JPH0374089A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータ回路を用いて放電灯を点灯させる
放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 第８図はインバータ回路を用いた放電灯点灯装置の基本
構成を示す回路図である。直流電源Ｅの両端には、スイ
ッチング素子Ｑ、Ｑ＊の直列回路と、コンデンサＣ２＋
　Ｃ，’の直列回路とが並列的に接続されている。スイ
ッチング素子Ｑ、、Ｑ。

にはダイオードＤ、、Ｄ、が夫々逆並列に接続されてい
る。スイッチング素子Ｑ１Ｑｔの接続点と、コンデンサ
ｃ、、ｃ、’の接続点との間には、負荷回路が接続され
ている。負荷回路としては、非電源側に予熱用のコンデ
ンサＣ２が並列接続された放電灯ｌとインダクタンスＬ
の直列回路が接続されており、この負荷回路は一般に誘
導性リアクタンスを呈するように設計されている。放電
灯ｌの非電源側に接続されたコンデンサＣ２とインダク
タンスＬとはＬＣＣ共同回路構成し、この共振回路を利
用して放電灯ｌの両端に高電圧を発生させ、放電灯ｅを
始動及び点灯維持させているものである。

従来、放電灯を点灯させる場合に、放電灯の寿命を長く
するという理由で、両極のフィラメントを十分に予熱さ
せてから高電圧を印加して点灯させる方法が広く用いら
れている。この従来例にあっては、第９図（＆）に示す
ように、予熱時間ｔｌの間は周波数ｆｌでインバータ回
路を発振させてコンデンサＣ７の両端電圧Ｖ　（２を点
灯電圧以下に下げて放電灯ｌのフィラメントを十分に予
熱し、予熱時間ｔｌの経過後は、周波数ｆ２でインバー
タ回路を発振させて、コンデンサＣ２の両端電圧■。

２を点灯電圧よりも高くして、放電灯ｌを始動させるよ
うにしている。尚、第９図（ｂ）はコンデンサＣ２に流
れる電流ＩＣ２を示しており、同図（ｃ）は放電灯ｌの
流れる電？ｌ！１１１を示している。

このようなｔｉｔの場合、常温においては、予熱時間ｔ
ｌにおいて、適切な予熱電流を流せば、フィラメントは
十分予熱され、始動時のストレスが少なく放電灯ｌが点
灯するため、ランプ寿命が損なわれない。

しかしながら、低温時にあっては、常温時と同じ予熱電
流であっても、フィラメント温度が低く、十分予熱され
ない状態で、放電灯ｌが点灯し、フィラメントストレス
が大きくなり、ランプ寿命が損なわれる。

設計時において、低温時に十分予熱される予熱電流に設
定すれば解決すると考えられるが、以下の理由により実
現が難しい。

第８図の回路のように、コンデンサ予熱の場合の予熱電
流Ｉｆと、放電灯ｌの両端電圧ｖ０２（コンデンサ電圧
に略相当）の関係は、 Ｖａ＊−１ｆ／ωｃ、　　　但し、ω＝：２ｒｆとなり
、予熱電流Ｉｆを増やすとＶ　５　ｚも上昇し、第１０
図に示すように、Ｉｆ、が流れる電圧ｖｏで放電灯ｌは
始動してしまう、一般的には、第１０図で示されるよう
に、放電灯ｌの始動電圧が温度で変わるため、予熱電流
を低温時の最大レベルに設定（ＩｆｏとＩｆ、の間）す
ると、常温時では、始動電圧を越え、すぐに点灯してし
まう。

予熱コンデンサＣ２の容量を上げることにより、ＶＨを
低く設定できるが、放電灯ｌが点灯中もかなりの予熱電
流が残り、フィラメント損失が多くなり、コンデンサＣ
２は大きく設定できない。

従って、予熱電流１１０以上流すことは設計上できなく
、ＩＬの値も大きく設定できない、現実にはＩｆ、にで
きるだけ近い予熱電？ｉ！Ｉ　ｆ、に設定することにな
る。

第１１１！Ｉの方式は、第１１図（ｄ）に示すように、
予熱時間ｔ１後、周波数をｆ、からｆ２に変化させ、コ
ンデンサＣ２に高電圧を発生させ、始動電圧８７以上と
して放電灯ｌを点灯させるものであるが、発振周波数で
、をインダクタンスＬとコンデンサＣ２の固有振動周波
数ｆ、よりも低く設定することが多い、また、点灯した
時に、所定の放電灯電流を得るためには、ｆにイ・にな
ってしまうことがほとんどである、この場合に、周波数
を切り替えてから放電灯ｌが点灯するまでの間に、短い
時間ではあるが、同図（ｂ）に示すような進相電流がス
イッチング素子に流れて、同時オン状態のサージ電流が
流れる。特に、電源電圧Ｅが低い場合においては、電流
の実効値も大きく、サージ電流も大きくなり、スイッチ
ング素子のＡＳＯ９ＩＩｉ域（安全動作領域）を越える
というような問題もある。

尚、第１１Ｑ！１（ａ）は予熱時間１．においてスイッ
チング素子に流れる電流波形を示しており、ｙ４図（ｂ
）は高電圧をかけてから放電灯ｌが点灯するまでの時間
１．においてスイッチング素子に流れる電流波形を示し
ている。さらに、同ｒｆ！１（ａ）は、放電灯ｌが点灯
した後にスイッチング素子に流れる電流波形を示してい
る。同図（ｄ）は、コンデンサＣ２の両端に生じる電圧
ｖｃ！と発振周波数ｆとの関係を示している。

このようなスイッチング素子のストレスを改善した予熱
始動方式に第１２図のようなものがある。第１２図（ａ
）は、発振周波数ｆの時間的変化とコンデンサの両端電
圧Ｖ　ｅ　２との関係を示してぃる、この場合の回路構
成については、第８図の回路と同じとする１発振周波数
ｆは、予熱時間ｔｌの間は周波数ｆｌに固定されており
、この状態で放電灯ｌのフィラメントが十分に予熱され
るので、放電灯寿命が損なわれることはない、また、こ
の例の場合、予熱時の周波数でよと点灯時の周波数ｆ２
との間に共振点ｆｏが含まれるために、周波数ｆｏでス
イッチング素子に流れる遅相モードの電流波形と同じ電
流波形の状態で点灯されることになり、進相モードの電
流は流れなくなる。尚、第１２図（ｂ）、　（ｅ）にコ
ンデンサＣ−に流れる電流Ｉｏを及び放電灯ｌに流れる
電流Ｉｔの時間的変化（第１３図にコンデンサＣ２の両
端電圧の時間的変化を示す〉をそれぞれ示す。

この波形は、コンデンサＣ２に流れる電流Ｉｃ２と同様
の波形を示す、今、仮に、常温時のランプ始動電圧をＥ
ｌ、低温時のランプ始動電圧をＥｌとすると、第８図で
説明したのと同様、低温時の予熱不足より、Ｅ、＜Ｅ、
となり、低温時、始動時間が遅くなる（１＋＜１１＞と
同時に、より高い共振電圧を必要とし、スイッチング素
子に流れる電流が増え、ストレスがあまり改善されない
こともありうることがわかった。

本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、周
囲温度が低温となっても、予熱時間中に十分な予熱電流
が得られるようにし、放電灯寿命を改善すると共に、始
動時においてもスイッチング素子に大きなストレスが加
わらないようにした放電灯点灯装置を提供することを目
的としたものである。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、周囲温度が低い時にはフィラメントへの先行
予熱電流を増加させて放電灯を始動させる制御手段を備
えたものである。

また、上記インバータ回路は、発振周波数が可変であっ
て、放電灯の予熱時に所定の周波数でインバータ回路を
一定時間発振させた後、時間の経過と共に発振周波数を
点灯周波数まで滑らかに変化させる周波数制御部を設け
たものである。

［作　用］ 低温時においては、制御手段によりフィラメントへの先
行予熱電流を増加させて放電灯を始動させるようにして
いる。

また、周波数制御部により、放電灯の予熱時に所定の周
波数でインバータ回路を一定時間発振させた後、時間の
経過と共に発振周波数を点灯周波数まで滑らかに変化さ
せるようにしている。

［実施例１］ 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。第
１図は本発明の一実施例の回路図である０本実施例にお
いて、従来例回路と同一の機能を有する部分には同一の
符号を付して重複する説明は省略する。負荷回路として
は、非電源側に予熱用のコンデンサＣ３を並列接続した
放電灯ｌと、インダクタンスＬ及びコンデンサＣ３の直
列回路が接続されている。コンデンサの容量は、Ｃ＋＞
０２であり、負荷回路の固有振動周波数は、インダクタ
ンスＬとコンデンサＣ−ｈでほぼ定まる。

直流型ｓＥの両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ−の直
列回路からなる制御部電源回路が接続されている。コン
デンサＣ５の電圧は、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺ
Ｄ、の直列回路に印加されている。ツェナーダイオード
ＺＤ、の両端に発生した基準電圧は、コンパレータＣＰ
、の反転入力端子に印加されている。コンパレータＣＰ
１の非反転入力端子には、コンデンサＣｓの電圧が印加
されている。コンデンサＣｓはトランジスタＱ、を介し
て、コンデンサＣ３の充電電圧にて充電される。トラン
ジスタＱ、には、カレントミラー回路を構成するように
、トランジスタＱ、が接続されている。各トランジスタ
Ｑ３．Ｑ、の電流利得ｈｆｅが十分に大きいとすると、
トランジスタＱ、に流れる電流は、トランジスタＱ、に
流れる電流と同じになる。

トランジスタＱ、は、抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回路を介し
てコンデンサＣ，の両端に接続されている。抵抗Ｒ５に
はコンデンサＣ１とトランジスタＱ、が並列接続されて
いる。トランジスタＱ、のベースには、抵抗Ｒ＠を介し
てタイマー回路３の出力が接続されている。タイマー回
路３は、予熱時間を設定するものであり、直流電源Ｅが
投入されて、コンデンサＣ５の充電電圧が上昇してから
、所定の時間だけ高レベルの信号を出力する。従って、
トランジスタＱ、に流れる電流は、電源投入後の一定時
間は抵抗Ｒ２によって決まり、その後は、コンデンサＣ
４の充電電圧の上昇につれて、徐々に減少し、最終的に
は抵抗Ｒｚ、Ｒ３の直列抵抗によって決まる一定値とな
る。このＣＲ回路によって、周波数制御部４が構成され
ている。

コンデンサＣｓの両端電圧は、タイマーＩＣｔｓの２番
、６番及び７番端子に接続されている。

このタイマーＩＣｔｍは、汎用のタイマーＩＣ（ＮＥＣ
製μＰ　Ｄ　１５５５５　）であり、周知のように、ト
リガ端子（２番端子）が（１／３）ｖｅｅ以下になると
、トリガされて出力端子（３番端子２図示せず〉が高レ
ベルとなり、放電端子（７番端子）は高インピーダンス
となる。また、スレッシュ端子（６番端子）が（２／３
）Ｖｃｅになると、出力端子（３番端子）が低レベルと
なり、放電端子（７番端子）も低レベルとなる。このた
め、コンデンサＣ５の両端には鋸歯状波電圧が発生する
。この電圧がコンパレータＣＰ、にて基準電圧と比較さ
れて、コンパレータＣＰ、からは矩形波の発振出力が得
られる。

コンパレータＣＰ、の出力は、ＤフリップフロップＦＦ
により分周される。Ｄフリップ７０ツブＦＦの出力Ｑ、
Ｑは、ＮＡＮＤゲートＧ、、Ｇ。

の一方の入力にそれぞれ接続されている。また、出力Ｑ
はデータ人力りに接続されている。クロック人力Ｃには
、前述のコンパレータＣＰ１の出力が接続されている。

クロック人力Ｃが低レベルから高レベルに立ち上がる度
に、ＤフリップフロップＦＦの出力は反転し、出力Ｑ、
ＱからはコンパレータＣＰ１の出力を２分の１に分周し
たデユーティファクター５０％の矩形波が得られる。一
方、コンパレータＣＰ、の出力は、インバータゲートＧ
、、Ｇ、と抵抗Ｒ，を介して、ＮＡＮＤゲートＧ、。

Ｇ２の他方の入力に接続されている。各ＮＡＮＤゲー）
Ｇ、、Ｇ、の出力は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１
．Ｑ１の駆動回路１．２に入力されている。従って、ス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ、の駆動信号は、一方が高レベ
ルで他方が低レベルである第１の期間と、一方が低レベ
ルで他方が高レベルである第２の期間とが交番する信号
となり、第１の期間と第２の期間との間に、両方の出力
が共に低レベルである第３の期間が存在する。この第３
の期間は、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、が共にオンにな
らないようにするためのデッドオフタイムであり、オン
状態のスイッチング素子の電荷蓄積時間等を考慮した短
い時間で良く、第１図回路では。

コンパレータＣＰ１の出力が低レベルである期間によっ
て決定されている。

今、常温時において、直流電源Ｅを投入すると、タイマ
ー回路３のコンパレータＣＰ、の一端子はＬレベルであ
るため、出力はＨレベルの信号により一定時間トランジ
スタＱｓがオンする。従って、インバータ回路の発振周
波数は、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の値によってほぼ定
まった値となり、周波数ｆ、で予熱が行われる。トラン
ジスタＱ６は、サーミスタＲ７と抵抗Ｆｔ＋ｏの分圧電
圧でツェナーダイオードＺＤ、を介してベースに接続さ
れており、導通状態にある。よってコンデンサＣγ、Ｃ
ｓの並列容量と抵抗Ｒ１の時定数で、接続点（コンパ゛
レータＣＰ２の一端子）の電位が上昇し、ある時間ｔ、
でもって、ツェナーダイオードｚＤ、の電位を越えるた
め、コンパレータＣＰＩの出力は反転し、トランジスタ
Ｑ１がオフになる。このため、コンデンサＣ１が徐々に
充電され、その充電電圧は、抵抗Ｒ，，Ｒ，の分圧電圧
に至る。このとき、インバータ回路の発振周波数は前述
の予熱時の周波数ｆｌから、抵抗Ｒｘ　、　Ｒ＊とコン
デンサＣｓにより決まる周波数ｆ、へ徐々に変化する。

この周波数の変化の途中で放電灯ｌが点灯する。

次に、低温時においては、タイマー回路３のサーミスタ
Ｒ７の抵抗値が大きくなり、分圧電位が下がるため、ト
ランジスタＱ、はオフし、コンデンサＣ・と抵抗Ｒ１の
時定数で電位が上昇し、常温時より早い時間ｔ、でコン
パレータＣＰＩの出力が反転し、トランジスタＱｓがオ
フになる。従って、第２Ｑａに示すように、低湿時の予
熱電流が常温時に比べ実質的に増加することになり、予
熱電流一定の時より始動電圧が下がり、始動し易く放電
灯ｌが点灯することになる。尚、上記サーミスタＲ２が
低温時においてフィラメントへの先行予熱電流を増加さ
せる制御手段を構成している。

［実施例２］ 第３図は実施例２を示し、タイマー時間は変えずに、予
熱時の発振周波数ｆから点灯時の発振周波数ｆへのスム
ーズな移行のスピードを変えるものである８本実施例は
、１石式のインバータ回路であり、スイッチング素子Ｑ
、とじて電力用のＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチ
ング素子Ｑ、にはコンデンサＣゆが並列接続されており
、このスイッチング素子Ｑ、を介して、リーケージトラ
ンスよりなる発振トランジスタの１次側巻線が直流電源
Ｅに接続されている０発振トランジスタの２次側巻線に
は、実施例１の場合と同様の負荷回路が接続されている
。尚、この場合、スイッチング素子Ｑ、の逆方向電流は
、ＭＯＳ　Ｆ　ＥＴの寄生ダイオードを介して流れる。

抵抗Ｒ１，コンデンサＣ３の直列回路は、直流電源Ｅの
両端に接続されており、スイッチング素子Ｑ＋の駆動回
路及び制御回路に電源電圧Ｖｅｃを与えている。まず、
スイッチング素子Ｑｌの駆動回路について説明する。コ
ンデンサＣ７には、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ
、が接続されている。トランジス２０丁のコレクタは、
トランジスタＱ、、Ｑ・のベースに接続されている。ト
ランジスタＱ＝、Ｑ曹のエミッタは、抵抗Ｒ１，を介し
て接続され、トランジスタ（Ｌ、Ｑｓのコレクタはそれ
ぞれコンデンサＣ５の両端に接続されている。トランジ
スタＱｙがオンすると、そのコレクタ電位が低下するの
で、トランジスタＱ、がオフ状態、トランジスタＱｓが
オンできる状態となり、スイッチング素子Ｑ、のゲート
は、抵抗Ｒ＋ｓ、トランジスタＱ・を介してグランドレ
ベルにプルダウンされる。トランジスタＱ１がオフする
と、そのコレクタ電位が上昇するので、トランジスタＱ
、がオフ、トランジスタＱ、がオンとなり、抵抗ＲＩ　
４１Ｒ，、、Ｒ，、の直列回路にコンデンサＣ１の充電
電圧が印加され、抵抗Ｒ目の両端に生じる分圧電圧によ
りスイッチング素子Ｑ１のゲート電位が上昇する。これ
によって、スイッチング素子Ｑ、のゲートが電圧駆動さ
れるものである。

次に、スイッチング素子Ｑ＋の制御回路について説明す
るｅ　ｔｅ＊１．　ｔｓ２は汎用のタイマーＩＣ（ＮＥ
Ｃ製μＰ　Ｄ　１５５５５　’）である、タイマーｒｃ
ｔｍｌの時定数回路を構成する抵抗Ｒ，，，Ｒ，，、コ
ンデンサＣ１の直列回路には電源電圧Ｖｅｅが印加され
ている。抵抗ＲｎｙとＲ４の接続点はタイマーＩＣｔｓ
、の放電端子（７番端子）に接続され、抵抗Ｒ目とコン
デンサＣ１の接続点はタイマーＩＣｔ＋ｗ、のスレシッ
ルド端子（６番端子）及びトリガ端子（２番端子）に接
続されている。これによってタイマーＩ　Ｃｔ　Ｉｌｌ
は無安定マルチバイブレータとして動作する。その発振
周波数は、抵抗Ｒ，，，Ｒ，，及びコンデンサＣ・の時
定数と、制御端子（５番端子）の電圧によって決まる。

タイマーＩ　Ｃｔ　＠＋の出力端子（３番端子）は、タ
イマーＩＣｔｍｌのトリガ端子（２番端子〉に接続され
ている。

タイマーＩＣｔａ２の時定数回路を構成する抵抗Ｒ目、
コンデンサＣ１・の直列回路には、電源電圧Ｖｅｅが印
加されている。抵抗Ｒ６書とコンデンサＣ１゜の接続点
はタイマー■ＣｔＩ１１の放電端子（７番端子）及びス
レシラルド端子（６番端子〉に接続されている。タイマ
ーＩＣｔ曽２の制御端子（５番端子）はコンデンサＣ９
を介して接地されている。

これによって、タイマーＩＣｔｍｔは単安定マルチバイ
ブレータとして動作する。タイマーＩ　Ｃｔ　１１２の
出力端子（３番端子）は、前述のスイッチング素子Ｑ１
の駆動回路におけるトランジスタＱ・のベースに接続さ
れている。

周波数制御部４の構成については、実施例１の場合とほ
ぼ同様である。電源投入後、一定時間はタイマー回路３
の出力が高レベルでトランジスタＱｓがオンであるので
、オペアンプＯＰには、抵抗Ｒ，，Ｒ，の並列回路と抵
抗Ｒ才との分圧電圧が入力され、オペアンプＯＰにて低
インピーダンス化されて、タイマーＩＣｔ＋＊１の制御
端子（５番端子）に入力され、予熱時の発振周波数ｆ、
が決定される。タイマーＩＣｔｅｌよりなる単安定マル
チバイブレータは、スイッチング素子Ｑ、のオフ期間を
決定するために用いられている。

次に、タイマー回路３のタイマー時間１．の経過後にお
いては、常温時、サーミスタＲ２と抵抗Ｒ６の分圧電位
がツェナーダイオードＺＤより高く、トランジスタＱ・
はオンのままである。従って、タイマー回路３の出力に
よりトランジスタ。

、はオフし、抵抗Ｒｏを介してコンデンサＣ４、Ｃｓが
充電されるので、オペアンプＯＰの入力電圧は予熱時に
比べて徐々に高くなり、それによってタイマーＩＣｔｍ
ｌの発振周波数が徐々に低くなる。

この変化により、予熱時の発振周波数ｆｌから点灯時の
発振周波数ｆ２へとスムーズに移行する。

低温時においては、前記トランジスタＱ、はサーミスタ
Ｒ２の抵抗変化によりオフするため、オペアンプＯＰの
入力電圧の充電が抵抗ＲｏとコンデンサＣ１のみの時定
数となり、そのスピードが常温時より早くなる。従って
、周波数の変化度合も早く、第４図のようにそれだけ常
温時より予熱電流が実質的に増加して、予熱電流一定の
時より始動電圧も下がり、放電灯ｌが点灯する。

［実施例３］ 第５図は実施例３を示し、動作は第８図における従来例
と基本的に同じである。つまり、−電子熱電流を流した
後、タイマー回路３のカウントアツプにより高電圧を印
加して、放電灯ｌを点灯させるものである。特に、低温
時にサーミスタＲ８の特性を利用して、−電子熱電流供
給のレベルを第６図に示すように、常温時のレベルＩｆ
、より大きなＩｆ、に設定するものである。これは、第
１０図に示すように、低温時にはこの予熱電流で始動し
ないからである。この構成により、低温時においてフィ
ラメントの予熱を改善し、放電灯ｌの寿命への影響を少
なくすることができる。

［実施例４］ 第７図は実施例４を示している。この第７図は予熱−始
動過程の予熱電流を示し、これは実施例２の変形で、低
温時において予熱時ｔ、まで一定予熱後、ｔ、〜ｔ１の
間は、常温時より発振周波数のスムーズな移行スピード
を早め、予熱電流を・かせいだ後、時間ｔ２以降は、ま
たその移行スピードを遅くするものである。そして、実
施例２と同様な効果を得ることができる。尚、ｔ２以降
の移行スピードは、ｔ、〜ｔ！時のスピードより遅けれ
ば、どうあってもよい。

上記各実施例においては、タイマー回路の構成は問わな
いものであり、また、サーミスタの代わりにポジスタを
用いてもよく、コンパレータの代わりに汎用タイマーＩ
Ｃを用いてもよい、更に、実施例においては、ある温度
以下で不連続的に予熱電流を変化させているが、低温〜
常温の間を連続的に予熱電流を変化させても良いもので
ある。

また、インバータ回路も、１石、２石、ハーフブリッジ
、Ｌプッシュプル型のいずれでも良いものである。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、周囲温度が低い時にはフィラメ
ントへの先行予熱電流を増加させて放電灯を始動させる
制御手段を備えたものであるから、制御手段によりフィ
ラメントへの先行予熱電流を増加させて放電灯を始動さ
せるようにしているものであり、そのため、低温時にお
いて予熱電流が十分とれ、低温時におけるフィラメント
のストレスの低減、（放電灯の寿命を損なわない）、ス
イッチング素子のストレス低減、始動時間の改善を図る
ことができる効果を奏するものである。

また、上記インバータ回路は、発振周波数が可変であっ
て、放電灯の予熱時に所定の周波数でインバータ回路を
一定時間発振させた後、時間の経過と共に発振周波数を
点灯周波数まで滑らかに変化させる周波数制御部を設け
たものであるから、周波数制御部により、放電灯の予熱
時に所定の周波数でインバータ回路を一定時間発振させ
た後、時間の経過と共に発振周波数を点灯周波数まで滑
らかに変化させるようにしていることで、フィラメント
に急激な予熱電流を与えることがなく、低温時における
フィラメントのストレスの低減（放電灯の寿命を損なわ
ない）、スイッチング素子のストレス低減、始動時間の
改善を図ることができる効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は同上の動作
波形図、第３図は同上の実施例２の回路図、第４図は同
上の動作波形図、第５図は同上の実施例３の回路図、第
６図は同上の動作波形図、第７図は同上の実施例４の動
作波形図、第８図は従来例の回路図、第９図は同上の動
作波形図、第１０図は同上の説明図、第１１図は同上の
動作波形図、第１２図は他の従来例の動作波形図、第１
３図は同上の説明図である。 ４は周波数制御部、ｅは放電灯である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）スイッチング素子をオンオフして所定の発振周波
   数を出力するインバータ回路と、誘導性素子及び容量性
   素子からなるＬＣ共振回路と、このＬＣ共振回路と共に
   負荷回路を構成する放電灯とを有し、放電灯の始動時に
   は放電灯のフィラメントを先行予熱して放電灯を始動点
   灯させるようにした放電灯点灯装置において、周囲温度
   が低い時にはフィラメントへの先行予熱電流を増加させ
   て放電灯を始動させる制御手段を備えたことを特徴とす
   る放電灯点灯装置。
2. （２）上記インバータ回路は、発振周波数が可変であっ
   て、放電灯の予熱時に所定の周波数でインバータ回路を
   一定時間発振させた後、時間の経過と共に発振周波数を
   点灯周波数まで滑らかに変化させる周波数制御部を設け
   たことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。