JPH0368350B2

JPH0368350B2 -

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Publication number: JPH0368350B2
Application number: JP56106164A
Authority: JP
Inventors: Dei Uinsuro Fuiritsupu
Original assignee: Yokogawa Hewlett Packard Ltd
Current assignee: Hewlett Packard Japan Inc
Priority date: 1980-07-14
Filing date: 1981-07-07
Publication date: 1991-10-28
Also published as: US4359682A; JPS5748666A

Description

【発明の詳細な説明】本願発明は一般的に回路の出力反射係数又は帰
還損失（リターン・ロス）を測定するための方
法、特に自動レベル制御ソース（すなわち、
ALCソース）の出力反射係数を測定することに
関する。

ALCソース（レベル補償器として知られてい
る）は、正確に調整された振幅を有する出力信号
を発生する回路である。

第１図に示された従来技術に係る典形的ALC
ソースにおいて、ソース信号は変調器１２の入力
端に印加されて、出力信号を発生する。そして振
幅検出器が、増幅器出力信号の振幅に比例した
D.C.信号を発生するために使用される。振幅検出
器からのD.C.信号と基準信号Vref間の差が発生
される。そして出力信号の振幅を一定に保持する
ため、前記信号の差は変調器の利得調整用として
使用される。このとき振幅の値は、Vrefの値に
よつて決定される。

レベリング・ループが定常状態条件に落ちつい
た後、変調器は出力信号の振幅をほぼ一定に保持
する。そのため、変調器は理想的な電圧源と電気
的に等価となる。ALCソースの出力インピーダ
ンスは、変調器の出力端と直列に特定のインピー
ダンス素子を接続することによつて選択される。
出力インピーダンスの値は典形的には、50Ω又は
75Ωの標準値に選択される。

ALCソースはしばしば信号発生器の出力ポー
ト側に用いられて、発生信号の振幅を正確に規定
する。信号発生器の出力反射係数は、信号発生器
からの信号に対するテスト回路の応答に影響を与
えるため、正確に決定することが重要である。こ
のためには、ALCソースの出力反射係数を測定
する能力を必要とする。出力インピーダンスは一
般に50Ω又は75Ωとなるように選択されるが、表
遊容量及び表遊インピーダンスが出力インピーダ
ンスに影響を与える寄生インピーダンスを生じさ
せることがある。更にALCソースの出力インピ
ーダンスを規定するインピーダンス要素の選択に
誤差が生じる可能性があるため、当該要素のイン
ピーダンスから単に計算するのではなく、ALC
ソースの実際の出力インピーダンスをテストする
ことが重要である。寄生インピーダンスは一般に
電圧に依存している。従つて標準化された動作条
件のもとで測定されなければならない。また、増
幅器の出力は、ALCソースが有効であるときの
み理想的電圧源に近似されるので、動作状態のも
とでALCソースの出力反射係数を測定する方法
が工夫されなければならない。

回路の出力ポートに方向性ブリツジ
（directional bridge）を取り付け、ALCソース
に該ブリツジを通してテスト信号を送ることによ
つて、回路の出力反射係数を測定する方法が知ら
れている。前記テスト信号は、回路出力インピー
ダンスZoutと伝送線路特性インピーダンスZoが
等しくないため、ALCソースの出力ポートでそ
の一部が反射される。反射信号とテスト信号の間
の比は反射係数ρに等しく、ρ＝（Zout−Zo）／
（Zout＋Zo）で表わされる（Millman及びTaub
著「Pulse Digital and Switching Waveforms」
Mc Graw Hill Book Co、、1965年 P.90〜93
参照）。

かくして出力インピーダンスはZoと、テスト
信号及び反射信号間の相対，振及び位相から決定
することができる。

しかしながら、出力インピーダンスを測定する
ための上記方法は、ALCソースに適用すること
ができない。テスト信号をALCソースの出力ポ
ートに印加すれば、このテスト信号の一部が
ALCソースの出力端で単に反射されてこれが
ALCソース本来の出力信号に重畳するされるだ
けであるから他のものと同じようにして反射係数
を測定することができるはずである、と期待する
かもしれない。しかし、実際には反射は期待した
ようには起こらず、反射係数の測定はうまくいか
ない。本願発明者の研究の結果、この原因は、テ
スト信号の周波数がALCソース内のレベリング
ループの応答する帯域内に入つている場合にはこ
のテスト信号までがフイードバツクされてしまう
ことによつてALCソース本来の出力信号が振幅
変調及び位相変調されることにより、テスト信号
の振幅には比例するが反射係数には比例しない信
号成分が現われてALCソース出力に重畳される
ためであることが判つた。具体的にどのような信
号成分が現われるかについては、実施例の説明中
で詳細な解析を行なつているので、そちらを参照
されたい。このような理由により、出力インピー
ダンスを決定するための従来技術の方法はALC
ソースに適用することができない。

本発明は、自動レベル制御ソース（すなわち
ALCソース）を含む信号ソースの出力反射係数
を測定するための方法を提供する。ALCソース
において、周波数fsを有するソース正弦波は変調
器の入力ポートに印加され、そして変調器の出力
ポートに正確な一定振幅且つ搬送周波数fsを有す
る正弦波出力信号を発生する。

このALCソースの出力反射係数を測定するた
め、まず従来と同じように、ALCソースの出力
ポートに対して既知インピーダンスの伝送線路を
介してテスト信号を印加する。このテスト信号の
周波数はfsとは異なるftの正弦波とし、またその
振幅はALCソースの出力信号の振幅よりもずつ
と小さくしておく。テスト信号の印加によつて
ALCソースの出力信号中に出力信号の変動分
（perturbed output signal）が現われる。この変
動分は、搬送波周波数がfsであり振幅変調及び位
相変調がかかつた正弦波である（詳細は実施例を
参照のこと）。振幅変調成分は検波されて、変調
信号が発生される。テスト信号に対する変調信号
の相対振幅は、ALCソースにおける出力反射係
数の絶対値を決定するために用いられる。

あるいは、テスト信号は、搬送周波数fsに等し
い周波数ftを有するように選択される。このテス
ト信号の位相をある範囲に渡つてステツプ的にあ
るいは連続的に変化させる。この範囲は、その中
で位相を変化させる間に出力信号の振幅が、位相
を０から2πまで１回りさせた場合に得られる最
大値及び最小値をそれぞれ少なくとも１回ずつ取
るように定める。そして出力信号振幅の最大値と
最小値の間の差が決定され、この差がテスト信号
のピーク振幅値の２倍によつて割られる。すると
ALCソースにおける出力反射係数の絶対値が得
られる。ある範囲の値にわたつて位相をステツプ
状に変化させる方法において、出力信号の最大値
及び最小値を決定するために振幅検出器が使用さ
れる。また位相がある範囲の値にわたつて掃引さ
れる方法において、出力信号の最大値と最小値の
間の差は、振幅変調検出器によつて測定される。

自動レベル制御ソース（以下ALCソースとい
う）は一般にその出力インピーダンスが標準の値
（例えば50Ωあるいは75Ω）となるように設計さ
れているが、出力インピーダンスの実際の値は、
回路素子の選択の際の誤差や回路素子の動作が理
想的なものからずれていることにより、設計値か
ら変わつてしまうことがある。特に動作状態のも
とにおける回路要素の標遊容量及び漂遊インダク
タンスは、総合出力インピーダンスに影響を与え
る。動作状態のもとにおける出力インピーダンス
の正確な把握は、ALCソースによつて供給され
る出力信号を評価するために必要である。なぜな
ら設計された出力インピーダンス値からの偏差が
出力ポートに反射信号を発生させ、もつて出力信
号を動揺させるからである。

以下、図面を用いて本発明を詳述する。

第１図は従来から知られているALCソースの
ブロツク図である。本図においてソース１１は変
調器１２の第１入力端にソース信号を供給し、ノ
ード１９に搬送周波数fsの出力信号を発生する。
AC／DC変換器１５は、出力信号を変調するた
め、搬送信号の振幅に比例したりD.C.信号を発生
する。積分器１７は、前記D.C.信号と基準電圧源
１６の電圧Vrefとの間の差の積分値に比例した
差信号を発生する。前記差信号は変調器１２の第
２入力端に印加され、変調器１２の第１の入力に
印加されるソース信号を変調する。このことによ
り出力信号の振幅が一定に保持される。寄生イン
ピーダンスを有さず、且つノード１９における電
圧の振幅を一定に保持する完全な調整作用を有す
る理想的ALCソースにおいて、出力ポート１４
の出力インピーダンスは、ノード１９とポート１
４の間に接続された要素１３のインピーダンス値
に等しい。

第２図は、本発明に係る装置全体を示したブロ
ツク図である。

非理想的ALCソースのテブナン等価回路が第
２図にブロツク２０として示されている。第１図
のソース１１、変調器１２、及びAC／DC変換器
１５の組み合せによるインピーダンスは、第２図
においてインピーダンスZsを有する要素２１０
によつて表わされている。要素２１０は理想的正
弦波発生器２２と直列に接続される。前記発生器
２２は振幅Vs、周波数fsの信号を発生する。第
１図に示された要素１３のインピーダンス値と寄
生インピーダンス値の和に等しいインピーダンス
値Zoutを有する要素２３が要素２１０と直列に
接続されている。出力ポート２４及びノード２９
は、第１図に示したポート１４及びノード１９に
それぞれ対応している。ALCソース２０から伝
搬していく信号V^oは信号２１６として示されて
いる。以下の説明において、〓印を付けた電圧又
は電流は、位相情報も含んだ複素変数を示してい
る。これに対して、〓印のない電圧又は電流は、
スカラ値を表わしている。ノード２９から発生器
２２へ向かう点線は、発生器２２から発生された
ソース信号の振幅Vsを調節して、ノード２９の
信号が一定振幅Vnomを維持するよう制御すると
いうことを示している。

Zoutの値をテストするために、例えばヒユー
レツト・パツカード社製HF信号発生器モデル
3335Aのような信号ソース２１３が出力ポート２
４に結合される。このことにより振幅Vt及び周
波数ftを有する小さな正弦波テスト信号２１５が
出力ポート２４に印加される。VtはVnomより
小さく選択されているため、テスト信号はALC
ソース２０の動作を乱さないであろう。特性イン
ピーダンスZoを有する方向性ブリツジ２１２は
ソース２１３をポート２４に結合し、出力信号の
解析を容易にするためにテスト信号２１５と出力
信号２１６とを分離するために使用される。かく
してソース２１３は方向性ブリツジの入力ポート
２１４に結合され、また信号検出器２１８は方向
性ブリツジの出力ポート２１７に結合される。更
にポート２４は、方向性ブリツジの伝送ポート２
１１に結合される。

もしZsがゼロならば、テスト信号２１５によ
るノード２９の電流はノード２９にいかなる電圧
降下も生じさせない。それ故、上述した差信号の
動揺によつて変調器１２（第１図参照）と相互作
用することはないであろう。このような場合に出
力信号２１６は、振幅がVnomであつて周波数が
fsのALCソース信号と、振幅がｒ・Vtの反射信
号との和になるであろう。ここで、ｒは反射係数
の絶対値である（すなわち、ｒ＝｜ρ｜＝｜
（Zout−Zo）／（Zout＋Zo）｜）。

Zsがゼロでないとき、テスト信号２１５はノ
ード２９に電圧降下を発生させる。前記電圧降下
は発生器２２からの信号に付加されて、電圧V^n
を生じる。発明の詳細な説明の末尾に記載された
付録に示されるように、不等周波数の２つの信号
の和である信号は、振幅と位相の両方が変調され
ている正弦波信号に等しい。ALCソース２０は、
発生器２２により発生された信号V^sを適当に変
調することによつて、ノード２９における信号の
振幅変動を取り除くように設計されている。それ
故、ノード２９の信号V^nは一定振幅を有し、位
相変調信号となる。V^nにおける位相変調は、出
力信号２１６の位相変調成分に影響を与える。し
かしρに比例するような振幅変調成分には影響を
与えない。かくして検出器２１８として振幅変調
検出器（例えばヒユーレツト・パツカード社製モ
デル1096A）が使用される。

出力信号２１６の振幅変調成分がρに比例する
ということは、次の様に理解することができる。
テスト信号２１５は、発生器２１３からノード２
４に向つて流れる進行波電流I^tに相当する。この
電流は方向性ブリツジ内に電圧V^t＝I^tZoを発生
させ、そしてZout及びZs間に電圧降下を生じさ
せる。また出力信号２１６は、ノード２９から検
出器２１８の方に流れる進行波電流I^o＝V^o／Zo
に相当している。これら電流は、V^n＋（I^t−I^o）
Zout＝V^n＋（V^t−V^o）Zout／Zoに等しい電圧を
ポート２４に発生する。この電圧はまた、出力境
界２１１の導波管電圧：V^t＋V^oに等しい。従つ
て、V^o＝ρV^t＋ZoV^n／（Zout＋Zo）である。

後に述べる付録に示されるように、周波数ｆの
振幅変調信号V^は、V^c＋V^aと書くことができ
る。ここで、V^cは搬送周波数ｆの純正弦波であ
り、V^aはｆを中心として対称な周波数分布を有
する振幅変調成分である。同様に、周波数ｆの位
相変調信号V^′、及び位相と振幅の両方が変調さ
れている周波数ｆの信号V^″は、それぞれ、V^c′＋
V^p′、及びV^c″＋V^a″＋V^p″と書くことができる。
ここで、V^c′とV^c″は周波数ｆの正弦波であり、
V^a″は振幅変調成分であり、そしてV^p′とV^p″は、
ｆを中心として反対称周波数分布を有する位相変
調成分である。従つて、V^nは、V^nc＋V^npと書
くことができ、かつV^tは、V^ta＋V^tpと書くこと
ができる。V^oについての等式は更に、V^o＝ρ
（V^ta＋V^tp）＋Zo（V^nc＋V^np）／（Zout＋Zo）
と変形できる。これはV^oの振幅変調成分（すな
わちρV^ta）がρに比例するということを示して
いる。しかしながら、位相変調成分（即ち、
ρV^tp＋ZoV^np／（Zout＋Zo））及び搬送周波数
成分（即ち、ZoV^nc／（Zout＋Zo））はρに比例
していない。

上式は、トード２９の電圧V^nが一定振幅を有
していると仮定した場合である。この仮定は、フ
イードバツクループが、ノード２９における信号
の振幅の特性変化時間よりも、はるかに短い応答
時間Ｔを有することを必要とする。周波数fsとft
の信号波の和は、ビート周波数｜ft−fs｜の振幅
変調を生じさせるため、ALCソースがこの変調
を取り除くためには、Ｔは｜fs−ft｜^-1よりも小
さくなければならない。逆に、周波数fsを有する
主要信号のひずみは、Ｔが該主要信号の周期fs^-1
よりもずつと大きいときにのみ避けられる。fsと
Ｔは、テストされている、ALCソース２０によ
り決定される。よつてテスト信号の周波数ftは、
上記条件を満足するように選択される。例えば、
1MHzの搬送周波数fsに対して、テスト信号は典
形的には、0.1〜10Hzだけfsから離れた周波数を
有している。

振幅変調検出器２１８は振幅変調の大きさのみ
を測定するため、ρの絶対値（即ち、ｒ）のみが
決定される。一般に、ALCソース２０からの反
射信号の振幅のみが、ZoutからのALCソース出
力インピーダンス偏差に基づく負荷電力エラーを
計算するときに使用されるので、通常はｒだけが
注目される。

ｒの値は、振幅変調成分のテスト信号振幅に対
する比の２倍に等しい。ｒの計算は（モトローラ
社製MC6800Aのような）マイクロプロセツサ２
１９において実行することができる。前記マイク
ロプロセツサ２１９は、Vtの値を読み取るため
にソース２１３に結合され、且つ振幅変調成分の
大きさを読み取るために検出器２１８にも結合さ
れている。

反射係数ρの大きさｒはまた、ALCソース２
０と同じ周波数（即ち、ft＝fs）を有する搬送波
上のテスト信号V^tを使つてテストすることがで
きる。小さなテスト信号の影響は、テスト信号
V^t及び発生器２２のソース信号V^sについてV^nを
解くことによつて理解することができる。オーム
の法則から、V^nは、V^s＋（I^t−I^o）Zsに等しく、
これは更に、V^s＋（V^t−V^o）Zs／Zoと変形でき
る。V^oに対して既に得られた等式（即ち、V^o＝
ρV^t＋ZoV^n／（Zout＋Zo））は、この等式から
V^oを除去するために使用され、V^n＝〔（Zout＋
Zo）V^s＋2ZsV^t〕／（Zout−Zo−Zs）を得るこ
とができる。ここでV^nは、搬送周波数fsの位相
変調信号であり、V^sは搬送周波数fsの振幅変調
信号であり、且つV^tは周波数fsの正弦波である
ため、これらの信号はそれぞれ、V^nc＋V^np、
V^sc＋V^sa、及びV^tcと表わすことができる。こ
れらをV^nに関する等式のV^s及びV^tの項に代入す
るとき、位相変調成分及び振幅変調成分の各々に
関しての等式が成立する。これにより、V^sa及び
V^npはともに零であることが示される。よつて
V^tの影響は、V^sの振幅に小さな一定の変化を、
且つてV^nの位相内に小さな一定の変化を生じさ
せることである。

第３Ａ図は、被試験ALCソースから得られる
出力進行波の予想スペクトル分布を示したグラ
フ、第３Ｂ図は、被試験ALCソースから得られ
る出力進行波の実際のスペクトル分布を示したグ
ラフ、第４Ａ図は、振幅変調された正弦波のスペクト
ル分布を示したグラフ、第４Ｂ図は、位相変調された正弦波のスペクト
ル分布を示したグラフ、第４Ｃ図は、第４Ａ図と第４Ｂ図の分布の和を
示したグラフ、第５Ａ図は、ソース電圧V^s、テスト電圧V^t、
及びノード電圧V^nの関係を示した位相図、第５Ｂ図は、ノード電圧V^n、テスト電圧V^t、
及び出力電圧V^oの関係を示した位相図である。

V^nへのV^tの影響は、第５Ａ図の位相図に示さ
れている。V^tの位相が変化すると、それにつれ
てV^sの振幅が変化することにより、V^nを半径
Vnomの点線で示す円周上に維持する。点線円の
半径は、フイードバツクループで使用された基準
電圧Vrefによつて決定される。VtはVsよりはる
かに小さいため、V^tの位相が変化するときのV^n
の位相変化は非常に小さい。

V^oへのV^tの影響は、第５Ｂ図と、V^n及びV^t
で表わされたV^oの等式（即ち、V^o＝ρV^t＋
ZoV^n／（Zout＋Zo））によつて理解することが
できる。V^tの位相が2πラジアンにわたつて変化
するとき、ρV^tの大きさは一定のままだがその方
向は2πラジアンにわたつて変化する。同様に、
V^tの位相が2πラジアンにわたつて変化するとき、
ZoV^n／（Zout＋Zo）の大きさは一定のままであ
るが、その方向はわずかだけ変化する。従つて、
ベクトルρV^tとZoV^n／（Zout＋Zo）の間の相対
角度が2πラジアンにわたつて変化するとき、V^o
の大きさは、｜ZoV^n／（Zout＋Zo）｜−｜ρV^t｜
と、｜ZoV^n／（Zout＋Zo）｜＋｜ρV^t｜の間で変
化する。従つて、ρの絶対値はV^tの位相の変化
によつて起るV^oの振幅変化分をV^tの振幅の２倍
で割算したものに等しい。すなわち、ｒ＝（｜V^o｜max−｜V^o｜min）／２｜V^t｜
となる。

ｒの値は、正弦波振幅を測定できる信号検出器
２１８を用いた装置を使うことによつて測定する
ことができる（第２図参照）。マイクロプロセツ
サ２１９は、V^tの位相を2πラジアンにわたつて
ステツプさせ、｜Vo｜の最大値と最小値をストア
し、｜Vt｜の値をストアし、そしてこれらのスト
アされた値からｒを計算するようにプログラムさ
れている。

あるいは、テスト信号が位相変調された正弦波
になるよう、V^tの位相を連続的に変化させるこ
とができる。そのとき出力信号V^oは位相変調及
び振幅変調された信号になり、｜Vo｜max−｜
Vo｜minを振幅変調検出器によつて測定するこ
とができる。第２図はALCソース２０をテスト
するのに適した装置を示しているが、本実施例に
おいて信号検出器２１８は振幅変調検出器であ
り、テスト信号発生器２１３はALCソース２０
における搬送周波数の位相変調正弦波を発生する
ことができなければならない。

付録標準三角法恒等式の使用によつて、（Vo＋
Vmcos2πfm ｔ）cos2πfs ｔの振幅変調正弦波
は、V^c＋V^aと書きなおすことができる。ここ
で、V^cは正弦波Vocos2πfs ｔであり、且つV^a
は、和Vm（cos2πf₊t＋cos2πf_-t）／２である（こ
こでf₊＝fs＋fm、f_-＝fs−fm）。このような振幅
変調正弦波の周波数分布はそれ故、第４Ａ図に示
された形のグラフによつて表わされる。（Vo＋
Va(t)）cos2πfstの形で表現される一般的な振幅
変調正弦波の場合、三角法恒等式の適用の前にフ
ーリエ成分の和として展開して、一般的振幅変調
正弦波がV^c＋V^aの形態を有していると示すこと
ができる。ここで、V^cは周波数fsの正弦波であ
り、且つV^aはfsのまわりに対称な周波数分布を
有する信号である。この信号V^aは、（1/2）〔Ｖ〜ａ（ｆ−fs）＋Ｖ〜ａ（ｆ＋fa）〕と表現される。ここで、Ｖ〜ａ(f)はV^a(t)のフーリ
エ変換である。すなわち、 V^a(t)＝∫＋∽−∽V^a(f)exp(i・2πft)df である。

φについての一次展開及び標準三角法恒等式の
使用によつて、Vocos（2πfs ｔ−φsin2πfm ｔ）
で表わされる位相変調信号は、次の形式に書きな
おすことができる（φ＜＜１に対して）。

Vocs2πfst＋Voφsin2πfm t_sio2π fm ｔ＝Vocos2πfs ｔ＋Vt（cos2πf_-t−cos2πt₊t）ここで、Vt＝Voφ／２である。このような位
相変調正弦波の周波数分布は、第４Ｂ図に示され
たものである。Vocos（2πfs ｔ＋φp(t)）で表わさ
れる位相変調正弦波のより一般的な場合に、この
信号はV^c＋V^pと表わすことができ、ここで、
V^pはfsのまわりに反対称な周波数分布を有する
信号である。この信号V^pは、 −（ｉ／２）〔Voφ〜（ｆ−fs）−Voφ〜（ｆ＋fs）
〕で表わされる。ここでφ〜(f)はφ(t)のフーリエ変換
である。すなわち、 φ(t)＝∫⁺∽_-∽φ^(f)exp(i・2πft)df である。

振幅と位相の両方が変調されている正弦波の場
合に、信号はV^c＋V^a＋V^pの形で表わすことが
できる。特に、第４Ｃ図に示された信号は、 V^c＝Vocos2πfs ｔ、V^a＝Vt（cos2πf_-t＋
cos2πf₊t）／２、及びV^p＝Vp（cos2πf_-t−
cos2πf₊t）／２を用いて書くことができる。よつ
て２つの正弦波の和である信号は、もしVt＜＜
Voならば、振幅変調及び位相変調に分割するこ
とができる。

また、テスト信号V^tを、V^ta＋V^tpに分けるこ
とができる。ここで、V^ta＝Vt（cos2πf_-t＋
cos2πf₊t）／２、V^tp＝Vt（cos2π f_-t−
cosf₊t）／２、そしてf_-＝ftである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来から知られているALC（自動レ
ベル制御）ソースのブロツク図であつて、１２：変調器、１３：インピーダンス要素、１
４：出力ポート、１５：AC／DC変換器、１６：
基準電圧源、１７：積分器、第２図は、本発明の一実施例の出力反射係数の
測定方法を行なうための装置全体を示したブロツ
ク図であつて、２０：ALCソース、２１２：方
向性ブリツジ、２１３：テスト信号発生器、２１
８：信号検出器、２１９：マイクロプロセツサ、第３Ａ図は、被試験ALCから得られる出力進
行波の予想スペクトル分布を示したグラフ、第３
Ｂ図は、被試験ALCソースから得られる出力進
行波の実際のスペクトル分布を示したグラフ、第
４Ａ図は、振幅変調された正弦波のスペクトル分
布を示したグラフ、第４Ｂ図は、位相変調された
正弦波のスペクトル分布を示したグラフ、第４Ｃ
図は、第４Ａ図と第４Ｂ図の分布の和を示したグ
ラフ、第５Ａ図は、ソース電圧V^s、テスト電圧
V^t、及びノード電圧V^nの関係を示した位相図、
第５Ｂ図は、ノード電圧V^n、テスト電圧V^t、及
び出力電圧V^oの関係を示した位相図である。

Claims

【特許請求の範囲】１自動レベル制御信号源の出力ポートと伝送線
路との間の反射係数の絶対値を測定する出力反射
係数の測定方法において、前記出力ポートに前記伝送線路が接続された前
記自動レベル制御信号源を動作させて出力信号を
発生させ、前記出力ポートに前記出力信号とは周波数が異
なるテスト信号を与え、前記出力信号中に現われる振幅変調成分の振幅
を検出し、前記出力信号の振幅と前記振幅変調成分の振幅
と前記テスト信号の振幅の比率から前記反射係数
の絶対値を求めることを特徴とする出力反射係数の測定方法。２自動レベル制御信号源の出力ポートと伝送線
路との間の反射係数の絶対値を測定する出力反射
係数の測定方法において、前記出力ポートに前記伝送線路が接続された前
記自動レベル制御信号源を動作させて出力信号を
発生させ、前記出力ポートに前記出力信号と同じ周波数の
テスト信号を与え、前記テスト信号の位相を変化させながら前記出
力信号の振幅の変化を検出し、前記振幅の最大値と最小値の差と前記テスト信
号の比率から前記反射係数の絶対値を求めること
を特徴とする出力反射係数の測定方法。