JPH0368295A - ハイビジョン放送対応ｂｓチューナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本願は、衛星放送受信技術に関し、ＢＳチューナと呼ば
れる屋内用受信機に関する。特に、ＭＵＳＥ方式で伝送
される高品位テレビジョン放送にも対応出来るＢＳチュ
ーナ技術に関する。

（ロ）従来の技術 通常の衛星放送は、ＮＴＳＣ規格の映像信号をＦＭ変調
して、１．２　Ｇ　Ｈｚ４ｔ）のＦ　Ｍ映像信号として
送信している。

受信側では、この１２ＧＨｚ帯のＦ　Ｍ映像信号を、１
．　Ｇ　Ｉ（、帯の第１中間周波数信号に変換した後に
、さらに４０２．７８Ｍ　Ｈｚを含む周波数帯の第２中
間周波数信診に順次ダウンコンバートシタ後に、Ｉｉ’
　Ｍ復調して、映像信号を出力する。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振周
波数は、ＡＦＣ回路（自動周波数制御回路）で良好に制
御される。

ＡＦＣ動作は、複数の回路がＡＦＣループを形成するこ
とにより行なわれる。

通常のＡＦＣは、ＦＭ復調回路より出力された映像信号
の同期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信
号の周波数に対応することを利用し、この直流信号のレ
ベルを検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波
数をフィードバック制御していた（特開昭５７−１３５
５８２号参照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠点
がある。

このため、第２中間周波数信号（以下、第２１Ｆ信号と
称す）の、周波数をカウントして、このカウントデータ
で局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考え
られている。

この例を第５図及び第６図を参照しつつ簡ｌｉｔに説明
する。

ｉ５図に於いて、（１０）はＢＳアンテナである。

（１１）はアンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ
又は平面アンテナである。（］２）は第１コンバータで
ある。第１コンバータ（１２〉は受信した１２ＧＨｚ・
ｉｆＦの衛星放送信号（ＦＭ映像信号）と内部の発振回
路（１３）の出力を混合回路（１４）で混合して約Ｉ　
Ｇ　）ｉ　Ｊ＃のＦ　Ｍ映像信号（第１中間周波数信号
）（第１１Ｆ信号）を出力する。その出力変動は、±１
．５Ｍ　Ｈ，ｚまで許容されている。尚、この変動は、
ＡＦＣ動作により補正される。

（１６）はＢＳチューナである。（１８）は第２ダウン
コンバータであり、第ｉ　ｉ　ｉ；”信号を多チャンネ
ル化に有利な例えば４０２．７８Ｍ　ＩＩ　ｚの第２１
Ｆ信号に変換する。（２０）（２４）は自動利得制御用
増幅回路である。（２２）は混合回路である。（２６）
は可変発振回路、（２８）は１７２分周を行う前置プリ
スケーラ、（３０）はＰ　Ｌ　Ｌループ用回路である。

このＰＬＬループ用回路（３０）は回路（２６）（２ｇ
）と」（にＰＬＩ、ループを形成する。選局用マイクロ
コンピュータ（マイコン）（３２）は、Ｐ　Ｉ−Ｌルー
プ用回路（３０）内蔵プログラムデバイダの分周比を切
り換えることにより、受信チャンネルを切り換えると共
に、微同調のためのＡＦＣも行う。尚、−殻内なＰ　Ｌ
　Ｌルプについては、特開昭６０−７７５３３号（ＨＯ
４Ｂ１／１６）等に示され、周知であるので説明は省略
する。

（３４）はＦＭ復調ブロックである。（３６）は第２Ｉ
Ｆ用フイルタ、（３８）はアンプ、（４０）はＰＬＴ−
型ＦＭ復調回路である。（４２）はＡＧＣ電圧を作成す
るＡＧＣ検波回路である。（４４）はＥＣＬ製１／２５
６分周回路である。

（４６）は１／２５６分周回路の出力信号を直接カウン
トするカウンタ回路である。このカウンタ回路（４６）
はリセットとカウント動作期間をマイコン（３２）によ
り制御され、カウントデータをこのマイコン（３２）に
出力している。

（４８）は音声ＤＰＳＫ信号復調回路である。（５０）
はＰＣＭデコーダである。このＰＣＭデコーダは例えば
■東芝製のＴＭ４２１８Ｎであり、ＮＴＳＣ放送の音声
ＰＣＭ信号受信時に信号（ＮＳＹＮＣ）を出力する端子
（５０ａ　）を備えている。（５２）はデジタルアナロ
グ変換を行うと共にローパスフィルタより戊る音声出力
回路である。（５４）はデジタル機器の出力用エンコー
ダである。（５６）はバッファアンプである。（５８）
はローパスフィルタ・デイエンファシス回路、（６０）
は三角波を除去するデイスパーサル回路、（６２）は出
力アンプである。

（６４）は出力処理ブロックである。（６６〉は出力端
子群である。（６６ａ）（６６ｂ）は音声出力用端子、
（６６ｃ　）（６６ｄ）はＤＡＴ用光ケーブルコネクタ
仕用出力端子、（６６ｅ）はピットストリーム用出力端
子、（６６ｆ）は有料放送デコーダ用出力端子、（６６
ｇ）は映像出力端子である。

（６８）は同期分離回路であり、垂直同期信号パルス（
ＶＯ）を抜出して、マイコン（３２）に出力する。

上記動作を説明する。

このＢＳチューナ（１６）は、所定期間、カウンタ回路
（４６）を動作せしめ、このカウントデータをマイコン
（３２）に入力する。マイコン（３２）は、このデータ
と、基準データとを比較することにより、第２１Ｆ信号
の周波数のずれを知る。そして、マイコン（３２）は、
このずれを補正するべ（ＰＬＬ用回路（３０）のプログ
ラムデバイダの分周比を可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン（３２
）が垂直同期信号（Ｖｏ）より決定する。この所定期間
（ｇａｔｅ）を第６図に示す。

第６図の（ａ、）はＰＬＬ型ＦＭ復調回路（４０）の出
力、（ｂ）は同期分離回路（６８）の出力、（ｃ）はマ
イコン（３２）より出力されるカウンタ回路（４６）の
リセット信号（Ｃ４り、（ｄ）はマイコン（３２）より
出力されるカウンタ回路（４６）のカウンタ動作期間指
定信号（ｇａｔｅ）である。

動作を第５図を参照しつつ説明する。

同期分離回路（６８）から垂直同期信号パルス（Ｖｏ）
が、マイコン（３２）に入力されると、マイコン（３２
）はリセット信号（ＣＪ）を出力する。そして、垂直同
期帰線期間（１０２４μ秒間）（Ａ）ゲート信号を出力
してカウンタ回路（４６）のカウント動作を許容する。

そして、期間（Ｂ）の間このゲート信号（ｇａｔｅ）の
出力を休止した後に再び１０２４μ秒の間（Ｃ）ゲート
信号（ｇａｔｅ）を出力する。そして、マイコン（３２
）はこの後の期間（Ｄ）にカウンタ回路（４６）のカウ
ントデータを読み取る。そして、エネルギー拡散信号で
ある三角波の影響を除去するために、マイコン（３２）
は、２フレ一ム期間の４つのカウント結果を加算し４で
割った値と、ＮＴＳＣ放送受信時の基準データ値とを比
較して、第２ＩＦ信号の周波数の「ずれ」を検出して、
ＰＬＬ用回路（３０）の分周比を可変して、ＡＦＣ動作
を行う。

尚、カウンタ回路（４６〉を映像期間中に動作させるの
は、ＮＴＳＣ放送の場合、主搬送波周波数制御方式とし
て送信用の平均値ＡＦＣを採用しているためである。又
、第６図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィールド
ごとに６ｍ秒、４ｍ秒、６ｍ秒、８ｍ秒と可変して、画
面の各部の周波数の値を検出して、明るさのバラツキに
よる変動を防止している。

このように、マイコン（３２）は、２フレ一ム期間ごと
に、ＰＬＬ用回路（３０）を制御して平均値ＡＦＣを行
う。尚、１フイールドごとにＰＬＬ用回路（３０）を制
御する場合は、過去４回のカウント結果を平均するよう
にして、これを基準データと比較して、Ａ　Ｆ　Ｃ動作
を行なっても良い。

又、上記例では、４フイールド（２フレーム）期間の４
つのカウント結果を平均化したが、これは、４．６．８
フレ一ム期間でも良い。

尚、このＢＳチューナでＭＵＳＥ信号（ＮＨＫが開発し
た高品位ＴＶ信号を４１シ域技術により変換された信号
）をＦＭ変調した衛星放送（一般にハイビジ３ン放送と
呼ばれている）をも受信する場合は、ＭＵＳＥ信号用の
拡散信号の周期に合わせて何フィールドのカウント値を
平均するかをＮＴＳＣ方式の場合と切り換える。又、カ
ウンタ回路（４６）を動作せしめる期間も、当然ＭＵＳ
Ｅ受信の場合は、ＭＵＳＥ信号のクランプ・レベル期間
に切り換える。尚、ＭＵＳＥ信号については、日経マグ
ロウヒル社発行の雑誌「日経エレクトロニクス１９８７
年１１月２日号ＮＱ４３３ＪのＰ２Ｓ５−Ｐ２１２に日
本放送協会二宮佑−著「衛星を使うハイビジョン放送の
伝送方式ＭＵ　Ｓ　Ｅ」として示されており、周知の技
術である。

しかしながら、第７図に示す様にＭＵＳＥ信号のクラン
プ・レベル期間は、ＮＴＳＣ放送の帰線期間（１０２４
μ秒）に比べ非常に短か＜（２３μ秒）、さらにカウン
タ回路を動作せしめる期間はさらに短＜（１５〜１７μ
秒）なり、この期間のカウントでＡＦＣ動作を精度良く
行なうことは無理である。

つまり、ＭＵＳＥ放送受信時には、カウンタ回路の１カ
ウント当たりの第２１Ｆ信号の変移「ずれ」の検出精度
は約１７ＭＨ２となり、とても、ＡＦＣ動作を行なえる
ものではない。

依って、１．／２５６分周器（４４）を使用せず第２Ｉ
Ｆ信弼を直接カウンタ回路（４６）でカウントすれば良
い。しかし、４０２．７８Ｍ　Ｈｚの第２ＩＦ信号をカ
ウントする高速カウンタ回路はＥＣＬで作成することは
困難である。つまり、ＥＣＬでも、第５図の如く、単純
に分周する分周回路（４４）Ｌか実用困難である。

これは、第２ＩＦ信号をＥＣＬの分周回路で１７２〜１
／４にした信号でもカウントは実現困難である。又、こ
れ以上分周すると１カウント当たりの検出精度が粗くな
りすぎて実用上問題が生じる。

これは、第２１Ｆ信号の周波数の変動分も同時に分周さ
れるからである。尚、１／２の時に、もしカウントでき
ると、その時の１カウント当たりの検出精度は約１３０
ＫＨｚ、１／４の時は約２６０ＫＨ２である。

そこで、ＭＵＳＥ受信時は通常のキードＡ、ＦＣを行う
ことが考えられる。第８図に、この例を示す。（７０）
はＭＵＳＥデコーダである。このデコーダ（７０）は高
品位テレビ信号を出力すると共に、ＭＵＳＥ信号入力時
にのみクランプレベル信号期間を示す信号（キードＡＦ
Ｃパルス信号）（Ｐ）を出力する。

（７２）はＭＵＳＥ信号用バッファ、（７２ａ）は出力
端子、（７４）はキードＡ、　Ｆ　Ｃパルス信号入力端
子（ハイビジョン放送対応端子）　、　（７６）はクラ
ンプレベル信号をサンプリングするサンプルホールド回
路、（７８）はサンプルホールド回路（７６）の値をデ
ジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器である。マイコン（３
２）は、Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅ受信時には、このＡ／Ｄ変換！
（７８）からの値と、ＭＵＳＥ受信時用基準データとを
比較して「ずれ」を検出し、ＰＬＩ−用回路（３０）を
制御してＡＦＣ動作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号を
サンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、Ｂ
Ｓチューナの高精度高応答性を実現することは無理であ
った。

このため、第２ＩＦ信号と、ダウンコンバート用高安定
発振回路からの発振信号とを混合して周波数変換し、こ
の周波数変換された信号（仮に第３１Ｆと称す）をカウ
ントすることにより、第２ＩＦ信号の「ずれ」を検出す
ることが考えられている。

第９図第１０図を参照しつつこの従来例を説明する。

第９図に於いて、（８０）はＡＦＣ用ダウンコンバータ
回路であり、４０２．７８Ｍ　Ｈ，の第２１Ｆ信号を２
４．７８ＭＨ，の第３ＩＦ信号に変換する。（８２）は
アンプ、（８４）は３７８Ｍ　Ｈ、で発振する高安定発
振回路、（８６）は混合回路、（８８）は２４．７８Ｍ
　Ｈ，信号のバンドパス用アンプである。（９０）は１
／１６分周回路である。（ＳＷＩ）は切り換えスイッチ
である。このスイッチ（ＳＷＩ）はＮＴＳＣ放送受信時
には、Ｎ側に接続される。

（９２）は受信モード判別回路であり、同期信号とキー
ドＡＦＣパルス信号によりｒＮＴＳＣ放送受信時か」、
ｒＭＵＳＥ放送受信時か」、「それ以外かｊを判別して
マイコン（３２）に出力すると共に、スイッチ（ＳＷＩ
）をＭＵＳＥ受信時にＭ　ｆｌｌＵに切り換え、ＮＴＳ
Ｃ受信時受信側に切り換える。

（９４）はＮＴＳＣ受信時用カウンタ制御パルス作戊回
作成あり、同期信号を入力して第６図のゲート信号（ｇ
ａｔｅ）、クリア信号（（１）、垂直同期信号（ＶＤ）
を出力する。

（９６）はＭＵＳＥ受信時用カウンタ制御パルス作戊回
作成あり、キードＡ、　Ｆ　Ｃパルス（Ｐ）を入力して
、第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）、第２クリア（Ｃ１２
）、カウンタデータ読み取り制御信号（Ｖ　Ｄ２）を作
成する。そして、選択出力回路（９８）は、受信モード
に応じて、この２つのパルス作成回路（９４）（９６）
からの信号を、選択してカウンタ回路（４６）とマイコ
ン（３２）に出力する。

（１００）はＡＦＣ禁止回路であり、ＭＵＳＥ受信時で
且つＡＧＣ電圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（ＳＷ
２）を開いて、読み取り制御信号（ＶＤ２）の入力を遮
断してＡＦＣ動作を禁止する。これは、弱電界受信時に
は、ＡＦＣ動作の信頼性が低下するからである。尚、Ｎ
ＴＳＣ放送受信時には、少々第２ＩＦ信号が欠落しても
、サンプル時間が長いので、ＡＦＣは大きくは誤動作し
ない。

上記動作を第９図第１０図第６図を参照しつつ説明する
。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネル
を受信するための標準分周比データをマイコン（３２）
がＰ　Ｌ　Ｌ用回路（３０）に出力する。そして、この
分周比データでしばらくの間受信を行つ。

そして、この後、受信判別回路（９２）が同期信号によ
りＮＴＳＣ受信モードであると判別すると、選択出力回
路（９８）はカウンタ回路（４６）にクリア信号（Ｃ１
）［第６図のＣ］とゲート信号（ｇａｔｅ）［第６図ｄ
］を出力し、マイコン（３２）に垂直同期信号（Ｖｏ）
を出力する。又、ＮＴＳＣ受信モートチすることはマイ
コン（３２）にも知らされマイコンはＮＴＳＣ用ＡＦＣ
動作を開始する。そして、スイッチ（ＳＷＩ）はＮ側に
接続される。

つまりカウンタ回路（４６）は、第５図と同様に動作し
、マイコン（３２）は、カウンタ回路（４６）のカウン
ト終了後にカウントデータを読み込んで、４フイ一ルド
間の平均化を行ないＮＴＳＣ受信時用基準データと比較
する。そして、第２１Ｆ信号の「ずれ」を検出し、前述
と同様にＰＬＩ、用回路（３０）の分周比を可変してＡ
、　Ｆ　Ｃ動作を行う。

又、選局後、端子（７２ａ）より出力された信号が図示
省略したＭＵＳＥデコーダに入力され、このＭ’ＵＳＥ
デコーダがＭＵＳＥ信号であると判断すると、このＢＳ
ヂューナ（１６）の端子（７４）よりキードＡＦＣパル
ス信号（Ｐ）が入力される。そして、受信判別回路（９
２）は、このキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）によりＭＵ
ＳＥ受信モードであると判別する。スイッチ（ＳＷｌ、
）はＭ側に接続され、マイコン（３２）はＭＵＳＥ用Ａ
ＦＣ動作を開始する。

選択出力回路（９８）はＭＵＳＥ用カウンター制御パル
ス作戒回作成９６）で作成した第２ゲート信号（ｇａｔ
ｅ２）第２クリア信号（Ｃｊ！２）制御信号（Ｖ　Ｏ２
）を出力する。

この信号を第１０図に示す。第１０図（ａ）はＭｔＪｓ
Ｅ信号に貴重される三角波を示している。

（ｂ）はＭＵＳＥデコーダより出力されるキードＡＦＣ
パルス信号を示している。（Ｃ）は第２クリア信号（Ｃ
Ｐ、２）、（ｄ）は第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を示
している。（ｅ）は制御信号（ＶＤ２）を示している。

この第１０図からも分る様にクランプ・レベル信号期間
であるキードＡＦＣパルス信号出力期間は、三角波の丁
度中央電位である。依って、ＭＵＳＥ信号受信時は、三
角波の影響により、カウンタ回路（４６）のカウントデ
ータ値がフィールドごとに変動することはない。従って
、１回のカウントデータでも論理上は、三角波の影響な
しにＡＦＣ動作を行なえる。しかし、実際には、この三
角波とＭＵＳＥ信号の重畳時のズレ、キードＡ、　Ｆ　
Ｃパルス信号の検出遅れ等により、やはり、最低でも１
週期（１フレーム）の間にサンプルした２つのデータを
平均化しなくてはならない。

尚、この従来例では、信頼性を高めるたぬに２フレ一ム
期間の４つのデータの平均ト、ＭＵＳＥ受信時用基準デ
ータとを比較してＡＦＣ動作を行っている。さらに、こ
の４つのデータの内、あまりにも大きく他のデータと、
かけ離れたカウントデータをマイコン（３２）は除外し
て平均化を行う安全策を採用している。又、あまりにも
大きく、基準データからかけ離れたカウントデータを除
外して、過去４回のカウントデータを平均化しても良い
。

第１１図に他の従来例を示す。この第１１図は第５図の
従来例と同様にマイコン（３２）でＮＴＳＣ受信時のク
リア信号（ｃＦりとゲート信号（ｇａｔｅ）を作成する
タイプである。又、ＮＴＳＣ受信時のカウンタ回路（４
６）へのカウント入力も第２ＩＦ信号の１　／２５６分
周信号である。

このマイコン（３２）は、同期分離回路（６８）から垂
直同期信号（ＶＯ）が入力されるとＮＴＳＣ放送受信時
であると判別してＮＴＳＣ用のＡＦＣ動作を行う。又、
キードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるとＭＵＳＥ
放送受信時であると判別して、ＭＵＳＥ用のＡＦＣ動作
を行う。そして、両信号とも入力されない時は、ＡＦＣ
動作を停止する。

つまり、Ｐ　Ｌ、　Ｉ、用回路（３０）の分周比の変更
を行なわず、分周比は前値ホールドされる。

（９３）はＭ　Ｕ　Ｓ　Ｅ放送受信時判別回路であり、
ＭＵＳＥ放送時にスイッチ（ＳＷ３）を開放して、誤っ
て垂直同期信号パルス（ＶＤ）が入力されるのを防止す
る。又、この判別回路（９３）は、常時、Ｎ側に接続さ
れているスイッチ（ＳＷ６）（ＳＷ７）（ＳＷＩ）を、
ＭＵＳＥ放送時にＭ側に切り換える。

（ＳＷ４）は常閉スイッチ、（ＳＷＳ）は常開スイッチ
、（１０２）はゲートパルス作成回路である。このゲー
トパルス作成回路（１０２）は、第１２図（ｂ）のキー
ドＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるつどに第１２図
（ｃ）の約１７６０秒遅延した遅延パルス信号（Ｇ）を
出力する。そして、第１２図（ｃ）の期間（Ｇ）の間、
常閉スイッチ（ＳＷ４）は開放される。又、第１２図（
ｃ）の期間（Ｇ）の間、常開スイッチ（ＳＷＳ）は閉じ
られる。つまり、このスイッチ（Ｓ　Ｗ　４　）　　（
Ｓ　Ｗ　５　）からは、６０Ｈｚの間隔で入力される正
規のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が通過し、ノイズ性
パルスは除去される。

（９７）は第２クリア信号（Ｃ記２）、第２ゲート信号
（ｇａｔｅ２）を作成するＭＵＳＥ用カウンタ制御信号
作戊回作成ある。カウンタ回路（４６）のカウンタ動作
期間は、精度良く設定しないとＡＦＣ動作の誤動作の原
因となるので、本実施例ではＩＯＭＨｚの発振回路（１
０４）の出力で第２ゲート信号（ｇａ、ｔｅ２）期間を
設定する。

（１０４）はＩＯＭＨｚの発振回路であり、第１３図（
ｂ）のクロック信号を出力する。（１０６）はキーパル
ス同期回路である。このキーパルス同期回路（１０６）
は、第１３図（ａ）のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が
入力された後にクロック信号が入力されたタイミングで
第１３図（Ｃ）の第２クリア信号（Ｃｆｆｉ２）を出力
する。、（１０８）は、この第２クリア信号（（，１２
）によりクリアされるカウンタである。（１１０）はゲ
ート信号作成回路であり、第２クノア信号（Ｃ１２）に
より、セットされて第１３図（ｄ）の第２ゲート信号（
ｇａｔｅ２）を立ち」二げる。

ゲート信号作成回路（１１０）はカウンタ（１０８）の
動作を許容する第１３図（ｅ）の信号（ｋ）を出力する
。

依って、カウンタ（１０８）はクロック信号のカウント
を開始する。カウンタ（１０８）はクロック信号を１６
０個カウントすると第１３図（ｆ）のリセット信号（Ｒ
）を出力する。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート
信号作成回路（１１０）は第２ゲート信号（ｇａ　ｔｅ
２　）を立ち下げる。又、ゲート信号作成回路（１１０
）は信号（ｋ）をローレベルとしてカウンタ（１０８）
の動作を禁止する。

（８５）は第３ＩＦ信号作戊用の高安定発振回路である
。（１１２）は３７８　Ｍ　Ｈｚの発振回路、（１１４
）は４ＭＨｚの水晶（精度１０−″）を備えたＥＣＬプ
ノスケーラを内蔵したＰＬＬ用回路であり、この分周比
は固定である。この様に、従来では、Ｐ　ＬＬループを
形成して発振回路（１１２）を制御して、その発振周波
数変動を±３７．８ＫＨｚ以内に抑さえこんだ。

尚、このＢＳチューナでも、ＭＵＳＥ放送の弱電界受信
対策を行なっても良い。例えば、前例と同様にＡＧＣ信
号により、弱電界受信時を検出してＡＦＣ動作を停止し
ても良い。又、弱電界になるほど、平均化するための期
間を、（例えば８フレ一ム期間になるように）長く設定
変更しても良い。又、キードＡＦＣパルス信号の入力期
間にうンプを点灯してＭＵＳＥ放送受信モードであるこ
とを知らしても良い。又、同期信号又は、第５図のＰＣ
Ｍデコーダ（５０）の端子（５０ａ　）出力を利用して
、ランプを点灯してＮＴＳＣ放送受信時であることを知
らせる様にしても良い。

又、ＭＵＳＥデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、ｔＪ　ＦＮ　Ｆ、ＶＨＦ％　ＣＡＴＶ受信用のＴＶ
チューナも内蔵する様にしても良い。尚、この時、発振
回路（８４）（１１２）の発振周波数はＴＶのチャンネ
ル伝送帯域に重ならないようにチャンネルとチャンネル
の間の周波数に設定する。

第１４図に他の従来例を示す。尚、第１１図と同一部分
には同一符号を付して重複説明を省略する。第１４図に
於いて、（１３０）はゲートアレイＩＣである。つまり
、この従来例では、回路をＩＣ化している。そして、こ
のゲートアレイ（１３０）は、第３１Ｆの有無を検出し
て、第３１Ｆが無い時にＡＦＣ動作を停止せしめる（前
値ホールドする）ものである。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンコンバ
ータ（８０）が故障した時には、ＡＦＣが誤動作するた
め、このＡＦＣ動作を停止せしめる安全策を、このゲー
トアレイＩ　Ｃ（１３０）が採用している。

第１４図に於いて、（９３’）はＭＵＳＥ放送受放送受
信口判別回路、ＭＵＳＥ受信時受信側ことを選局用マイ
コン（３２’）に知らせる。又、この判別回路（９３’
）はスイッチ（ＳＷ３’）を切り換える。

つまり、通常Ｎ側に接続されたスイッチ（ＳＷ３゛）を
ＭＵＳＥ受信時受信側に切り換えて、カウンタ制御信号
作成回路（９７）で整形したキードＡＦＣパルス（疑似
第２ゲート信号）　（ｇａｔｅ２’）を選局用マイコン
（３２’）に入力する。

選局用マイコン（３２’）は、判別回路（９３’）がら
の信号により、ＮＴＳＣ受信時か、ＭＵＳＥ受信時受信
側識して、そのモード用のプログラムを実行する。そし
て、スイッチ（ＳＷ３’）がらの垂直同期信号または疑
似第２ゲート信号（ｇａＬｅ２’）の立ち下がりにより
タイミングを設定されてカウンタ回路（４６）のデータ
を取り込む。

（１，２０）はこの従来例の特徴を示すＤフリップフロ
ップである。このＤフリップフロップ（１２０）のクロ
ック端子（ＣＫ）には第３ＩＦ信号が供給される。つま
り、このＤフリップフロップ（１２０）は第１１図の第
２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を第３１Ｆ信号の周期で遅
延した疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）を出力する
。もし、第３ＩＦ信号が無くなると、このＤフリップフ
ロップ（１２０）は第３ＩＦ信号が無くなる前の値（通
常はＯ）を保持する。このため、選局マイコン（３２’
）には、疑似第２ゲート信″＋（ｇａｔｅ２’）は与え
られず、選局マイコン（３２’）はデータの取り込みを
行なわず、ＡＦＣ動作は実質的に停止する。

つまり、第１４図では、第１１図と同様にして作成した
第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）をＤフリップフロップ（
１２０）のＤ端子に入力する。第３ＩＦ信号は、Ｄフリ
ップフロップ（１２０）のクロック端子（ＣＫ）に入力
される第３ＩＦ信号がなくなると、Ｄフリップ７０ツブ
（１２０）の出力端子（Ｑ）からは、通常出力（疑似第
２ゲート信号、ｇａｔｅ２’）は無くなる。そして、こ
の疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）の立ち下がりは
、選局マイコン（３２’）でデータの読み込みタイミン
グ用のパルスとして使用されているので、選局マイコン
（３２’）はデータの読み込みを停止する。

この為、第３１Ｆ信号が無くなった時点でのＡＦＣ動作
によるＰ　Ｌ　Ｌ用回路（３０）の値が保持される。

上記の如く、第１４図の従来例では、第３ＩＦ信号が無
くなると疑似第２ゲート信号（ｇａ　Ｌｅ２　’　）の
選局マイコン（３２°）への供給を停止して、ＡＦＣ動
作を停止せしめている。

尚、上記従来例では、ゲート信号作成回路（１１０）と
スイッチ（Ｓ　Ｗ　７　）との間にＤフリップフロップ
（１２０）を設けたが、これはスイッチ（ＳＷ７）とス
イッチ（ＳＷ３゛）との間に設けても良い。

又、この従来例では、Ｄフリップフロップ（１２０）１
個で第３１Ｆ信号欠落時の誤動作を防止したが、これは
別に、第３ＩＦ信号の欠落状態検出回路と、この検出回
路の出力で選局マイコン（３２’）のＭＵＳＥ受信時の
ＡＦＣ動作を停止せしめる停止回路とを、別々に設（う
て実施しても良い。尚、この様にすれば、信頼性は向上
する。又、第１図の回路にも当然適用出来、ＮＴＳＣ受
信時にもＮＴＳＣのＡＦＣ動作を停止（前値ホールド）
しても良い。

上記の従来例において、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路
（８０）から出力される第３１Ｆ信号の周波数は、この
ＢＳチューナに内蔵された、又は近接配置される通常の
ＶＨＦ、ＵＨＦ、ＣＡＴＶチューナに悪影響を与えない
ように、たとえば、第１５図に示すように設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用ＴＶ
においては、音声中間周波数信号ＳＩＦの周波数は５４
．２５Ｍ　Ｈ７、映像中間周波数信号ＶＩＦの周波数は
５８．７５Ｍ　ＨＺに設定されている。ＢＳチューナの
Ａ、　Ｆ　Ｃ用ダウンコンバータ回路（８０）から出力
される第３１Ｆ信号（ＩＦ）の周波数が２４、７８Ｍ　
Ｈ、に設定されると、その第３ＩＦ信号の第２高調波（
ＩＦ２）の周波数は４９．５６Ｍ　Ｈ，どなる。このよ
うに、第３１Ｆ信号の第２高調波の周波数が音声中間周
波数信号の周波数および映像中間周波数信号の周波数と
重ならないように、第３ＩＦ信号の周波数が設定される
。また、第３ＩＦ信号の第３高調波（ＩＦ３）の周波数
が音声中間周波数信号（Ｓ　Ｉ　Ｆ）および映像中間周
波数信号（ＶＩＦ）の周波数と重ならないように、第３
１Ｆ信号の周波数が設定される。

また、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路（８ｏ）に含まれ
る発振回路（８４）、（１１２）の発振周波数は、第１
６図に示すように、日本のテレビジョン放送においては
、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との間に、空き領域が存在（ＳＲ
）する。したがって、発振回路（８４）、（１１２）か
ら出力される発振信号（ＯＳＣ）の周波数が２２２Ｍ　
Ｈ２〜４７０Ｍ　Ｈ２の間に設定される。

この場合において、発振信号（ＯＳＣ）の第２高調波戒
分（Ｏ５Ｃ２）がいずれがのチャンネルにおける映像キ
ャリア（ｆｐ）および音声キャリア（ｆｓ）の周波数と
重ならないように、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が設定
される。たとえば、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が３７
８ＭＨ，に設定されると、第２高調波戒分（Ｏ５Ｃ２）
の周波数は６０チヤンネルの映像キャリア（ｆｐ）の周
波数と音声キャリア（ｆｓ）の周波数とのちょうど中間
になる。

もし、第１７図に示すように、Ｖ　ＨＦ　４１とＵ　Ｅ
（Ｆｌとの間の空き領域にチャンネルが割当てられると
、発振回路（８４）、（１，１２）から出力される発振
信号の周波数は、それらのチャンネルにおける映像キャ
リア（ｆｐ）の周波数および音声キャリア（ｆｓ）の周
波数と重ならないように設定される。第】７図において
は、発振信号の周波数が、音声キャリア（ｆｓ）の周波
数３７７、７５Ｍ　Ｈｚと映像キャリア（ｆｐ）の周波
数３７９．２５Ｍ　ＨＺどの間の３７８１ｖｆＦＬｚに
設定されている。又、この３７８Ｍ　Ｈ、は、ちょうど
チャンネルとチャンネルの間の境の周波数である。

以上のように、上記従来例によれば、第２ＩＦ信号が周
波数混合方式により第３ＩＦ信号に変換される。そのた
め、第２ｆＦ信号の変動分は分周されない。したがって
、第２ＩＦ信号の周波数変動が精度良く検出されること
ができ、高精度のＡＦＣ動作が可能となる。

（ハ）発明が解決しようとする課題 このように、ＢＳチューナでハイビジョン放送を受信す
るためには、第２中間周波数信号をダウンコンバートす
るダウンコンバータ（８０）が必要となり、コストアッ
プとなる。又、このダウンコンバータ（８０）の発振周
波数（ＯＳＣ）及び第３中間周波数（ＩＦ３）の選定が
厄介である。

（ニ）課題を解決するための手段 本発明は、第２中間周波数信号を分周し、この分周出力
を所定時間の間カウントするカウンタ回路（４６）と、
このカウンタ回路（４６）の動作タイミングを制御する
と共にカウント結果を入力してＡＦＣ動作を行う制御回
路（３２）と、受信状態がＭＵＳＥ信号受信時か否かを
判別してＭＵＳＥ判別信号を前記制御回路（３２）に出
力するＭＵＳＥ判別回路と、ＭＵＳＥ判別信号入力時に
キードＡＦＣパルス（Ｐ）を前記制御回路（３２）に入
力し、ＭＵＳＥ判別信号非入力時に垂直同期信号パルス
（ＶＯ）を前記制御回路（３２）に入力するスイッチ回
路（１２２）とを備え、 前記制御回路（３２）はＭ　Ｕ　Ｓ　Ｅ信号の入力／非
入力に関係なく前記スイッチ回路（１２２）からのパル
ス信号によりカウンタ回路（４０）を垂直帰線期間の前
記所定時間の開動作せしめてカウント結果を入力し、又
、Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅ信号の非入力時には、映像期間の前記
所定時間の間も、カウンタ回路（４０）を動作せしめて
カウント結果を入力し、これらのカウント結果を平均化
して第２中間周波数のずれを検出してＰＬＬ回路（３０
）を制御することを特徴とする。

又、本発明は、第２中間周波数信号を分周し、この分周
出力をカウントするカウンタ回路（４６）と、このカウ
ンタ回路（４６）の動作タイミングを制御すると共にカ
ウント結果を入力してＡＦＣ動作を行う制御回路（１２
２）（３２）と、受信状態がＭＵＳＥ信号受信号受信−
を判別してＭＵＳＥ判別信号を前記制御回路（３２）（
１２２）に出力するＭＵＳＥ判別回路と、ＭＵＳＥ判別
信判別信号入力−ドＡＦＣパルス（Ｐ）を制御回路（３
２）に人力するスイッチ回路（１２２）とを備え、前記
制御回路（３２）（１，２２）は、ＭＵＳＥ信号受信号
受信−ドＡＦＣパルス（Ｐ）にタイミング制御されて３
値音声信号が内挿されている垂直帰線期間の間、前記カ
ウンタ回路（４６）を動作せしめて前記第２中間周波数
信号の周波数を検出してＡＦＣ動作を行なうと共に、Ｎ
ＴＳＣ信号受信時には垂直同期信号パルス（ＶＤ）にタ
イミング制御されて少なくとも垂直帰線期間の間、前記
カウンタ回路（４６）を動作せしめて前記第２中間周波
数信号の周波数を検出してＡＦＣ動作を行なうことを特
徴とする。

（ホ）作用 本発明は、ハイビジョン放送の場合、レベ／ｌ、［動が
小さい音声信号期間の第２中間周波数信号の分周信号を
カウントすることにより、第２中間周波数信号の周波数
を検出して、ＡＦＣ動作を行う。

これは、音声信号期間のレベルは、平均化すると中間レ
ベルとなるからである。

つまり、映像期間は、その時の画像が明るい画面か暗い
画面がで、大きくそのレベルが変動する。そのため、こ
の信号をＦＭ変調した信号である第２中間周波数信号の
周波数もその画面の明暗に応じて大きく変動する。

これに対して、音声信号期間は、平均化すると中間レベ
ル（１２８／２５６）に近い。

これは、まず音声信号が第３図に示す如く中間レベル（
１，２８／２５６）を含む３値信号として送られており
、しがも、その正ピーク（２）と負ピーク（０）の値が
映像信号に比べて小さいからである。

又、この音声信号のデータ圧縮のための符号化は準瞬時
圧伸差分符号化を用いているが、基本的な符号化は、２
の補数（２°Ｓコンブリメント）を用いている。この２
の補数による符号化は、例えば第４図に示す如く、入力
される信号の変動が小さくても正負対称の信号であれば
略「ｏ」と「１」の発生する確率が一方に偏ることはな
い。

このように音声信号期間の周波数を検出して、平均化す
れば、そのレベルは、略中間レベルとなり、音声の内容
に関係なく平均的な、第２中間周波数を検出出来る。

（へ）実施例 第１図に本発明の一実施例を示す。尚、図に於いて、従
来例と同一部分には同一符号を付した。

第１図に於いて、（１，２０）はＭＵＳＥ受信の判別回
路である。この判別回路（１２０）はリトリガラブルモ
ノマルチよりなる。そして、この判別回路（１２０）は
、６０Ｈｚ周期でキードＡＦＣパルス（Ｐ）が入力され
続ける限り、ＭＵＳＥ判別信号を出力し続ける。

（１２２）はスイッチ回路であり、ＭＵＳＥ判別信号が
入力されると、切り換わり、垂直同期信号パルス（ＶＤ
）の代わりにキードＡＦＣパルス（Ｐ）をマイコン（３
２）に入力する。

（１２４）はバッファ回路（１２６）は出力゛反転回路
である。

上記回路に於いて、通常受信時には、第５図の従来例と
同様に動作する。

又、Ｍ　Ｕ　Ｓ　Ｅ放送（ハイビジョン放送）受信時に
は、ＭＵＳＥデコーダ（７０）よりキードＡＦＣパルス
（Ｐ）がＥＳチューナ（１６）に入力される。このキー
ドＡＦＣパルス（Ｐ）はバッファ回路（１，２４）を介
して、リトリガラブルモノマルチ（１，２０）に入力さ
れる。これにより、このモノマルチ（１２０）が駆動さ
れて、ＭＵＳＥ判別信号を出力する。これにより、スイ
ッチ（１２２）は同期分離回路（６８）側より、山刃反
転回路（１２６）側に接続される。これにより、マイコ
ン（３２）にはキードＡＦＣパルス（Ｐ）が入力される
。マイコン（３２）はキードＡＦＣパルス入力時より、
動作して、通常放送受信時と同様に１０２４μ秒期間、
カウンタ回路（４６）を動作させて第２１Ｆ中間周波数
信号の１．／２５６分周周波数をカウントする。このカ
ウント期間は、第２図の斜線部分に相当する。又、通常
放送では、第６図ｄに示した様に映像信号期間（Ｃ）も
カウントしたが、ＭＵＳＥ信号受信時には、行なわない
。

つまり、選局用マイコン（３２）は、ＭＵＳＥ判別信号
の非入力時は、スイッチ回路（１２２）からのパルス入
力があると１０２４μ秒間カウントを行うと共にこれよ
り所定期間能れた期間（第６図ｄのＣ）のカウントを１
０２４μ秒行う。そして、これらを平均化している。

又、ＭＵＳＥ判別信号の入力時は、スイッチ回路（１，
２２）からのパルス入力があると１０２４μ秒間のカウ
ントを行う。そしてこれらを平均化している。

尚、本実施例では、キードＡ　ｌ”　Ｃパルス（Ｐ）の
入力の「有」によりＭＵＳＥ判別を行なったが、これは
、同期分離回路（６８）の出力の「無」によりＭＵＳＥ
判別を行なっても良い。又、両者を利用しても良い。

（ト）発明の効果 上記の如く、本発明に依れば、ダウンコンバータを使用
することなくハイビジョン放送対応の■３Ｓチューナを
実現出来る。依って、ダウンコンバータの削除によりコ
ストダウンが図れる。又ダウンコンバータの削除により
発振周波数の選定、第３中間周波数の選定が不要となる
。

【図面の簡単な説明】

第】図は本発明の一実施例を示す図、第２図はカウント
期間を示す図である。 第３図及び第４図は本発明の詳細な説明するための図で
ある。 第５図は第１の従来例を示す図、第６図はその波形図で
ある。 第７図はＭＬＪＳＥ信号の信号割り当てを示す図である
。 第８図は第２の従来例であり、ハイビジョン対応のＢＳ
チューナの図である。 第９図は第３の従来例を示す図、第１０図はその動作波
形図である。 第１１図は第４の従来例を示す図、第１２図第１３図は
その動作波形図である。 第１４図は第５の従来例を示す図である。 第１５図第１６図第１７図はダウンコンバータによる周
波数の選定を説明するための図である。 （３２）・・・マイコン（制御回路）、（４６）・・・
カウンタ回路、 （３４〉・・・ＦＭ復調ブロック、 （１２２）・・・スイッチ回路（制御回路）、（Ｐ）・
・・キードＡＦＣパルス、 （Ｖｎ）・・・垂直同期信号パルス、 （６８）・・・同期分離回路、 （］６）・・・ＢＳチューナ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第２中間周波数信号を分周し、この分周出力を所
   定時間の間、カウントするカウンタ回路（４６）と、 このカウンタ回路（４６）の動作タイミングを制御する
   と共にカウント結果を入力してＡＦＣ動作を行う制御回
   路（３２）と、 受信状態がＭＵＳＥ信号受信時か否かを判別してＭＵＳ
   Ｅ判別信号を前記制御回路（３２）に出力するＭＵＳＥ
   判別回路と、 ＭＵＳＥ判別信号入力時にキードＡＦＣパルス（Ｐ）を
   前記制御回路（３２）に入力し、ＭＵＳＥ判別信号非入
   力時に垂直同期信号パルス（Ｖ＿Ｄ）を前記制御回路（
   ３２）に入力するスイッチ回路（１２２）とを備え、 前記制御回路（３２）は、ＭＵＳＥ信号の入力／非入力
   に関係なく前記スイッチ回路（１２２）からのパルス信
   号によりカウンタ回路（４０）を垂直帰線期間の前記所
   定時間の間、動作せしめてカウント結果を入力し、又、
   ＭＵＳＥ信号の非入力時には、映像期間の前記所定時間
   の間も、カウンタ回路（４０）を動作せしめてカウント
   結果を入力し、これらのカウント結果を平均化して前記
   第２中間周波数のずれを検出してＰＬＬ回路（３０）を
   制御することを特徴とするハイビジョン対応ＢＳチュー
   ナ。
2. （２）第２中間周波数信号を分周し、この分周出力をカ
   ウントするカウンタ回路（４６）と、このカウンタ回路
   （４６）の動作タイミングを制御すると共にカウント結
   果を入力してＡＦＣ動作を行う制御回路（３２）（１２
   ２）と、 受信状態がＭＵＳＥ信号受信時か否かを判別してＭＵＳ
   Ｅ判別信号を前記制御回路（３２）（１２２）に出力す
   るＭＵＳＥ判別回路とを備え、 前記制御回路（３２）（１２２）は、ＭＵＳＥ信号受信
   時にキードＡＦＣパルス（Ｐ）にタイミング制御されて
   ３値音声信号が内挿されている垂直帰線期間の間、前記
   カウンタ回路（４６）を動作せしめて前記第２中間周波
   数信号の周波数を検出してＡＦＣ動作を行なうと共に、
   ＮＴＳＣ信号受信時には垂直同期信号パルス（Ｖ＿Ｄ）
   にタイミング制御されて少なくとも垂直帰線期間の間、
   前記カウンタ回路（４６）を動作せしめて前記第２中間
   周波数信号の周波数を検出してＡＦＣ動作を行なうハイ
   ビジョン放送対応ＢＳチューナ。