JPH0370470A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 この発明はＲＣＣ方弐の電源装置、特に安定な出力特性
の得られる電源装置に関する。

（ロ）従来の技術 従来より、よく知られたＲＣＣ方式の電源装置の基本回
路として第２図に示すものがある。この電源装置では、
入力端子■、が印加されると、抵抗ＲＧを通してスイッ
チング・トランジスタＴｒ。

にベース電流が流れ、トランジスタＴｒ＋がターンオン
し、１次巻ｗＡＮ　ｐに電流が流れ、前記制御巻線に電
圧が誘起され、トランジスタＴｒ、のターンオンは継続
し、ベースに定電流が流れる。

しかし、トランジスタＴｒ、のコレクタ電流は直線的に
上昇し、やがてオン状態を継続できなくなると、急速に
減少、ベース電流も減少してトランジスタＴｒ、は急速
にオフする。トランジスタＴｒ、のオフによりトランス
の各巻線には逆起電力が発生し、２次巻線Ｎ、にも、ダ
イオードＤ。

を通して負荷電流が流れ、出力が導出される。この負荷
電流は一定時間にＯになり、再度上記のようにトランジ
スタＴｒｙがターンオンし、スイッチング動作が繰り返
される。なお、この電源装置では、ツェナダイオードＺ
Ｄ、を使用して定電圧動作を行っている。

この基本的な電源装置は、出力電力を大きくした場合、
駆動電流を多く流さねばならず、その分ツェナダイオー
ドＺＤ、に分岐する電流が増加し、それによってツェナ
ダイオードＺＤ、のツェナ電位が変動し、出力電流の増
加に対し、安定な出力電圧が得られないから、実用的に
は第３図に示す電源装置が使用されていた。この電源装
置は、トランジスタＴｒ、を追設し、トランジスタＴｒ
。

のベースと工５ツタ間にツェナダイオードＺＤ。

を接続し、出力電力増加による駆動電流の増加分の大部
分をトランジスタＴｒ、のコレクタ電流■。

として流すようにしたものである。この電源装置では、
ツェナダイオードＺＤ、に流れる電流を１２とすると、
Ｉ’ｚ　＝　Ｉ　ｃ　／　ｈ　ＦＥとなり、電流■２は
、コレクタ電流■。に比し著しく小さく、その出力電流
−電圧特性は第５図（Ａ）、第５図（Ｂ）のものとなり
、基本的な回路に比し改善されている。

（ハ）発明が解決しようとする課題 上記した第３図の電源装置は、日本国内で使用する簡易
な電子機器の電源装置としては、実用的である。しかし
、この電源装置でも、出力電力が大きく変化すると、ツ
ェナダイオードＺＤ、のツェナ電圧、トランジスタＴｒ
、のベース・エミッタ間電圧、トランジスタＴｒ、のベ
ース・エミッタ間電圧、抵抗Ｒ２の両端電圧が変化し、
コンデンサＣ２の電圧が変動することになり、高精度の
出力電圧が得られないという問題があった。

そこで、出力電圧精度を向上させるために、２次側出力
を１次側に帰還するホトカプラとシャントレギュレータ
を使用するものが存在するが、この技術はホトカプラを
使用するためコストが高くなるという問題があった。

この発明は、上記問題点に着目してなされたものであっ
て、コストがホトカプラを使用する場合程は要せず、そ
れでいて出力電圧精度を十分に確保し得る電源装置を提
供することを目的としている。

（ニ）課題を解決するための手段及び作用この発明の電
源装置は、直流電圧（Ｖ、）をスイッチング・トランジ
スタ（Ｔｒｙ）でスイッチングし、電源トランス（Ｔ）
の１次巻線（ＮＰ）、制御巻線（Ｎ、）と２次巻線（Ｎ
、）で電圧変換し、整流回路（Ｄ！　、Ｃｓ　）で整流
して出力電圧を導出するとともに、前記１次巻線（ＮＰ
　）の電圧を制御巻線（Ｎ、）を介して前記スイッチン
グ・トランジスタ（’ｒ　ｒ　ｌ）に帰還して自励を行
う自励スイッチング型のものにおいて、前記電源トラン
ス（Ｔ）の制御巻線（Ｎｌｌ）に並列接続されるダイオ
ード（Ｄ、）とコンデンサ（Ｃ２）からなる整流回路と
、前記コンデンサ（Ｃ２）の両端に並列接続され、定電
圧素子（ＺＤ３）を含む第１の回路（１）と、前記コン
デンサ（Ｃ２）の両端に並列接続され、第１と第２の抵
抗（Ｒ，、Ｒｅ）が直列接続される第２の回路（２）と
、演算増幅器（Ａ１）を含み、この演算増幅器（Ａ、）
の一方の入力端に前記第１の回路（１）の定電圧素子（
ＺＤ３）が、他方の入力端に前記第２の回路（２）の抵
抗の接続点が接続される積分回路（３）と、この積分回
路（３）の出力に応答し、前記スイッチング・トランジ
スタ（Ｔｒｙ）ベース電流を制御するベース制御回路（
４）とを特徴的に備えている。

この電源装置では、コンデンサの両端電圧は、第１の回
路の定電圧素子の端子電圧と、第２の回路の抵抗比で決
まり、スイッチング・トランジスタやこのスイッチング
・トランジスタのベース電流のべ゛−ス制御用のベース
・工ξツタ間電圧の変動とは無関係となり、入力電圧の
変動や出力電流の変動によってこれらのトランジスタの
ベース・工ごツタ間電圧等が変動しても、コンデンサの
両端電圧には影響を与えず、２次巻線の出力側には常に
一定の出力電圧が導出される。

（ホ）実施例 以下、実施例により、この発明をさらに詳細に説明する
。

第１図は、この発明の一実施例を示すＲＣＣ方式採用の
電源装置の回路図である。同図において、トランスＴの
１次巻線ＮＦの一端がスイッチング・トランジスタＴｒ
、のコレクタに接続されており、他端は抵抗Ｒ，を介し
て、トランジスタＴｒ。

のベースに接続されている。制御巻線Ｎ、の両端には、
並列にダイオードＤ、とコンデンサＣ２からなる整流回
路が接続されており、制御巻線Ｎ３の一端が抵抗Ｒ１、
コンデンサＣ２を介してトランジスタＴｒ、のベースに
接続されるとともに、トランジスタＴｒ、のエミッタ、
トランジスタＴｒ３のコレクタに接続され、さらに抵抗
Ｒ１を介してトランジスタＴｒ、のベースに接続されて
いる。また、２次巻線Ｎ、には、ダイオードＤ、とコン
デンサＣ３からなる整流回路が接続され、整流回路から
出力電圧ｖｏが出力されるようになっている。なお、ト
ランジスタＴ　ｒ　３　、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、ダイオ
ードＤ４からなる回路は、トランジスタＴｒ、の突入電
流保護回路である。上記した各回路及び接続は第３図に
示した従来のものと、特に変わるところはない。

この実施例電源装置は、第３図のものと相違してコンデ
ンサＣ２に並列に抵抗Ｒ５とツェナダイオードＺＤ、の
直列回路ｔ’　　（第１の回路）が接続され、さらにコ
ンデンサＣ２の両端に、抵抗Ｒ７、Ｒ６の直列回路２（
第２の回路）が接続されている。抵抗Ｒ４とツェナダイ
オードＺＤ３の接続点ＡがオペアンプＡ１の非反転入力
端子に接続され、抵抗Ｒ７とＲ８の接続点Ｂがオペアン
プＡ１の反転入力端子に接続されている。オペアンプＡ
、はコンデンサＣ５とで積分回路３を構成している。

さらに積分回路３の出力端Ｃと、トランジスタＴｒｚの
ベース間にツェナダイオードＺ　Ｄ　ａが接続されてい
る。またトランジスタＴｒ、のコレクタ・ベース間にコ
ンデンサＣ４が接続されている。

これらトランジスタＴ　ｒ　ｚ　、抵抗Ｒ１１ツェナダ
イオードＺＤ、及びコンデンサＣ４でトランジスタＴｒ
、のベース電流を制御するベース電流制御回路４を構成
している。

次に、以上のように構成される実施例回路で、出力電圧
精度が向上する理由及び動作について説明する。

実施例回路において、トランスＴの１次側の制御巻線Ｎ
！＋の巻数をｎａ、２次巻線Ｎ、の巻数をｎ、とし、ダ
イオードＤＩの電圧降下を■□、２次巻線Ｎ３に接続さ
れたダイオードＤ３の電圧降下をＶＦ３、コンデンサＣ
２の両端電圧をｖｃとすれば、出力電圧ｖｏは、 ８ で表せる。この式より電圧ＶＣを一定に保てば、出力電
圧Ｖｏは一定に保てる。

実施例装置では、電圧Ｖ、の設定は、ツェナダイオード
ＺＤ、のカソードを基準電位としたオペアンプＡ１で構
成される積分回路３により決定される。すなわちツェナ
ダイオードＺＤ、のカソード電位はオペアンプＡ、の非
反転入力端子電位となり、オペアンプＡ１がリニア領域
での動作、つまりオペアンプＡ１の出力が飽和を生じて
いない動作をしているときは、イマジナリイショートの
関係から、Ｂ点の電位はＡ点の電位とほぼ同電位となる
。それゆえ となる。この式より明らかなように、電圧ｖｃはツェナ
ダイオードＺＤ、の電圧降下Ｖｌｌｌと抵抗比のみで決
定されるから、電源入力端子の変化や、出力負荷電流の
変化に対しても、何ら影響を受けることなく、一定電圧
に保たれ、精度の高い出力が得られる。また、電圧ｖｃ
が一定であるため、ツェナダイオードＺＤ、に流れる電
流が一定になり、電圧ＶＯ２も安定する。

また、電源入力電圧が変化し、あるいは出力負荷電流が
変化すると、積分回路３の出力端Ｃの電位が変化する。

これによりトランジスタＴｒ、のコレクタ電流が変化し
、トランジスタＴｒ、のベース電流を制御する。具体例
を上げると、各回路定数がある値で、例えば電源入力端
子８５Ｖ時で、積分回路３の出力端Ｃの電位が−２，４
Ｖであるとすると、電源入力電圧が２６４ｖと大きくな
った場合、積分回路３の出力端Ｃの電位は、例えば−３
，６Ｖとなる。これは、入力電圧の上昇により、制御巻
線Ｎ３の電圧が上昇し、トランジスタＴｒ、のベースに
流せる電流が増加するので、ベース電流を一定に保った
トランジスタＴｒ、により、多く電流を逃すために、出
力端Ｃの電位が下がり、結果としてトランジスタＴｒ、
に大なる電流が流れ、トランジスタＴｒ、のベースｔｉ
は一定となるように制御されるためである。

また、出力負荷電流が変化した場合、スイッチングオン
時間を制御する必要があるため、ベース電流を変化する
必要がある。例えば、各回路定数がある値で、負荷電力
が１．８　Ｗで電源入力端子が１００■時の出力端Ｃの
電位が−２，５Ｖであるとすると、０．２Ｗに負荷電力
が減少した場合、やはり制御巻線Ｎ、の電圧が大となり
、積分回路３の出力端Ｃの電位は−２，８■となり、ト
ランジスタＴｒｚにより多く電流を流すので、結果的に
トランジスタＴｒ、のベース電流が減少したことになる
。

この実施例回路で、電源入力端子をパラメータとし、出
力電流−出力電圧特性をとると、第４図（Ａ）、第４図
（Ｂ）に示す特性となり、大なる出力電流まで安定した
出力電圧を得ることができる。

（へ）発明の効果 この発明によれば、制御巻線に接続されるコンデンサに
並列に定電圧素子を含む第１の回路と、第１と第２の抵
抗からなる第２の回路を接続し、この第１と第２の回路
の各接続点を積分回路を構成する演算増幅器の反転入力
端と非反転入力端にそれぞれ接続し、コンデンサの両端
電圧が前記第１の定電圧素子の端子電圧と、第２の回路
の抵抗比で決まるようにしたので、電源入力電圧や出力
負荷電流の変化に対しても、その影響を受けず、したが
って高精度の出力電圧を得ることができる。

また、積分回路と抵抗及びツェナダイオードを付加する
だけなので、簡単、安価な構成で、ホトカプラ、シャン
トレギュレータを使用する場合と同程度の安定性が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示す電源装置の回路接
続図、第２図は、従来の電源装置の基本回路を示す回路
接続図、第３図は、従来の電源装置を示す回路接続図、
第４図（Ａ）は、上記実施例電源装置の出力電流−出力
電圧特性を示す図、第４図（Ｂ）は同特性図を出力電流
０〜２５０ｍＡに拡大した図、第５図（Ａ）は、第３図
に示した電源装置の出力電流−出力電圧特性を示す図、
第５図（Ｂ）は、同特性図を出力電流０〜１５０ｍＡに
拡大した図である。 Ｔｒ、ニスイツチング・トランジスタ、Ｔｒｚ　　：ベ
ース電流制御トランジスタ、Ｎ、：１次巻線、　Ｎ、：
２次巻線、 Ｎ、：制御巻線、　Ｄ、−Ｄ３　：ダイオード、ＺＤ、
　　・ＺＤ、：ツェナダイオード、Ａｌ　：オペアンプ
、 １：第１の回路、　２：第２の回路、 ３：積分回路、　　４：ベース電流制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電圧をスイッチング・トランジスタでスイッ
   チングし、電源トランスの１次巻線、制御巻線と２次巻
   線で電圧変換し、整流回路で整流して出力電圧を導出す
   るとともに、前記１次巻線の電圧を制御巻線を介して前
   記スイッチング・トランジスタに帰還して自励を行う自
   励スイッチング型の電源装置において、 前記電源トランスの制御巻線に並列接続されるダイオー
   ドとコンデンサからなる整流回路と、前記コンデンサの
   両端に並列接続され、定電圧素子を含む第１の回路と、
   前記コンデンサの両端に並列接続され、第１と第２の抵
   抗が直列接続される第２の回路と、演算増幅器を含み、
   この演算増幅器の一方の入力端に前記第１の回路の定電
   圧素子が、他方の入力端に前記第２の回路の抵抗の接続
   点が接続される積分回路と、この積分回路の出力に応答
   し、前記スイッチング・トランジスタのベース電流を制
   御するベース制御回路を備えたことを特徴とする電源装
   置。