンショット回路２２からのパル
スが入力される度に三角波を発生する。

比較回路２４ａには三角波発生回路２３ａからの三角波
とトランス−次側電圧基準値とが入力されており、比較
回路２４ａの出力は該三角波の電圧レベルが該電圧基準
値より大きい期間にハイレベルになる。比較回路２４ｂ
の出力は、三角波発生回路２３ｂからの三角波の電圧レ
ベルが該電圧基準値より大きい期間にハイレベルになる
。

比較回路２４ａの出力は、２個のインバータ２７ａ及び
２８ａ、２個のＡＮＤゲート２９ａ及び３０ａ並びにＯ
Ｒゲート３１ａから構成されるＸＯＲ（ｅＸｃｌｕｓｉ
ｖｅ　ＯＲ）回路２６ａに与えられる。

ＸＯＲ回路２６ａの他の入力は、電源選択回路２５の出
力である。電源選択回路２５は第１図の電源切り換え器
４に連動して作動し、その出力は、商用交流電源２が選
択されている場合にはハイレベルであり、直流電源１が
選択されている場合にはローレベルである。従って、直
流電源１が選択されている場合には、ＸＯＲ回路２６ａ
の出力は、比較回路２４ａの出力がハイレベルの期間に
ハイレベルになり、商用交流ｌ１１９２が選択されてい
る場合には、比較回路２４ａの出力がローレベルの期間
にＸＯＲ回路２６ａの出力はハイレベルになる。ＸＯＲ
回路２６ａの出力は、トランジスタ６ａのゲートに印加
される。ＸＯＲ回路２６ａの出力がハイレベルの時にト
ランジスタ６ａはオン状態になる。

比較回路２４ｂの出力は、２個のインバータ２７ｂ及び
２８ｂ、２個のＡＮＤゲート２９ｂ及び３０ｂ並びにＯ
Ｒゲート３１ｂから構成されるＸＯＲ回路２６ｂに与え
られている。ＸＯＲ回路２６ｂには又、電源選択回路２
５の出力が与えられている。比較回路２４ｂ、電源選択
回路２５及びＸＯＲ回路２６ｂの出力の関係は、ＸＯＲ
回路２６ａに関して述べたのと同様である。ＸＯＲ回路
２６ｂの出力はトランジスタ６ｂのゲートに印加される
。ＸＯＲ回路２６ｂの出力がハイレベルの時にトランジ
スタ６ｂはオン状態になる。

尚、第２図の制御回路１３ではリアクトル電流検出回路
１２の検出出力は利用されていない。

直流電［１が選択されている場合に於ける制御回路１３
の動作タイミングを第３Ａ図に示す。三角波発生回路２
３ａ及び２３ｂは交互に三角波を出力するので、比較回
路２４ａ及び２４ｂの出力は交互にハイレベルになる。

従って、ＸＯＲ回路２６ａ及び２６ｂの出力も交互にハ
イレベルになり、トランジスタ６ａ及び６ｂは交互にオ
ン状態にされる。ここで重要なことは、比較回路２４ａ
の出力及び比較回路２４ｂの出力が同時にハイレベルに
なる期間が存在するように、トランス−次側電圧基準値
が設定されていることである。このことにより、ＸＯＲ
回路２６ａ及び２６ｂの出力の双方がハイレベルになる
期間（ａ　＝　ｂ及びＣ〜ｄ）が生じ、この期間にトラ
ンジスタ６ａ及び６ｂは共にオン状態になる。

商用交流電源が選択されている場合の制御回路１３の動
作タイミングを第３Ｂ図に示す。この場合には、比較回
路２４ａ及び２４ｂの出力がローレベルの時にＸＯＲ回
路２６ａ及び２６ｂの出力がそれぞれハイレベルになる
。従って、比較回路２４ａ及び２４ｂの出力が共にハイ
レベルである期間（ｇ〜ｈ及び１〜ｊ）にＸＯＲ回路２
６ａ及び２６ｂの出力は共にローレベルであり、その期
間にはトランジスタ６ａ及び６ｂは共にオフ状態になる
。

本実施例の動作を説明する。

（１）低電圧直流電源１が用いられる場合トランジスタ
６ａ及び６ｂが共にオンしている期間（ａ　−ｂ　）に
は、昇圧用トランス８の一次巻線が短絡され、リアクト
ル５にエネルギーが蓄えられる。トランジスタ６ａがオ
フされると、期間ｂ〜Ｃに於いて、リアクトル５に蓄積
されていたエネルギーはトランス８を介して放出され、
コンデンサ９ａが充電される。次にトランジスタ６ａが
オンされ、期間Ｃ〜ｄに於いて、リアクトル５に再びエ
ネルギーが蓄えられる。続いてトランジスタ６ａがオフ
されると、期間ｄ　−ｅに於いて、リアクトル５に蓄え
られていたエネルギーはトランス８を介して放出され、
コンデンサ９ｂが充電される。リアクトル５のエネルギ
ーが放出される際のトランス８の一次側電圧は、直流電
源１の電圧とリアクトル５の電圧との和となる。このよ
うにして、直流電源が使用される場合には昇圧が行われ
る。リアクトル５によって昇圧が行われる度合は、２個
のトランジスタ６ａ及び６ｂが共にオンしている期間（
ａ　−ｂ　、　　ｃ　−ｄ　）の長さによって定まる。

（２）商用交流１１１ｉＸ２が用いられる場合先ずトラ
ンジスタ６ａがオンされると、期間１〜ｇに於いて、リ
アクトル５にエネルギーが蓄えられ、それと同時にトラ
ンス８に電流が流れる。

従って、エネルギーがトランス８の二次側へ放出され、
コンデンサ９ｂが充電される。トランジスタ６ａがオフ
されると、期間ｇ−ｈに於いて、リアクトル５に蓄えら
れていたエネルギーはダイオード７、リアクトルの二次
巻線１５及び第２スイツチ４ｂを含む経路を通して電源
に帰還する。次にトランジスタ６ｂがオンされると、期
間ｈ〜ｌに於いて、リアクトル５にエネルギーが蓄積さ
れ、それと同時にトランス８の二次側へエネルギーが放
出され、コンデンサ９ａが充電される。トランジスタ６
ｂがオフされると、期間ｉ　−Ｊに於いて、リアクトル
５に蓄えられていたエネルギーは電源に帰還する。一方
のトランジスタがオンされている期間（１〜ｇ１　ｈ〜
１）に於けるトランス８の一次側電圧は、整流回路３か
ら出力される電源電圧からリアクトル５の電圧を差し引
いたものになる。このようにして、商用交流電源が使用
される場合には降圧が行われる。

ダイオード７及びリアクトル５の二次巻線１５を含む保
護回路の役割について述べる。直流電源１を用いている
場合に於いて、両トランジスタ６ａ、６ｂがオンされて
いる状態でトランジスタ６ａがオフ状態に瞬時に切り替
えられたとする。この場合に上記保護回路が設けられて
いなければ、電流は瞬時に遮断されず、電流を維持し、
エネルギーを保つようにリアクトル５の両端に電源電圧
と同方向の電圧が発生する。従って、リアクトル５の電
圧と電源電圧が重畳された高電圧がトランジスタ６ａに
加わり、トランジスタ６ａが破壊される危険が生しる。

リアクトル５に二次巻線１５が設けられている場合には
、トランジスタ６ａがオン状態からオフ状態に切り替え
られると、二次巻線１５にリアクトル５に流れていた電
流と同一アンペアターンの電流が流れる。この電流は負
荷としての直流電源１で消費されるため、トランジスタ
６ａに加わる電圧は電源電圧のみとなり、トランジスタ
６ａの破壊の危険は小さくなる。ダイオード７は逆流防
止のために設けられている。

本実施例の出力電圧の調整は、三角波発生器２３ａ、２
３ｂの出力とトランス−次側電圧基準値との比較により
行われる。

出力電流の調整は、第２図の制御回路１３の発振回路２
０に代えて例えば第４図に示す回路を用い、トランジス
タ６ａ、６ｂのスイッチングに休止期間を設けることに
よって行われる。発振回路４２の出力は、第５図のタイ
ミングチャートに示すように、発振回路４１の出力矩形
波よりも周期の長い矩形波である。発振回路４１は第２
図の発振回路２０と同様のものである。発振回路４２の
出力は比較回路４４を介してＤフリップフロップ４５の
Ｄ入力端子に与えられ、発振回路４１の出力がＤフリッ
プフロップ４５のクロック端子に与えられることによっ
てＤフリップフロップ４５の出力端子Ｑに現れる。発振
回路４１の出力はＡＮＤゲート４６によってＤフリップ
フロップ４５の出力と論理積を取られるので、Ｄフリッ
プフロップ４５の出力がローレベルの期間、即ち比較回
路４４の出力がローレベルの期間には、発振回路４１の
出力はＡＮＤゲート４６を通過せず、この期間トランジ
スタ６ａ、６ｂのスイッチングは休止する。

比較回路４４には、発振回路４２及び誤差増幅アンプ４
３の出力が与えられる。比較回路４４の出力は、発振回
路４２の出力が誤差増幅アンプ４３の出力より大きい場
合にハイレベルになる。誤差増幅アンプ４３には、リア
クトル電流検出回路１２（第１図参照）の検出出力とリ
アクトル電流基準値とが与えられ、誤差増幅アンプ４３
は該検出出力から該基準値を減じたものを増幅するので
、発振回路４２の出力がハイレベルであってリアクトル
電流検出回路１２の検出出力とリアクトル電流基準値と
の差が所定の範囲内にある期間に、比較回路４４の出力
はハイレベルになる。従って、リアクトル５の電流値が
大きい場合には、比較回路４４の出力がハイレベルであ
る期間は短縮され、トランジスタ６ａ、６ｂのスイッチ
ングの休止期間は長くなるため、出力電流が抑制される
。

（発明の効果） 本発明によれば、１個のインバータ回路で低電圧直流電
源及び商用交流電源に対応できるため、電力の利用効率
が高く、安価でコンパクトな電源回路が提供される。本
発明の１４源回路では、直流電源を用いる場合には昇圧
が行われるため、インバータ回路を流れる電流値を抑制
することができる。従って、スイッチング損失を低く抑
えることができ、電流容量の大きい高価な回路部品を使
用する必要もない。又、本発明によれば、昇圧用トラン
スの巻数比を低減することができ、従って、昇圧用トラ
ンスの小型化、軽量化が可能である。

４、　′　　　の　　　　なセ　Ｉ 第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図はその実施
例の制御回路のブロック図、第３Ａ図及び第３Ｂ図はそ
の制御回路の動作を示すタイミングチャート、第４図は
該実施例の出力電流を調整するための回路の一例のブロ
ック図、第５図は第４図の回路の動作を示すタイミング
チャート、第６図は従来のインバータ電子レンジの一例
のブロック図、第７図はそのインバータ電子レンジを低
電圧直流電源で作動させるための従来の一方式を示すブ
ロック図である。

１・・・低電圧直流電源、２・・・商用交流電源、３・
・・整流回路、４・・・′Ｉ４源切９換え器、５・・・
リアクトル、５　ａ　ｓ　　６　ｂ・・・パワートラン
ジスタ（スイッチング素子）、７・・・ダイオード、８
・・・昇圧用トランス、９ａ、９ｂ・・・コンデンサ、
１０ａ、１０ｂ・・・ダイオード、１１・・・カレント
トランスデユーサ、１２・・・リアクトル電流検出回路
、１３・・・制御回路、１４・・・マグネトロン。

以上

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電源、及び直流電源の両方を電源とし、インバ
   ータ回路、並びに該インバータ回路の出力を昇圧する変
   圧器を備えた電源回路に於いて、該インバータ回路は、
   該変圧器の一次側に接続されたプッシュプル電流型イン
   バータ回路であって、 ２個のスイッチング素子と、 直流電源が電源として用いられる場合に、該２個のスイ
   ッチング素子を両スイッチング素子が共に駆動されてい
   る時間を設けながら交互に駆動し、商用交流電源が電源
   として用いられる場合に、該２個のスイッチング素子を
   両スイッチング素子が共に駆動されていない時間を設け
   ながら交互に駆動する制御手段と を備えている電源回路。 ２、交流電源、及び直流電源の両方を電源とし、インバ
   ータ回路、並びに該インバータ回路の出力を昇圧する変
   圧器を備えた電源回路に於いて、該インバータ回路は、
   該変圧器の一次側に接続されたプッシュプル電流型イン
   バータ回路であって、 該変圧器の一次巻線の一端に第１の端子が接続された第
   １のスイッチング素子と、 該一次巻線の他端に第１の端子が接続され、該第１のス
   イッチング素子の第２の端子に第２の端子が接続された
   第２のスイッチング素子と、直流電源が電源として用い
   られる場合に、該第１及び第２のスイッチング素子を両
   スイッチング素子が共に駆動されている時間を設けなが
   ら交互に駆動し、商用交流電源が電源として用いられる
   場合に、該第１及び第２のスイッチング素子を両スイッ
   チング素子が共に駆動されていない時間を設けながら交
   互に駆動する制御手段と、 該変圧器の一次側のタップに一端が接続されたリアクト
   ルと を備え、 該電源回路は、 交流電源の出力を整流するための整流回路と、該リアク
   トルの他端と、直流電源の一方の出力端子及び該整流回
   路の一方の出力端子の何れか一方とを選択的に接続する
   電源切換手段と を更に備え、 直流電源の他方の出力端子及び該整流回路の他方の出力
   端子は共に、該第１のスイッチング素子の第２の端子と
   該第２のスイッチング素子の第２の端子との接続点に接
   続されている 電源回路。