JPH0373233B2 - - Google Patents
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- JPH0373233B2 JPH0373233B2 JP15810282A JP15810282A JPH0373233B2 JP H0373233 B2 JPH0373233 B2 JP H0373233B2 JP 15810282 A JP15810282 A JP 15810282A JP 15810282 A JP15810282 A JP 15810282A JP H0373233 B2 JPH0373233 B2 JP H0373233B2
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
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- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、DC−DCコンバータに代表される安
定化電源回路の保護回路に係り、出力電圧及び、
負荷電流の異常な増加の防止に好適な保護回路に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a protection circuit for a stabilized power supply circuit typified by a DC-DC converter.
The present invention relates to a protection circuit suitable for preventing abnormal increases in load current.
公知技術
従来のDC−DCコンバータを用いた安定化電源
回路について、第１図から第５図より説明する。
第１図は、安定化電源回路のブロツク図で、供給
電圧源１からの入力を、半導体スイツチ、すなわ
ち出力用トランジスタ２の、ON・OFF比を制御
することによつて、出力電圧を制御するものであ
る。このON・OFF期間の制御は以下のように行
なわれる。出力電圧を検出し、基準電圧源３との
差を増幅する誤差増幅器４の出力と、三角波発生
回路５の出力を用いた、PWM波発生回路６で上
記ON・OFF期間を決定するPWM波信号を形成
している。また、ダイオード７、コイル８、コン
デンサ９は出力用トランジスタ２からの出力を平
滑するものである。PRIOR ART A stabilized power supply circuit using a conventional DC-DC converter will be explained with reference to FIGS. 1 to 5.
Figure 1 is a block diagram of a stabilized power supply circuit, which controls the output voltage by controlling the ON/OFF ratio of the semiconductor switch, that is, the output transistor 2, using the input from the supply voltage source 1. It is something. Control of this ON/OFF period is performed as follows. A PWM wave signal that determines the ON/OFF period is generated by a PWM wave generation circuit 6 using the output of an error amplifier 4 that detects the output voltage and amplifies the difference from the reference voltage source 3, and the output of a triangular wave generation circuit 5. is formed. Further, the diode 7, coil 8, and capacitor 9 smooth the output from the output transistor 2.
この時、コイル８、コンデンサ９の接続点に発
生する出力電圧Voutは次式で与えられる。 At this time, the output voltage Vout generated at the connection point between the coil 8 and the capacitor 9 is given by the following equation.
Vout＝Vin・Ton／(Ton+Toff) …(1)
ただし、
Ton：トランジスタ２のON期間
Toff：トランジスタ２のOFF期間
Vin：供給電圧源１の電圧値
出力電圧の制御は、次のように行われる。例え
ば、供給電圧源１の電圧がわずかに下がつた場
合、出力電圧Voutもわずかに下がる。よつて、
誤差増幅器４の非反転入力される信号も下がる。
したがつて、誤差増幅器４の出力信号（DC）も
下降する。一方、PWM波発生回路６は比較器で
構成され、三角波発生回路５の出力信号と、誤差
増幅器４の出力信号のDCレベルを比較する。こ
のPWM波発生回路６で三角波発生回路５の出力
信号が誤差増幅器４の出力信号のDCレベルより
も低い期間で、出力されるPWM波がハイレベル
期間（Toff）となるとすると、上述のように誤
差増幅器４の出力信号のDCレベルが下降すると、
Toff期間が減少し、Ton期間が増加する。 Vout=Vin・Ton/(Ton+Toff)...(1) However, Ton: ON period of transistor 2 Toff: OFF period of transistor 2 Vin: Voltage value of supply voltage source 1 The output voltage is controlled as follows. It will be done. For example, if the voltage of the supply voltage source 1 drops slightly, the output voltage Vout will also drop slightly. Then,
The signal input to the non-inverting input of the error amplifier 4 also decreases.
Therefore, the output signal (DC) of the error amplifier 4 also decreases. On the other hand, the PWM wave generation circuit 6 is composed of a comparator, and compares the DC level of the output signal of the triangular wave generation circuit 5 and the output signal of the error amplifier 4. In this PWM wave generation circuit 6, if the output signal of the triangular wave generation circuit 5 is lower than the DC level of the output signal of the error amplifier 4 during the period when the output PWM wave is at a high level (Toff), as described above. When the DC level of the output signal of error amplifier 4 decreases,
The Toff period decreases and the Ton period increases.
このようにして、供給電圧源１の出力電圧降下
に対しては、Ton期間を増加させて、出力電圧
Vout安定化している。三角波発生回路５は、第
２図に示すようにコンデンサ１０へ定電流源１
１，１２から充放電をスイツチ１３で切り換える
ことによつて行つている。その切換は、発生した
三角波を入力とするシユミツト・トリガ回路１４
の出力で行う回路としている。 In this way, for the output voltage drop of supply voltage source 1, by increasing the Ton period, the output voltage
Vout has stabilized. The triangular wave generating circuit 5 connects a constant current source 1 to a capacitor 10 as shown in FIG.
This is done by switching between charging and discharging from 1 and 12 with a switch 13. The switching is performed by a Schmitt trigger circuit 14 that receives the generated triangular wave as input.
The circuit uses the output of
そこで、第３図に示すように従来の三角波発生
回路５では、ダイオード１５、トランジスタ１
６、基準電源１７、抵抗１８で、トランジスタ１
９をバイアスすることによつて、電流源とし、ト
ランジスタ２０，２１，２２とダイオード２３と
定電圧源２４でスイツチ１３を構成している。２
５，２６はIC端子であり、コンデンサ１０抵抗
１８がICの外にあることを示している。この三
角波発生回路５の動作を第４，５図を用いて説明
する。第４図の入出力特性２７を持つシユミツ
ト・トリガ回路１４において、入力電圧が下降し
ている間V1に達するまで、その出力電圧はロ
ー・レベルで、トランジスタ２１，２２及びダイ
オード２３が導通することになり、コンデンサ１
０から放電電流が流れる。上記入力電圧がV1よ
り下がろうとすると、出力電圧は、ハイ・レベル
に反転し、トランジスタ２０が導通し、コンデン
サ１０に充電することになる。このようにして、
シユミツト・トリガ回路１４の出力電圧波形２
８、発生した三角波２９が得られる。そして、誤
差増幅器４の出力波形３０とから、PWM波発生
回路６の出力波形３１ができる。出力用トランジ
スタ２は、前記出力波形で“ハイ・レベル”のと
きしや断、“ロー・レベル”のとき導通する。こ
の時、発生する三角波２９の周波数ｆは、コンデ
ンサ１０の容量値Ｃ、充放電電流値Ｉ、シユミツ
ト・トリガ・レベルの差をＶ（＝V2−V1）とする
と、次式(2)のようになることは容易に導くことが
できる。 Therefore, as shown in FIG. 3, in the conventional triangular wave generation circuit 5, a diode 15, a transistor 1
6. Transistor 1 with reference power supply 17 and resistor 18
By biasing the switch 9, it becomes a current source, and the switch 13 is composed of transistors 20, 21, 22, a diode 23, and a constant voltage source 24. 2
5 and 26 are IC terminals, indicating that the capacitor 10 and resistor 18 are located outside the IC. The operation of this triangular wave generating circuit 5 will be explained using FIGS. 4 and 5. In the Schmitt trigger circuit 14 having the input/output characteristics 27 shown in FIG. 4, while the input voltage is falling until it reaches V1 , the output voltage is at a low level and the transistors 21, 22 and the diode 23 are conductive. Therefore, capacitor 1
A discharge current flows from 0. When the input voltage attempts to fall below V 1 , the output voltage will flip to a high level, causing transistor 20 to conduct and charge capacitor 10 . In this way,
Output voltage waveform 2 of Schmitt trigger circuit 14
8. The generated triangular wave 29 is obtained. Then, from the output waveform 30 of the error amplifier 4, an output waveform 31 of the PWM wave generation circuit 6 is generated. The output transistor 2 is turned off when the output waveform is "high level" and conductive when the output waveform is "low level". At this time, the frequency f of the triangular wave 29 generated is determined by the following formula (2), where the difference between the capacitance value C of the capacitor 10, the charging/discharging current value I, and the Schmitt trigger level is V (=V 2 −V 1 ). It can be easily led to become like this.
ｆ＝Ｉ／2CV …(2)
この時、この回路では、充放電電流値Ｉを決め
る抵抗１８がICの外付けであるので、プリント
基板に応力が加わる時凝似断線、あるいは断線す
る可能性があり、その場合、低周波数で発振した
り、あるいは発振停止に至る。低周波数の発振の
場合は、ON期間、OFF期間共に長くなる。この
長いON期間で、負荷にほぼ供給・電圧が印加さ
れ、定常負荷電流よりも多い負荷電流が流れるこ
とになるという問題がある。また、発振停止時に
は、PWM波発生回路６に入力されるコンデンサ
１０の端子電圧が、誤差増幅器４の出力より低い
電圧で停止した場合は、出力用トランジスタ２は
しや断しつづけて問題はないが、逆に、誤差増幅
器４の出力より高い電圧で停止した場合には、出
力用トランジスタ２が導通しつづけるので、多大
な負荷電流に加えて、このトランジスタ２の破壊
という問題が生じる。なお、コンデンサ１０の接
続が切れる場合は、接続点付近の浮遊容量がある
ので、発振周波数が変化するだけで、発振の停止
はない。そこで上記問題を解決するために、抵抗
１８をICに内蔵することが考えられるが、IC内
抵抗はその絶対値のばらつきが大きく、従つて、
上記電流値Ｉが大きくばらついて、周波数のばら
つきが大きくなるという欠点がある。 f=I/2CV...(2) At this time, in this circuit, since the resistor 18 that determines the charging/discharging current value I is external to the IC, there is a possibility of condensed disconnection or disconnection when stress is applied to the printed circuit board. In that case, the device may oscillate at a low frequency or stop oscillating. In the case of low frequency oscillation, both the ON and OFF periods become long. During this long ON period, almost all supply/voltage is applied to the load, causing a problem in that a load current larger than the steady load current flows. Furthermore, when the oscillation is stopped, if the terminal voltage of the capacitor 10 input to the PWM wave generation circuit 6 stops at a voltage lower than the output of the error amplifier 4, the output transistor 2 will continue to be disconnected without any problem. However, if, on the other hand, the output transistor 2 is stopped at a voltage higher than the output of the error amplifier 4, the output transistor 2 continues to be conductive, resulting in the problem of destruction of the transistor 2 in addition to a large load current. Note that when the capacitor 10 is disconnected, since there is stray capacitance near the connection point, only the oscillation frequency changes and the oscillation does not stop. Therefore, in order to solve the above problem, it is possible to incorporate the resistor 18 into the IC, but the resistance inside the IC has a large variation in its absolute value, and therefore,
There is a drawback that the current value I varies greatly and the frequency varies widely.
発明の目的
本発明の目的は、弛張発振に用いる電流源の電
流量を検出し、所定の電流量以下になつた場合
に、安定化電源回路の出力電圧及び、負荷電流の
増加、更に、出力用トランジスタの破壊を防止す
る手段を提供することにある。Purpose of the Invention The purpose of the present invention is to detect the amount of current of a current source used for relaxation oscillation, and when the amount of current falls below a predetermined amount, increase the output voltage and load current of a stabilized power supply circuit, and It is an object of the present invention to provide a means for preventing destruction of a transistor for use in the present invention.
発明の総括的説明
上記目的を達成するために、本発明は、
供給電圧源（該当一実施例符号１）を導通また
は遮断させる第１のスイツチ（該当一実施例符号
２）と、該第１のスイツチの後段に配された該第
１のスイツチの出力信号を平滑する平滑回路（該
当一実施例符号８、９）と、コンデンサ（該当一
実施例符号10）の充放電により所定周波数の鋸歯
状波を発生する弛張発振器（該当一実施例符号
５）の出力信号と上記平滑回路の出力に比例した
信号とが入力され比較処理され上記第１のスイツ
チを制御する制御信号が形成され出力される比較
部（該当一実施例符号６）と、を備えた安定化電
源回路の保護回路において、
上記弛張発振器が、
上記弛張発振器の発振周波数を決める電流設定
手段（該当−実施例符号18）と該電流設定手段に
より電流を供給する電流源（該当一実施例符号
19）と、該電流源の出力電流を２つの方向に切換
える第２のスイツチ（該当一実施例符号20、21）
と、該第２のスイツチの一方（該当一実施例符号
20）に接続され交流接地されたコンデンサと、該
コンデンサから電流を放電させる電流吸込手段
（該当一実施例符号22）と、上記第２のスイツチ
の他方（該当一実施例符号21）に接続され、上記
電流吸込手段のオン・オフを制御する信号変換回
路（該当一実施例符号23）と、上記コンデンサに
発生する信号が入力され上記第２のスイツチを切
換えるシユミツト・トリガ回路（該当一実施例符
号14）と、を備えて成り、
上記弛張発振器の上記電流源の出力電流に比例
した信号により、上記比較部に入力される上記弛
張発振器の出力信号を制御し、上記第１のスイツ
チを遮断するように構成される。General Description of the Invention In order to achieve the above object, the present invention comprises: a first switch (number 2 in the corresponding embodiment) that conducts or cuts off a supply voltage source (number 1 in the corresponding embodiment); A smoothing circuit for smoothing the output signal of the first switch arranged after the switch (numbers 8 and 9 of the corresponding embodiment) and a sawtooth of a predetermined frequency by charging and discharging the capacitor (number 10 of the corresponding embodiment) The output signal of a relaxation oscillator (corresponding embodiment code 5) that generates a waveform and a signal proportional to the output of the smoothing circuit are input and compared, and a control signal for controlling the first switch is formed and output. In the protection circuit for a stabilized power supply circuit, the relaxation oscillator has current setting means (corresponding example code 18) for determining the oscillation frequency of the relaxation oscillator. A current source that supplies current by the current setting means (corresponding embodiment code)
19) and a second switch for switching the output current of the current source in two directions (corresponding embodiment codes 20 and 21)
and one of the second switches (corresponding embodiment code
20) connected to the AC ground, a current sinking means for discharging current from the capacitor (code 22 in the corresponding embodiment), and a capacitor connected to the other of the second switches (code 21 in the corresponding embodiment). , a signal conversion circuit (corresponding example code 23) for controlling on/off of the current sinking means, and a Schmitt trigger circuit (corresponding example code 23) for switching the second switch to which the signal generated in the capacitor is input. 14), which controls the output signal of the relaxation oscillator input to the comparison section by a signal proportional to the output current of the current source of the relaxation oscillator, and shuts off the first switch. configured to do so.
この構成により、上記弛張発振器の上記電流源
の出力電流が所定の電流量以下になつた場合に、
上記第１のスイツチが遮断されるように弛張発振
器の出力信号が制御される。 With this configuration, when the output current of the current source of the relaxation oscillator becomes less than a predetermined amount of current,
The output signal of the relaxation oscillator is controlled so that the first switch is turned off.
発明の実施例とその効果
以下、本発明の一実施例を第６図から第８図に
より説明する。第６図は、本実施例のブロツク
図、第７図は本発明の一実施例を示す回路、第８
図は本発明の他の実施例を示す回路である。第３
図と同一のものには、同一符号としてある。３２
はコンデンサ１０の充放電用電流源、３３は容量
１０の充放電切り換えスイツチ、３４は電流源３
２の電流量検出手段、３５は、PWM波発生回路
６の入力制御手段、３６，３７，３８はトランジ
スタ、３９，４０は抵抗、４１は電流源、４２は
レベル・シフト回路、４３は接触抵抗、４４はス
イツチである。第６図で、シユミツト・トリガ回
路１４の出力で駆動される、充放電切り換えスイ
ツチ３３が、トランジスタ２２のコレクタと接続
するときには、トランジスタ２２、ダイオード２
３がしや断するので、電流源３２からの電流は、
コンデンサ１０に充電される。また、充放電切り
換えスイツチ３３が、ダイオード２３のアノード
と接続するときには、トランジスタ２２、ダイオ
ード２３が導通するので、コンデンサ１０に蓄積
された電荷は放電されることになる。ここで、上
記充放電用電流源３２の電流量を、その検出手段
３４で検出し、所定の電流量以下になつた時、前
記検出手段の出力で、PWM波発生回路６の入力
制御手段３５を働かせることにより、出力用トラ
ンジスタ２をしや断する。次に、具体例を示し
た、第７図で説明する。ここでは、例えばICの
外付けとした抵抗１８に、大きな接触抵抗４３が
ついてしまう時、ダイオード１５を流れる電流が
少なくなるので、これによつてバイアスされるト
ランジスタ１９，３６のコレクタ電流も少なくな
つてしまう。すなわち、この時の発振周波数は、
たいへん小さくなる。そこで、トランジスタ３６
のコレクタ電流がトランジスタ３７を導通させる
のに十分でなくなると、トランジスタ３７がしや
断し、トランジスタ３８が導通する。従つて、ト
ランジスタ２１のベース電位がほぼ零電位とな
り、トランジスタ２１が導通する。よつて、トラ
ンジスタ２２、ダイオード２３が導通し、コンデ
ンサ１０から電荷の放電が生じ、PWM波発生回
路６の入力を、誤差増幅器４の出力より低くする
ことができ、出力用トランジスタ２をしや断でき
る。ここで、トランジスタ３６が、前述の充放電
用電流源３２の電流量検出手段３４である。接触
抵抗４３が小さい場合、すなわちトランジスタ３
６のコレクタ電流で十分トランジスタ３７が導通
する場合、電流源４１からの電流は、レベルシフ
ト回路４２に流れ込むので、三角波発振には影響
はない。この実施例特有の効果としては、レベ
ル・シフト回路４２を設けるので、シユミツト・
トリガ回路１４の設計が、トランジスタ２０のベ
ース電位、すなわち、定電圧源２４の電圧値を考
慮しないでできるということがあげられる。次に
第８図について説明する。ここでは、例えば、
ICの外付けとした抵抗１８と零電位をつなぐス
イツチ４４が開放される時、ダイオード１５に流
れる電流がなくなるので、トランジスタ１９，３
６のコレクタ電流もなくなる。すなわち、三角波
発振が停止する。その時、トランジスタ３７はし
や断し、トランジスタが３８が導通して、直接コ
ンデンサ１０の電荷を放電させる。よつて、
PWM波発生回路６の入力を、誤差増幅器４の出
力より低くすることができ、出力用トランジスタ
２をしや断できる。スイツチ４４が接続される
時、トランジスタ３６のコレクタ電流でトランジ
スタ３７が導通し、トランジスタ３８はしや断す
るので、三角波発振には、影響しない。この時、
同時に、第７図で説明した、接触抵抗４３が大き
くなつてしまう時にも、上述の動作と同様に出力
用トランジスタ２をしや断できる。Embodiment of the invention and its effects An embodiment of the invention will be described below with reference to FIGS. 6 to 8. FIG. 6 is a block diagram of this embodiment, FIG. 7 is a circuit showing an embodiment of the present invention, and FIG.
The figure shows a circuit showing another embodiment of the invention. Third
Components that are the same as those in the figure are given the same reference numerals. 32
is a current source for charging and discharging the capacitor 10, 33 is a charge/discharge switch for the capacitor 10, and 34 is a current source 3.
2 is a current amount detection means, 35 is an input control means for the PWM wave generation circuit 6, 36, 37, 38 are transistors, 39, 40 are resistors, 41 is a current source, 42 is a level shift circuit, 43 is a contact resistance , 44 are switches. In FIG. 6, when the charge/discharge switch 33 driven by the output of the Schmitt trigger circuit 14 is connected to the collector of the transistor 22, the transistor 22 and the diode 2 are connected.
3 is then cut off, so the current from current source 32 is
The capacitor 10 is charged. Further, when the charge/discharge switch 33 is connected to the anode of the diode 23, the transistor 22 and the diode 23 are turned on, so that the charge accumulated in the capacitor 10 is discharged. Here, the amount of current of the charging/discharging current source 32 is detected by the detection means 34, and when the current amount becomes less than a predetermined amount, the output of the detection means is used to control the input control means 35 of the PWM wave generation circuit 6. By operating the output transistor 2, the output transistor 2 is cut off. Next, a specific example will be explained with reference to FIG. 7. Here, for example, when a large contact resistance 43 is attached to the external resistor 18 of the IC, the current flowing through the diode 15 decreases, so the collector current of the biased transistors 19 and 36 also decreases. I end up. In other words, the oscillation frequency at this time is
It becomes very small. Therefore, transistor 36
When the collector current of is no longer sufficient to cause transistor 37 to conduct, transistor 37 briefly turns off and transistor 38 becomes conductive. Therefore, the base potential of the transistor 21 becomes approximately zero potential, and the transistor 21 becomes conductive. Therefore, the transistor 22 and the diode 23 become conductive, the charge is discharged from the capacitor 10, the input of the PWM wave generation circuit 6 can be made lower than the output of the error amplifier 4, and the output transistor 2 is quickly turned off. can. Here, the transistor 36 is the current amount detection means 34 of the charging/discharging current source 32 described above. When the contact resistance 43 is small, that is, the transistor 3
When the collector current of 6 is sufficient to make the transistor 37 conductive, the current from the current source 41 flows into the level shift circuit 42, so that the triangular wave oscillation is not affected. The unique effect of this embodiment is that since the level shift circuit 42 is provided, Schmitt
One advantage is that the trigger circuit 14 can be designed without considering the base potential of the transistor 20, that is, the voltage value of the constant voltage source 24. Next, FIG. 8 will be explained. Here, for example,
When the switch 44 connecting the external resistor 18 of the IC to zero potential is opened, no current flows through the diode 15, so the transistors 19 and 3
6's collector current also disappears. That is, the triangular wave oscillation stops. At that time, transistor 37 is turned off and transistor 38 is turned on, directly discharging the charge on capacitor 10. Then,
The input of the PWM wave generation circuit 6 can be made lower than the output of the error amplifier 4, and the output transistor 2 can be turned off. When the switch 44 is connected, the collector current of the transistor 36 turns on the transistor 37 and turns off the transistor 38, so that the triangular wave oscillation is not affected. At this time,
At the same time, even when the contact resistance 43 becomes large, as explained in FIG. 7, the output transistor 2 can be cut off in the same way as in the above-mentioned operation.
発明の効果
本発明によれば、三角波発振に用いる充放電電
流量を検出し、所定の電流量以下になつた場合
に、出力用トランジスタをしや断できるので、安
定化電源回路の出力電圧及び、負荷電流の増加、
更に、出力用トランジスタの破壊を防止できる効
果がある。Effects of the Invention According to the present invention, the amount of charging and discharging current used for triangular wave oscillation is detected, and when the current amount becomes less than a predetermined amount, the output transistor can be cut off. , increase in load current,
Furthermore, there is an effect that destruction of the output transistor can be prevented.
第１図は、安定化電源回路のブロツク図、第２
図は、三角波発生回路をブロツク図で示した、安
定化電源回路のブロツク図、第３図は、従来の三
角波発生回路を具体的に示した回路図、第４図
は、第３図のシユミツト・トリガ回路動作説明
図、第５図は、第３図の各部波形図、第６図は、
本発明の一実施例のブロツク図、第７図は、本発
明の一実施例を具体的に示す回路図、第８図は、
本発明の他の実施例を示す回路図である。
符号の説明、５……三角波発生回路、３４……
コンデンサへの充放電電流量検出手段、３５……
PWM波発生回路の入力制御手段、３６，３７，
３８……トランジスタ、３９，４０……抵抗、４
１……電流源、４２……レベル・シフト回路。
Figure 1 is a block diagram of the stabilized power supply circuit;
The figure is a block diagram of a stabilized power supply circuit showing a triangular wave generating circuit as a block diagram, Figure 3 is a circuit diagram specifically showing a conventional triangular wave generating circuit, and Figure 4 is a block diagram of the system shown in Figure 3.・Trigger circuit operation explanation diagram, Figure 5 is a waveform diagram of each part of Figure 3, Figure 6 is,
A block diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 7 is a circuit diagram specifically showing an embodiment of the present invention, and FIG. 8 is a block diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. Explanation of symbols, 5... Triangular wave generation circuit, 34...
Means for detecting the amount of charging/discharging current to the capacitor, 35...
Input control means for PWM wave generation circuit, 36, 37,
38...Transistor, 39,40...Resistor, 4
1...Current source, 42...Level shift circuit.
Claims (1)
イツチと、該第１のスイツチの出力信号を平滑す
る平滑回路と、コンデンサの充放電により所定周
波数の鋸歯状波信号を発生する弛張発振器の出力
信号と上記平滑回路の出力に比例した信号とが入
力され比較処理され上記第１のスイツチを制御す
る制御信号が形成され出力される比較部とを備え
た安定化電源回路の保護回路において、 上記弛張発振器が、 上記弛張発振器の発振周波数を決める電流設定
手段と、該電流設定手段により電流を供給する電
流源と、該電流源の出力電流を２つの方向に切換
える第２のスイツチと、該第２のスイツチの一方
に接続され交流接地されたコンデンサと、該コン
デンサから電流を放電させる電流吸込手段と、上
記第２のスイツチの他方に接続され上記定電流吸
込手段のオン・オフを制御する信号変換回路と、
上記コンデンサに発生する信号が入力され上記第
２のスイツチを切換えるシユミツト・トリガ回路
と、を備えて成り、 上記弛張発振器の上記電流源の出力電流に比例
した信号により、上記比較部に入力される上記弛
張発振器の出力信号を制御し、上記第１のスイツ
チを遮断するように構成されていることを特徴と
する安定化電源回路の保護回路。[Scope of Claims] 1. A first switch that conducts or cuts off a supply voltage source, a smoothing circuit that smoothes the output signal of the first switch, and generates a sawtooth wave signal of a predetermined frequency by charging and discharging a capacitor. A stabilized power supply circuit comprising: a comparator section in which an output signal of the relaxation oscillator and a signal proportional to the output of the smoothing circuit are inputted and compared, and a control signal for controlling the first switch is formed and output. In the protection circuit, the relaxation oscillator includes current setting means for determining the oscillation frequency of the relaxation oscillator, a current source that supplies current by the current setting means, and a second current source that switches the output current of the current source in two directions. a switch, a capacitor connected to one side of the second switch and connected to AC ground, a current sink means for discharging current from the capacitor, and a current sink means connected to the other side of the second switch to turn on/off the constant current sink means. a signal conversion circuit that controls off;
a Schmitt trigger circuit that receives a signal generated in the capacitor and switches the second switch, and a signal proportional to the output current of the current source of the relaxation oscillator is input to the comparator. A protection circuit for a stabilized power supply circuit, characterized in that it is configured to control the output signal of the relaxation oscillator and shut off the first switch.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15810282A JPS5947971A (en) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | Protecting circuit for stabilized power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15810282A JPS5947971A (en) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | Protecting circuit for stabilized power source circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5947971A JPS5947971A (en) | 1984-03-17 |
| JPH0373233B2 true JPH0373233B2 (en) | 1991-11-21 |
Family
ID=15664342
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15810282A Granted JPS5947971A (en) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | Protecting circuit for stabilized power source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5947971A (en) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4679131A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Rca Corporation | Regulating power supply for video display apparatus |
| JPS61192686U (en) * | 1985-05-20 | 1986-11-29 | ||
| JPS62188982U (en) * | 1986-05-19 | 1987-12-01 | ||
| JPH0495407A (en) * | 1990-08-10 | 1992-03-27 | Oki Electric Ind Co Ltd | Linearized power amplifier |
| WO2008065941A1 (en) * | 2006-11-30 | 2008-06-05 | Rohm Co., Ltd. | Electronic circuit |
| JP4921433B2 (en) * | 2008-07-17 | 2012-04-25 | 株式会社リコー | DC-DC converter with protection function |
-
1982
- 1982-09-13 JP JP15810282A patent/JPS5947971A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5947971A (en) | 1984-03-17 |
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