JPH0375573A - フィラメント単位長当たり電気抵抗の無接触測定方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はフィラメントの単位長当たりの電気抵抗の測定
に係り、導電性フィラメントと直接電気的に接触するこ
とが不都合又は不可能である状態で特に適用されつる直
接の電気的接触が望ましくないが、不可能である場合の
特別な例は、光ファイバに適用された電気的な導電性膜
、例えば炭素膜の単位長当たりの電気抵抗の測定を行う
場合である。この例では膜との直接接触はファイバの強
度を損う危険があるため望ましい場合、或いは電気的な
導電膜は既に、例えば、プラスチック材の様な誘電性保
護膜で被覆されている場合である。

炭素の気密膜で光ファイバを製造する間、炭素膜の厚さ
を監視することが望ましい。１つのアプローチは、導電
率σの薄い膜に対し、厚さｔに正比例するファイバのコ
ンダクタンスを測定することである。

単位長当たり コンダクタンス＝２πａｔσ（ｔ＜＜ａ）（１１ここで
ａはファイバ半径である。

第１図は如何に既存の設計のテンソメータ（ｔｅｎｓｏ
ｍｅｔｅｒ）が単位長当たりの電気抵抗の直流オンライ
ン測定をすることができるよう適合されつるかを示す。

このテンソメータでは、光フアイバ１０は２つの案内ホ
イールで１１及び１２を通り、その間でファイバが弾性
的にバイアスされたデンソメータホイール１３により偏
らされる。テンソメータは、元のホイール１１及び１２
を黒鉛ホイールで置き換え、摺動接触を用いる黒鉛ホイ
ールに亘って抵抗計１４を接続することにより適合され
る。前記の如くこのアプローチの欠点は炭素膜及びテン
ソメータホイール間の直接接触が膜を損傷し、ファイバ
の強度を損いがちであり、一方、炭素がテンソメータを
通る以前にプラスチック保護膜を設けられている場合、
この保護膜の存在は炭素膜及び黒鉛ホイール間の遮液電
気的接触を防ぐ。

測定を行うための直流を用いる代わりに、交流が用いら
れた場合、少なくとも原理的に無接触容量結合は第１図
の黒鉛ホイールに置き換りうる。

しかし、実際、ファイバは第２図に系統的に示され、第
３図に等価回路図で示される如く、ファイバ孔出し装置
の他の部分との容量結合に敏感である。第２及び３図で
は２Ａ及び２ｍは主として容量インピーダンスであり、
結合キャパシタンスＣｉｎ及びＣｏｕ　ｔのどちらか一
方とファイバの巻回装置との相互作用の積である。交流
信号Ｖｉを供給する発振器２０から得られたファイバに
誘導された電位Ｖｆと、出力信号、■、を得るようタッ
プ出力されたＶｆの一部ｖ１の両方は浮遊インピーダン
ス２Ａ及び２Ｉｌの大きさに依存する。

ファイバ抵抗Ｒを明確に計算する為、浮遊インピーダン
ス２Ａ及び２Ｂを知るのが、ファイバ孔出の電位及びそ
の変化率の両方を得るような電プローブを用いることが
必要である。この為に、バッファ増幅器４０に供給され
る信号ｖｌ及びＶ、を夫々タップして取り出す２つの容
量タップＣ１及びＣ１は第４図に示す如く用いられる。

発振器及びタップ間の遮蔽４１のかかる形は発振器及び
タップ間の直接容量結合を減少するのにも必要である。

その等価回路を第５図に示す。

本発明の目的は、フィラメント及びその周囲間の浮遊結
合に関連するインピーダンスの大きさを評価しなければ
ならない必要なしに、交流測定によりフィラメントの単
位長当たりの電気抵抗の無接触測定を行ないうることで
ある。

本発明の別な目的は、特に光ファイバの面にある例えば
炭素の如き必ずしも必要でない゛ハーメチック膜を介し
て公知の断面の電気的絶縁フィラメントの面にある公知
の抵抗率の電気的導電膜の厚さを無接触で測ることがで
きることである。

本発明の別な目的は、交流測定によりフィラメントの単
位長当たりの抵抗の測定を無接触で行う装置を提供する
ことである。ここで、単位長当たりの抵抗を、装置のフ
ィラメント及び構成部品間の浮遊結合効果に関連するイ
ンピーダンスの大きさを知らなければならない必要なし
に測定できる。

これら及び別な目的を遂行するにおいて、フィラメント
は同軸伝送線の内部導体からなり、単位長当たりの抵抗
の測定はその線に注入された信号の伝搬定数を測定して
得られる。かかる測定で用いられた電搬定数は減衰係数
又は特別な周波数での電搬波長でもよく、或いは減衰係
数又は伝搬波長の特別な値を与える周波数でもよい。

信号が線に注入される所から離間した丁度−点で鎖線に
現われる信号を分析する代わり、線上の２つの順次の点
に現われる信号間の比較をすることが一般的に望ましく
、線上のそれらの２つの点での信号間の一定の振幅比又
は一定の位相関係を維持するよう、装置を駆動する発振
器の出力の周波数を制御するフィードバックループで比
較の結果を用いることが特に望ましい。かくて伝送線が
複数の部分に分割されることが有利である。電力はこれ
らの部分の１つ、注入部に結合され、公知の離間した２
つの別な部分、測定部分に夫々現われる得られた信号間
で比較がなされる。それらの２つの信号間に所定の振幅
又は位相差を与えるよう注入信号に結合された注入され
た信号の周波数を調整するフィードバックループの動作
を制御するよう２つの信号の比較の為に配置することが
更に有利である。

実施例 望ましい形で本発明を具体化する抵抗測定器を以下に説
明する。この説明は特に伝送線理論に関する動作の基と
なる原理の説明と共にする。

添付図面の第１〜第４図と共の説明は既にしたので、更
に第６〜１０図も参照して説明する。

光ファイバの導電膜及びその周囲間の容量結合は自然に
分布し、従ってそれに沿う電気的信号の伝搬は第３及び
５図に示す集中インピーダンスによって正確に予測はさ
れない。より適したモデルは損失伝送線としてファイバ
を扱う。均一伝送線の特性は単位長当たりの直列インダ
クタンスや抵抗及び単位長当たりの並列キャパシタンス
やコンダクタンスにより完全に決められる。半径すの同
軸の第２の導体により囲まれた半径ａの円筒形の中心導
体の場合には下記のようになる：単位長当たりの直列イ
ンダクタンス ２　　π　　　　　ａ 単位長当たりの並列キャパンタンス Ｃ＝２πεＥ。

ｎｂ 単位長当たりの直列抵抗　　Ｒ 単位長当たりの並列コンダクタンス　　Ｇ無接触ファイ
バ導電度測定装置では、計器の穴の半径、ｂは実質的に
ファイバの半径ａより太きいことが一般的に必要である
。゛寸法によるインピーダンスの対数変化により、ある
環境での伝送線特性は直径の小さい変化に比較的無感で
ある。非円形装置の作用は装置のファイバと導電壁間の
間隙に略等しい同様なりである。

伝送線を伝搬する角周波数ωの信号を考える。

電圧　Ｖ＝Ｖｏ　　ｅｘｐ　　ｊ（ωｔ−ｋｘ）（２）
電流　ｉ＝ｉ　ｏ　　ｅｘｐ　　ｊ　（ωｔ−ｋｘ）　
（３１損失のある案内体に対し、伝搬定数には複素数に
なる。

角周波数ωで： に＝β−ｊα　　　　　　　　　　　　　　（４）単位
長当たりの直列インピーダンス Ｚ＝Ｒ＋　ｊωＬ（５） 単位当たりの並列アドミタンス Ｙ＝Ｇ＋　ｊωＣ（６） ここで、問題の大くの場合に対して、漏れ又は損失誘電
体に対応する並列コンダクタンスＧは無視されうる。第
６図は伝送の無限小の長さδＸの直列及び並列素子を示
す。

δＸ＋Ｏの限定において： の比に等しい品質値Ｑを決定することが便利である。

ｘ ｘ 微分方程式からｉ及びＶを除去するにニーに２　＝ＲＧ
−ω２ＬＣ＋ｊω　（ＲＣ＋ＬＧ）αω損失のない伝送
線の場合には、Ｒ＝Ｇ＝Ｏである時、下記である： に＝β＝ωｖ’Ｌｃ　　　　　　　　　　　　　Ｑυこ
れらの環境下では信号は導体間の導電体での炎の速度に
等しい。速度　　ω　　　１　　で伝搬する。

本実施例では、単位長当たり有限直列抵抗Ｒを測定する
のが必要であり、−膜内にＧ＝ｏであると考えるのが有
効である。振動性及び散逸性条件これにより に！＝）ωＲＣ（１＋ｊＱ） ３ ｂ／ａ＝４０で５ｍｍの孔の導電体円筒中の１２５μｍ
のファイバに対し、μ＝ε＝ｌを考えると、典型的な膜
の抵抗は約ＩＭΩｍ−’であり、Ｑ＝　（７，４Ｘ　１
０−”ω）はｌより非常に小さく、１００ＭＨｚ以下の
全ての周波数に対して、１にΩ／ｍ程度に低いファイバ
抵抗でも小さい。

伝搬定数にの実数部及び虚数部が略等しくなる。

ＩＭＨｚの周波数で： α□βた７ｍ−１ （Ｉｆｆ ｌ／α（”ｂ１４ａｎ）の距離に亘って、信号振幅は係
数１／ｅ＞０．３７だけ減少し、位相はエラジアンだけ
変わる、これは、単位長当たりの位相変化が３００ｍの
波形に対応して僅か０．０２である損失ガイドと対照を
なす。

伝送線に結合され又は結合を外れた電力を予測する重要
なパラメータは、導体間の電位の比として定義される特
性インピーダンスＺ０であり、電流はそれらの間を流れ
る： に現われるインピーダンスは、終端インピーダンス、伝
送線の長さ及び動作周波数に依存する。炭素被膜された
光ファイバの一部により、構成された有限長の同軸伝送
線の場合には、そのファイバが導電管を通り、終端イン
ピーダンスは管を越えるファイバの囲りの導電性金属加
工品の形及び接近により決定される。その終端インピー
ダンスが整合インピーダンスでない場合、パワー、は第
７図に示す如くインピーダンスの不連続部から反射され
る。

入射波　Ｍｌ　＝Ａ　　ｅｘｐ　　ｊ　（ωｔ　−ｋｘ
）　Ｑ９１ｋ及びＺｏの記号は、軸方向距離Ｘが増す方
向に伝搬する波に対して正であり、反対方向に対して負
である。Ｚｏは無限に長い伝送線又はＺｏに等しいイン
ピーダンスで終端された伝送線の一端に現われるインピ
ーダンスである。

有限長の伝送線が一端で整合しない場合、他端０ 反射波　Ｖｔ　＝Ａ　’　ｅｘｐ　　ｊ　（ωｔ　＋ｋ
ｘ）（２１）２ 終端インピーダンス（Ｘ＝Ｏ）で 反射係数 Ａ’Ｚａ−Ｚ。

終端インピーダンスＺａが整合インピーダンス、すなわ
ちＺａ＝Ｚｏである場合、反射係数はゼロであることは
上記から分る。

伝送線への入力がＸ＝−Ｓで、 従来の低損失（高Ｑ）伝送線では、係数ρｅ　−２′１
の振幅は略ｌとなり、Ｚｉで大きな変化を生じる。しか
し、本例では、注意は低損失伝送線には向けられず、反
射波が大きく減衰されるよう寸法及び動作周波数を選ぶ
ことが可能である。

αＳ＞＞１に対し、 αｓ＞２の場合、終端インピーダンスの変化は最悪の条
件（開回路又は短絡回路）下でＺｉの±４％の変化より
少なく発生する。同様に、長さが１／αの少なくとも数
倍である伝送線の中央近くに測定タップが配置されてい
る場合、測定周波数のかかる外部雑音は大いに減衰され
る。

前記の考えを用いて、第８図は同軸伝送線フォーマット
で作られた第２図の基本単一測定タップ型抵抗測定器の
一例の系統図である。第８図のこの測定器では炭素被覆
された光ファイバ１０は梯隊に配置された導電管の５つ
の部分８０〜８４を通る。各部分８０〜８４は、同じ特
性インピーダンスＺｏの伝送線の長さを形成するようそ
れを通るファイバ１０の一部と協働する。発振器２０か
らの交換信号は部分８１を通って装置に印加され、この
信号の一部は部分８３を介して、システムからタップし
て取り出されバッファ増幅器４０に供給される。部分８
１の一端は部分８０の端部の隣りで終端し、部分８０は
Ｚ′、の値に関係ない部分８１に対する実質的に整合し
た終端として現われるよう１／α（典型的に〉２／α）
と比較して、十分長くされ、浮遊インピーダンスはファ
イバと部分８０の端部を越えるその周囲との間を結合す
ることにより与えられる。同様に部分８４は２−、の値
によらず部分８３に対して実質的に整合した終端として
現われるに十分長く作られ、浮遊インピーダンスはファ
イバと部分８４の端部を越える周囲との間を結合するこ
とにより与えられる。

最後に、部分８２は部分８１及び８３間の整合したイン
ピーダンス接続を提供する。測定タップ、部分８３から
の反射を防ぐため、そのバッファ増幅器４０はタップイ
ンピーダンスと比較して低い入力インピーダンスを有さ
なければならない。或いは有限増幅入力インピーダンス
の効果に対する補償は、例えば同軸伝送線導体の寸法を
変えることにより可能である。しかし、かかる接続は安
定で周波数とは無関係であることを確実にすることは難
しく、従って、安定測定装置の設計は低インピーダンス
バッファ増幅器の使用で簡単化される。

タップインピーダンスは接地された容量タップに結合さ
れた電流から計算されつる、反射を抑圧する定インピー
ダンス設計を維持するのに、Ｘｌ−ω／２からＸ１＋ω
／２に延圧するタップに関しては下式になる： 電極Ｗ＜＜１／αに対し特性長さと比べて短い。

１１七ｖ　（Ｘ、　）　　・Ｙ−Ｗ りｖ（Ｘｌ）・Ｊωｃ−ｗ　　　　　　　　（２８）タ
ップは中央導体に接続された大きさＣ，＝Ｃ前の純容量
として作用する。より長いタップに対して、電流は伝送
された信号の源に向かってずれて配置された短いタップ
に誘導される電流に等しい。結合された信号に関して、
タップの長さをω＝１／αを越えて増すようなわずかな
利点がある。

従来の回路設計技術を用いて構成されたバッファ増幅器
で達成されつるよりがなり大きいインピーダンスを示す
タップ長を選定することに何ら特別な問題が含まれない
ことが分る。

部分８１は結合キャパシタンスＣＩｍを提供すると、 ファイバ上に結合された交流電位は次の様になる。

部分８２の長さが、測定タップを発振器２ｏにより提供
された信号の注入の点から伝送線より距離り、に隔てる
ようにする場合、ファイバの電圧はｖｆからｖｆ、に落
とされる。ここで部分８３から結合キャパシタンスＣ１
を提供するとバッファ増幅器４０に結合される信号電流
１１は下式で与えられる。

ｊ＋＝Ｖｒ＋ｊωＣ＋　　　　　　　　　　　（３１）
かくて、伝送アドミタンスは下式になる。

これは、容量値タップか高域フィルターとして作用する
ので、結合が低周波数で落ちることを示す。高周波数で
は、減期間がｅ　−Ｄ″１が支配し、信号は再び落ちる
。コンダクタンスが小さい範囲の値に制限される場合、
これは重要にはならないが、これは伝送アドミタンスの
小さい値の不明な出力を生じる。別な欠点はＺｏ、　　
α及びβの全てがファイバコンダクタンスに依存し、出
力が非常に非直線的であることである。その理由は炭素
被覆されたファイバの単位長当たりの抵抗Ｒの平方根に
全く機能的に依存するからである。

ファイバコンダクタンスを推論するあいまいさは第９図
に示す如く２つのタップが用いられる場合に解決される
。この測定器は、第８図の測定器と同じ部品を有するが
導電管の２つの別な部分９０．９１を含む。部分９１は
第２の測定タップを提供し、第２のバッファ増幅器４ｏ
に接続される。

部分９０．は部分８３から部分９１を離間させる。

２つのバッファ増幅器４ｏは夫々検出器９２に接続され
、それらの検出器の出力は対数比ユニット９３に供給さ
れる。タップ電流の比は下式になる。

ｔ＊　　　Ｃ２ｅ−’ρＤｅ−に＋） （３３） １１　　　　　に こで、Ｄは２つのタップ間の離間距離である。

同一のタップ容量Ｃ１及びＣ２に対して、終端効果が抑
圧される場合、比は伝送線特性、周波数、及びタップの
離間距離のみに依存する。被覆されたファイバの単位長
当たりの抵抗はαから振幅比を介して計算されつる。

Ｑが１より非常に小さい場合、式（４）、αａは下式の
関係を与える： 〈単位当たりのファイバ抵抗〉 αの測定から振幅比を介してファイバの単位長当たりの
抵抗の値を計算する代りとして、同じ値がβの測定から
相対位相を介して計算されつる。

目的の為、２つの検出器３２はリミタ−で置き換えられ
、位相測定器は対数比ユニット９３で置き換えられる。

前記の分析では暗黙として発振周波数ω及び電極の幾何
学的形状の両方が一定のままであるとした。これは単位
長当たりのファイバ抵抗段の高い又は低い値の両方でな
される正確度に制限を課する。小さいＲに対して、タッ
プ電流１１及び１２は略等しく、それらの大きさ又は相
対位相の小さい変化はＲの計算された値に大きな誤差を
与える。

かかる変化は特に伝送線部分８０及び８４が電極間隔り
よりかなり長くない場合、ファイバ位置の横方向のずれ
又は浮遊容量から生ずる。

Ｒが大きい場合、１２は離隔りを有するタップ電流の指
数変化及び伝搬定数によりｉ、より非常に小さくなる。

先ず、これは発振信号のピックアップから浮遊キャパシ
タンス、不適当な遮蔽又は不完全な電源減結合を介して
誤りを生じ易くする。非常に高いファイバ抵抗に対して
、タップ信号はタップ増幅器の固有雑音以下になる。

第９図に示す構成は正確性及び再現性を確実にするよう
特別な測定に頼らずにファイバコンダクタンスの１０＝
１の範囲を取り扱うことができるべきである。より大き
なダイナミックレンジが必要である場合、１つの選択は
発振器周波数を切換え、１つ以上測定範囲を与えること
である。

第１Ｏ図は、周波数ωがタップ電流ｉとｉ２間の比を一
定に維持するよう連続的に変えられる別な構成を示す。

この測定器は第９図の測定器と同じ７つの部分の導電管
の配置を有する。発振器２０は電圧制御発振器１００ｑ
置き変えられる。

バラフッ増幅器は本例では２段増幅器４０ａ及び４０ｂ
により構成される。

ミラー積分増幅器は、適宜に商業的に入手できる。集積
回路増幅器により、この構成が低雑音及び低入力インピ
ーダンスを有し、浮遊キャパシタンスへの感度を最小に
するので第１段に用いるのが望ましい。単一ダイオード
整流器段１０１は第２段６０ｂの出力を受ける。第１の
測定タップ用の整流器段は、他の整流器段の出力に比較
可能であるレベルにその出力の値を与える分圧器を形成
する別な抵抗器１０２を含む。精密整流器段又は二乗法
回路を代りに用いてもよい。詳細は、以下に説明の如く
、電圧信号が１次の周波数に無関係なので重要ではない
。非常に直線的出力が必要である場合、同様の駆動電圧
で双方の整流器を動作させることが有利である。分圧器
を省略する場合、第１チヤンネルの電圧増幅器の利得が
減少される。

差動増幅器１０３からは（Ｐ−ｉ、−ｉ、）に比例する
誤り信号を発生する。ここでＰは２つのタップ増幅チャ
ンネルの利得の比である。誤り信号は１０４で積分され
、高レベル交流信号をファイバ伝送線に注入する電圧制
御発振器１００の周波数を制御するのに用いられる。

適切に選ばれた時定数により、電圧制御発振器１００に
より供給される周波数はファイバコンダクタンスを辿る
。同様の結果は位相比較器を用いて可能であるが、位相
不確実性による誤りを避ける注意が必要である。回路は
一定の比ｉ　＋　／　ｉ　ｔを維持するようにする閉ル
ープ方式である。従って伝搬定数α及びβは一定である
。

ファイバに注入された電圧は発振器電圧の一定の一部で
あり、ミラー積分前置増幅器４０ａ段からの電圧出力も
周波数に無関係になる。現実の状況下で、浮遊インピー
ダンスｚ′、及びＺ゛、はほとんど純容量である。伝送
線の端部からの反射によるタップ電流の誤りは浮遊イン
ピーダンスの特性インピーダンスＺＯに対する比に依存
し、これらの比は、周波数と無関係である。

ファイバコンダクタンスは下式により与えられ： そして、周波数に直接比例するＣは、ファイバがエポキ
シ−アクリル層のような誘音体被膜を有する場合、小さ
い補正値で、ファイバ直径の伝送線の孔に対する比にの
み依存する。１次に対しては、浮遊キャパシタンスは、
コンダクタンス及び周波数に無関係である測定値に変化
をもたらす。

換言すれば、目盛係数は、第１の原理から計算されるも
のとは違うかもしれないが、測定範囲に亘って一定であ
る。

０．２〜５．１０−’　　ｓｍの範囲でファイバコンダ
クタンスを、すなわち５ＭΩｍ−’及び０．２ＭΩｍ−
’間のファイバ抵抗を測定するのが必要とされ光フアイ
バドロータワー（図示せず）上５０国の長さの中に嵌合
するのが必要とされる第１Ｏ図の測定器の特別な例の場
合には、５小の孔径は１２５μｍ直径ファイバの横方向
の変位に対して低感度のため十分な結合と必要条件間の
妥協として導電管内に選ばれる。１２５μｍ直径ファイ
バに対して、これは、単位長当たりのキャパシタンスの
計算値、Ｃ＝１５ＰＦｍ−’を与える。比ｉ。

／　ｉｔに対し選ばれた値はｅ　２．７であり、これに
よりαＤ＝１である。伝送線部分８ｏ及び８４の長さＳ
は、浮遊キャパシタンスに対して低感度であるよう２α
Ｓ＞＞１を満足すべきである。

αに対して値１２．５ｍ−’を選ぶと、Ｄ　＝　０．０
８ｍである。これは部分８３．９０．及び９１を各４０
長くすることにより達成される、従って、タップ容量Ｃ
５及びＣ１は０，６ＰＦである。部分８１及び８２も各
Ｊａｎの長さであり、部分８０及び８４の両方を１５ａ
ｎの長さとしうる。１Ｍ０ｍ−’のファイバ抵抗に対し
て、周波数出力は１．６ＭＨｚである。ファイバコンダ
クタンス範囲０．　２〜５．１０−＠ｓｍをカバーする
ため、電圧制御発振器１００は３３０ＫＨｚから８．３
ＭＨｚまでを掃引しなければならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は直流抵抗測定を行うのに適した装置の系統図、 第２図は交流抵抗測定を行うのに原理的に用いられつる
装置の系統図、 第３図は第２図の装置の等価回路図、 第４図は第２図の装置の変形例の系統図、第５図は第４
図の装置の等価回路図、 第６図は伝送線の無限小の長さの等価回路を示す図、 第７図は集中インピーダンスで終端した伝送線の系統図
、 第８図は第２図の測定器の系統図に等価な伝送線である
抵抗測定器の系統図、 第９図は第４図の測定に等価な伝送線である抵抗測定器
の系統図、 第１０図はその伝送線に注入された信号の周波数を制御
するフィードバックループを組込んだ第９図の測定器の
変形例の系統図である。 ｌＯ・・・光ファイバ、１１．１２・・・案内ホイール
、１３・・・テンソメータホイール、１４・・・摺動接
触、２０．１００−・・発振器、４０，４０ａ、４０ｂ
・・・バッファ増幅器、４１・・・遮蔽、８０〜８４，
９０゜９１・・・部分、９２・・・検出器、９３・・・
対数比ユニット、１０１・・・整流器段、１０２・・・
抵抗器、１０３・・・差動増幅器、Ｃｔ、Ｃｔ・・・容
量タップ、Ｃｉｎ。 Ｃｏｕｔ・・・結合容量、Ｄ・・・距離、ｉ・・・信号
電流、ｋ・・・伝搬定数、Ｒ・・・ファイバ抵抗、ｖＩ
出力信号、Ｖｆ・・・ファイバ、Ｖｉ・・・交流信号、
２・・・インピ−ダンス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、フィラメントの単位長当たりの電気抵抗を無接触で
   測定する方法であって、フィラメントが同軸伝送線の内
   部導体からなり、フィラメントの単位長当たりの抵抗の
   測定をその線に注入された信号の伝搬定数の測定より得
   る測定方法。 ２、フィラメントの単位長当たりの抵抗の測定はその周
   波数に関して注入された信号の減衰の測定より得られる
   請求項１記載の方法。 ３、フィラメント単位長当たりの抵抗の測定はその周波
   数に関して注入された信号の伝搬波長の測定より得られ
   る請求項１記載の方法。 ４、内部導体が被覆されたフィラメントで形成される該
   同軸伝送線の外部導体はフィラメントに沿って梯隊に配
   置された複数の電気的に離散的部分に分割され、単位長
   当たりの該抵抗の測定は伝送線の伝搬定数の測定より得
   られ、該伝搬定数は、外部導体の該離散的部分の一方で
   伝送線に交流信号を注入し、該離散的部分の他方に現れ
   る信号を分析することにより決定される請求項１記載の
   方法。 ５、該離散的分の該他方に現れる信号の振幅が該離散的
   分の更に一方に現れる信号の振幅と比較される請求項４
   記載の方法。 ６、比較は注入された交流信号の周波数を制御するよう
   フィードバックループで用いられる請求項５記載の方法
   。 ７、該離散部分の該他方の現れる信号の位相は該離散的
   部分の更に一方に現れる信号の位相と比較される請求項
   ４記載の方法。 ８、比較は注入された交流信号の周波数を制御するよう
   フィードバックループを用いられる請求項７記載の方法
   。 ９、フィラメントの単位長当たりの電気抵抗を測定する
   抵抗測定器であって、該測定器は内部導体がフィラメン
   トにより構成される同軸伝送線の外部導体を含み、該外
   部導体は複数の電気的に離散した部分に分割され、発振
   器が伝送線に交流信号を印加する部分の１つに接続され
   、測定手段が該部分の他方に接続され、測定手段が接続
   された部分に現れる得られた信号を測定するよう測定手
   段が設けられている抵抗測定器。 １０、該部分の該他方に接続される該測定手段は該部分
   の更に一方にも接続され、該測定手段は該他方の部分及
   び該部分の更に一方に現れる得られた信号を比較するよ
   う設けられている請求項９記載の抵抗測定器。 １１、該測定器は該得られた信号の振幅を比較するよう
   設けられている請求項１０記載の測定器。 １２、該測定手段は、発振器の周波数を制御するよう設
   けられているフィードバックループ路に接続された出力
   を有する請求項１１記載の測定器。 １３、該測定器は該得られた信号の相対位相を比較する
   よう設けられている請求項１０記載の測定器。 １４、該測定手段は発振器の周波数を制御するよう設け
   られているフィートバックループ路に接続された出力を
   有する請求項１３記載の測定器。 １５、フィラメントに印加された膜の厚さを無接触で測
   定する方法であって、フィラメントは電気的に絶縁され
   た、公知の直径を有し、膜は公知の抵抗率の導電膜であ
   る方法であり、厚さは被覆されたフィラメントの単位長
   当たりの抵抗の測定より得られ、該測定は被覆されたフ
   ィラメントを同軸伝送線の内部導体とすることによりな
   され、被覆されたフィラメントの単位長当たりの抵抗の
   測定はその線に注入された信号の伝搬定数の測定より得
   られる測定方法。 １６、内部導体が被覆されたフィラメントで形成された
   該同軸伝送線の外部導体は被覆されたフィラメントに沿
   って梯隊に配置された複数の電気的に離散的部分に分割
   された導体であり、該被覆厚さの測定が伝送線の伝搬定
   数の測定により得られ、該伝搬定数が外部導体の該離散
   部分の一方により伝送線に交換信号を注入し、そして該
   離散部分の他方に現れる得られた信号を分析することに
   より決定される請求項１５記載の方法。 １７、該離散的部分の該他方に現れる得られた信号の振
   幅は該離散的部分の更に一方に現れる信号の振幅と比較
   される請求項１６記載の方法。 １８、比較は注入された交流信号の周波数を制御するよ
   うフィードバックループで用いられる請求項１７記載の
   方法。 １９、該離散的分の該他方に現れる得られた信号の位相
   は該離散部的部分の更に一方に現れる信号の位相と比較
   される請求項１６記載の方法。 ２０、比較は注入された交流信号の周波数を制御するよ
   うフィードバックループで用いられる請求項１９記載の
   方法。