JPH0375615A - マッハツェンダ型光変調器を用いた位相シフトキーイング方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 目　　　　次 概要 産業上の利用分野 従来の技術　　　　　（第１３図、第１４図）発明が解
決しようとする課題　　（第１５図）課題を解決するた
めの手段及び作用 （第１図〜第４図） 実　　施　　例　　　　　　　　（第５　図〜第　１２
図）発明の効果 概要 コヒーレント光通信方式に適用される位相シフトキーイ
ング方式に関し、 位相不完全変調成分の抑圧を目的とし、入力側光導波構
造と、該入力側光導波構造から分岐した印加電界に応じ
て導波光に位相変化を与える一対の移相用光導波構造と
、該移相用光導波構造が合流する出力側光導波構造と、
上記移相用光導波構造に装架された駆動電極とを備えた
マツハツエンダ型光変調器を備え、該マツハツエンダ型
光変調器の光出力レベルが略極小となるように上記駆動
電極について非変調時にオフセット電圧を設定し、該オ
フセット電圧に加える駆動電圧の極性を変調信号に応じ
て変化させることにより光出力の位相にπの変化を与え
るようにして構成する。

産業上の利用分野 本発明はコヒーレント光通信方式に適用される位相シフ
トキーイング方式に関する。

光通信の分野においては、強度変調された光を直接受光
素子により受光して電気信号に変換する強度変調／直接
検波方式（ＩＭ／’ＤＤ方式）が−般的である。これに
対し、近年、通信容量の増大、伝送距離の長大化等の要
請から、コヒーレント光通信方式の研究が活発化してい
る。コヒーレント光通信方式では、特にスペクトル純度
の高いレーザ光源からの光を送信用の搬送光として用い
てその周波数、位相等を変調し、受信側で受信光と局発
光とを混合して例えばヘテロダイン検波を行うようにし
ているので、ＩＭ／ＤＤ方式と比較して、受信感度が大
幅に向上する。デジタル信号についての変調方式のうち
で最も受信感度が高いものとして、位相シフトキーイン
グ方式（ＰＳＫ方式）があり、送信光のスペクトル線幅
等に対しての基本的な改良が検討されている。

従来の技術 第１３図に従来のＰＳＫ方式において一般に使用される
位相変調器の基本構成を示す。この位相変調器は、Ｚカ
ッ）ｘ伝播ＬｉＮｂＯ３等からなる電気光学結晶１０２
に、２方向に電界を印加するために電極１０４，１０６
を設け、これら電極１０４．１０６に駆動電源１０８を
接続して構成されている。

ＺカットＸ伝播ＬｉＮｂ○３にＥｔ　ｃｏｓ（ωｔ）　
する直線偏光の平面波が入射したとき、結晶中の任意の
点における光波の電界は、 ε（ｔ、　ｘ）　＝Ｅ　、　ｃｏｓ　（ωｔ−φ）　　
　　　　　−（１）で表される。ここで、φは２方向に
電圧Ｖ。が印加された結晶中を伝播する光波がうける位
相シフトである。結晶の厚みをｄとすると、常光線（Ｔ
Ｅ光）及び異常光線（７Ｍ光〉に対する位相変化はそれ
ぞれ次式で与えられる。

常光線（ＴＥ光）：φ、＝ｋｏｎ、ｘ＝ｋｏｘ　（ｎｏ
−ｎｏ’ｒ　ｌ　３ＶＯ／２ｄ）　−（２）異常光線（
７Ｍ光）：φｚ＝ｋｏｎｓｘ＝ｋｏｘ　（ｎｅ−ｎ％ｒ
３３Ｖｏ／２ｄ）　・・・（３）ここにに、は２方向の
波数、ｎ　Ｉ（ｉ＝ｘ、　ｙ、　ｚ）　　は各方向の屈
折率、ｎｏ　＋　　ｎｅ　は常光線及び異常光線に対す
る屈折率を表す。また、ｒ１３＋　　ｒ３３は電気光学
定数のテンソル成分を表す。

いま、入射光線が２方向に偏光しており、信号周波数ω
１の変調電圧Ｖｏ＝Ｖ、５ｉｎ（ω＝１）が印加された
とすると、ｘ＝１の出力端における光波の電界は次のよ
うになる。

巳、（ｔ、Ａ）＝　　［Ｅｔｃｏｓ（ωを一φｏｚ＋δ
ｚｓｉｎω、　ｔ　）　・（４）ここに、φ。２は一定
の位相シフト量でφ。２＝ｋｏｎ、　１である。また、
δ、ｓｉｎω、ｔは印加された変調電圧による光波の位
相シフトで、 δ、−（７ｒ／λ）ｎｓ３ｒ３３　（ｊ’　／ｄ）　Ｖ
−−（５）である。δ２は位相変調指数と呼ばれる。従
って、デジタル信号の「０」、ｒｌ」に対して例えばδ
、ｓｉｎω、ｔが０．πとなるように変調駆動すること
によって、ＰＳＫ方式が実現される。

ところで、周波数が数十ＴＨｚに達する光波の広帯域性
を有効に利用して高周波変調を行う場合、光波と変調マ
イクロ波との移相速度のずれが生じるため、変調効率が
低下する。これを避けるために、光波とマイクロ波の伝
播方向を一致させ、できるだけ両者の速度整合をとるよ
うにした進行波型位相変調器が提案されている。

第１４図に進行波型位相変調器の構成を示す。

１１０は導波路基板、１１２は導波路基板１１０を構成
しているＬｉＮｂＯ２にＴ１．を拡散させる等により形
成した導波路、１１４は導波路１１２に進行波による電
界を印加するために導波路基板１１０の表面上に形成さ
れた進行波型の電極、１１６は電極１１４の光伝播方向
上流側に接続された駆動電源、１１８は電極１１４の光
伝播方向下流側に接続された終端抵抗、１２０は導波路
１１２の入力端に接続された偏波面保存型の光ファイバ
、１２２は導波路１１２の出力側に接続された光ファイ
バである。この構成によれば、光波と変調マイクロ波の
伝播方向を一致させ、これらの速度を整合させるように
しているので、速度整合の満足の度合いに応じて高周波
変調が可能になる。

発明が解決しようとする課題 第１３図又は第１４図に示した位相変調器における印加
電圧、位相シフト及び光出力の波形図を第１５図に示す
。位相シフトは電圧印加がないときを基＊（０）とし、
電圧印加があるときにπとなるようにされている。この
場合、印加電圧の立ち上がり時間Ｔ１及び立ち下がり時
間Ｔ２　は有限であり、また、光出力Ｐは一定であるか
ら、立ち上がり及び立ち下がり時に位相不完全変調成分
が生じることになる。位相不完全変調成分が生じると、
光出力のスペクトル拡がりが大きくなり、受信感度の劣
化を生じたり、光周波数分割多重伝送を行う場合に、光
周波数多重に必要な帯域が広くなるかあるいは多重数が
少なくなる。

本発明はこのような技術的課題に鑑みて創作されたもの
で、ＰＳＫ方式において位相不完全変調成分を抑制する
ことを目的としている。

課題を解決するための手段及び作用 第１図に発明の実施に使用するマツハツエンダ型光変調
器を示す。

このマツハツエンダ型光変調器１０は、入力端光導波構
造２と、入力端光導波構造２から分岐した印加電界に応
じて導波光に位相変化を与える一対の移相用光導波構造
４と、移相用光導波構造４が合流する出力側光導波構造
６と、移相用光導波構造に装架された駆動電極８とを備
えている。駆動電極８に対向させて図示しない接地電極
を設けても良いし、また、第１４図に示すように進行波
型としても良い。

この種のマツハツエンダ型光変調器は、通常、強度変調
器として使用されているが、移相用光導波構造に適当な
電位差を与えて各移相用光導波構造に逆の変調電界を印
加し、各移相用光導波構造を通過する光の位相を、それ
ぞれ位相面上を逆方向に回転させることにより、０層、
π層のいずれにおいても等しい光出力を生じさせること
ができる。以下、強度変調器の動作原理を説明した後、
その応用としての本発明の位相シフトキーイング方式を
説明する。

いま、入力側光導波構造２に入力する光Ｐｏ　が移相用
光導波構造４への分岐部分で三等分され、一方の移相用
光導波構造４　（以下「第１アーム」と言う。〉を伝播
する導波光Ｐｌ　が外部印加電圧によってΔφの位相変
化を受けるとすると、他方の移相用光導波構造４　（以
下「第２アーム」と言う。）を伝播する導波光Ｐ２　は
外部印加電圧によって一Δφの位相変化を受ける。この
２つの導波光を出力側光導波構造６において合波・干渉
させると、両者の位相差２Δφに対応して光出力強度が
変化する。従って、例えばＺカッ）ＬｉＮｂ○。

を用いてＴＭモードを励起すると、第１及び第２アーム
で導波光は互いに逆方向の位相変化を受けるので、即ち
、プツシ−プル動作が可能になるので、当該モードにつ
いて効率良く光変調を行うことができる。

例えば、電極長１１電極間隔ｄのとき、位相差２Δφは
、 ２　Δφ＝　π（Ｖ／Ｌｅａ）、　　Ｖ＋ｅｏ＝λｄ／
　（２ｒ　ｎａ３ｒｓ３１　）で与えられる。ここにＶ
ｌｓｏは半波長電圧であり、ｒは印加電界低減係数であ
る。いま入力パワーＰ０が分岐点で分割され、第１アー
ムと第２アームをそれぞれ複素電界振幅Ｂｌ＋　＋Ｅ２
をもつ導波光が伝播し、出力側の合流点で合波・干渉す
るものとする。

簡単のため分岐点及び合流点における散乱損失を無視す
ると、 ε、Ｂ＋１　　Ｂ、　　ｌ　　”＝１　　　　・・・（
６）あり、入力側でのパワー分岐比ｒＰが、ｒ＝　＝（
ＩＥｌｌ／　ｌε、ｌ）２　・　（７）であるとすると
、位相差２Δφに対して、出力Ｐは、 ■ Ｐ＝−（Ｉ　　Ｅ、　　ｌ−１巳２１）’＋２１ ［ｉ、　　ｃｏｓ’Δφ となる。上式を図示すると第２図のようになり、消光比
日、は、 で与えられる。パワー分岐比「、＝１のとき無限大の消
光比となる。

マツハツエンダ型光変調器を強度変調器として用いる場
合には、第２図において、駆動電圧を横軸の０と＋１の
間或いは−１と０の間で変化させて光のオン・オフ信号
をつくるようにするが、本発明の位相シフトキーイング
方式では、第２図において例えば横軸の＋１の点が中心
よなるように非変調時にオフセット電圧を設定して、そ
の点を中心に例えば０と＋２の間で電圧変動させること
ニヨリ、（０，π）のデジタル位相変調信号をつくるよ
うにしている。即ち、マツハツエンダ型光変調器１０の
光出力レベルの略極小値を与える電圧ｖａｒｙ　に、駆
動電極８についての非変調時のオフセット電圧を設定し
、このオフセット電圧に加える駆動電圧Ｖ。の極性を変
調信号に応じて変化させることによって、光出力の位相
にπの変化を与えるものである。こうすることにより、
０相からπ相、或いはπ相から０相へ位相が変化する際
に必ず光出力が０となる点く第２図に示すグラフにおけ
る横軸の＋ｌに相当）を通過することになり、パルスの
立ち上がり、立ち下がり時における位相変調の不完全成
分を抑圧することができ、その結果、光出力のスペクト
ル拡がりが小さくなる。

この原理を第３図及び第４図により説明する。

第３図は駆動電圧、位相シフト及び光出力の波形図、第
４図は第３図における時刻１．　、　１２゜ｔ、におけ
る合流点近傍の電界振幅と光伝播方向の距離との関係を
模式的に示す図である。時刻ｔｌは第２図に示すグラフ
の横軸が＋２となる時刻に相当し、時刻ｔ２　は同横軸
が＋１となる時刻に相当し、時刻ｔｓ　は同横軸が０と
なる時刻に相当している。この説明の例では、オフセッ
ト電圧に駆動電圧が加わっているときに光出力が極大と
なるように設定しているので、最大のＳ／Ｎ比を得るこ
とができる。時刻ｔ、においては、第１アームを伝播し
てきた光（第４図中実線で示される。〉の位相と第２ア
ームを伝播してきた光（第４図中破線で示される。）の
位相は、合波される際に一致している。時刻ｔ２　おい
ては、第１及び第２アームを伝播してきた光は合波する
際にそれぞれ異なる方向にπ／２の位相変化を受けてい
るので、これらは相殺し合って光出力が０となる。時刻
ｔｌ＋ｔ２　の状態を変調信号に応じて切り換えるよう
にしたのが強度変調である。

本発明では、時刻ｔ３　において、第１及び第２アーム
を伝播してきた光が合波に際してそれぞれ逆方向にπの
位相変化を受け、合波光の位相が時刻ｔ、における合波
光の位相に対してπシフトしている点に着目して位相シ
フトキーイングを行つ。

この場合、駆動電圧がＶｏ　から−Ｖｎ　に立ち下がる
とき或いはこれと逆に立ち上がるときには、位相シフト
に対応して必ず光出力が０となる点を通過するので、位
相不完全変調成分が抑圧される。

また、第１３図〜第１５図により説明した従来の位相シ
フトキーイング方式においては、位相変調器への印加電
圧の変化に対応して位相が０からπまで連続的に変化し
ていたが、本発明方式によれば、波動合成の原理から時
刻ｔｌ　〜ｔ２の間の位相は一定であり、また、時刻ｔ
２〜ｔ３　の間の位相は一定であり、従って、光出力が
０となる時刻ｔ２　において位相が第３図に示すように
不連続に変化することになり、よって、位相不完全変調
成分は生じない。

この説明の例では光出力が極小となるように設定された
オフセット電圧に対して光出力が極大となるように絶対
値が等しく極性が異なる駆動電圧を加えるようにしてい
るが、Ｓ／Ｎ比の若干の低下を許容すれば、この駆動電
圧は必ずしも光出力が極大となるように設定される必要
はない。なぜならば、任意の駆動電圧（絶対値が同一で
あり極性が異なるもの）を用いて位相シフトキーイング
を行ったときに位相シフト量が必ずπとなり、しかも、
０相の光とπ相の光とが同一強度となるからである。

このように本発明方式は、アナログ位相変調方式におい
て０相とπ相間の連続的な位相変化が重要であるのに対
して、上記連続的な位相変化が全く必要とされずむしろ
有害に作用するという方式上の特質を積極的に利用して
、位相不完全変調成分の排除を図ったものである。

また本発明方式においてはマツハツエンダ型光変調器を
用いているので、これを進行波型としたときに、第１４
図に示した進行波型位相変調器を用いた場合と比較して
、同一駆動電源に対して電極長さを半分にすることがで
き、変調帯域が拡大される。その結果、より高速なシス
テムへの適用が可能になる。

実　　施　　例 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第５図は本発明の実施例を示すＤＰＳＫ方式（差動位相
シフトキーイング方式）によるコヒーレント光伝送シス
テムのブロック図である。

まず、送信側において、ファイバ外部共振器付のＤＦＢ
−ＬＤモジュール（分布帰還型半導体レーザモジュール
〉等からなる光源１２からの光は、マツハツエンダ型光
変調器１０によりＤＰＳＫ変調されて光伝送路２０に送
り出される。１４はマツハツエンダ型光変調器１０のオ
フセット電圧を設定するオフセット回路、１６はオフセ
ット電圧に加える駆動電圧の大きさを調整しその極性を
プリコーダ１８からの変調信号に基づいて変化させる駆
動回路である。プリコーダ１８を用いて差動符号化して
いるのは、受信側で１ビツト遅延検波による復調を行う
ためである。

光伝送路２０を介して受信側に伝送された光は、光カブ
ラ等からなる光結合器２２において、送信光源１２に準
じて構成される局発光源２４からの局発光（局部発振光
）と合波され、この合波光は光検波器２６に入力される
。光検波器２６は、ＰＩＮフォトダイオードを二重平衡
型に直列接続し、その接続点からの強度雑音成分が排除
された信号成分をＨＥＭＴ増幅器で増幅するように構成
されている。

受信光と局発光の音波光が光検波器２６に入力されると
、例えばその自乗検波特性によって、位相変移に伝送情
報を含んだ中間周波信号が生じる。

従って、この中間周波信号を増幅器２８、帯域通過フィ
ルタ３０及び増幅器３２に通した後復調を行うことがで
きる。この復調は、増幅器３２からの信号と該信号を遅
延回路３４により１ビツトに相当する時間Ｔ（１タイム
スロツト、即ちビットレートの逆数〉だけ遅延させた信
号とをミキサ３６にて混合することにより行うことがで
きる。ミキサ３６からの信号は、低域通過フィルタ３８
を通した後識別器４０により識別される。帯域通過フィ
ルタ３０を通過した中間周波信号は、復調に供される一
方で、増幅器４２で増幅された後周波数ダブラ４４によ
りキャリア信号を再生され、このキャリア信号の周波数
が一定となるようにＡＦＣ回路４６により局発光源２４
の駆動条件がフィードバック制御される。

実施例で用いたマツハツエンダ型光変調器１０はＴｒ：
ＬｉＮｂＯ２型のものであり、半波長電圧は１０．２（
Ｖ）、カットオフ周波数は約７Ｇｌｌｚである。そして
その駆動は１．　２Ｇｂ／ｓの差動符号されたＮＲＺ　
（２１５−１＞信号による。

マツハツエンダ型光変調器１０の印加電圧に対する光出
力の変化の様子を第６図に示す。最大消光比は３３．３
ｄＢ、単一モードファイバ間への挿入損失は１．９（Ｉ
Ｂであった。そして、印加電圧０（Ｖ）の近傍において
光出力レベルの極小値を与える印加電圧Ｖ　ａ　ｒ　ｒ
　は−２，３（Ｖ）であったので、この電圧にオフセッ
ト電圧を設定している。

オフセット電圧に加える駆動電圧は半波長電圧の１／２
である５、１　　（Ｖ）とした。

第７図に」；記実施例において測定した符号誤り率特性
を示す。符号誤り率１０−９における最小受信感度は−
４０，８ｄＢｍであり、ショット雑音限界に対して１４
．３ｄＢの差が認められた。本実施例における符号誤り
率特性は進行波型位相変調器を用いた従来技術における
符号誤り率特性と比較して必ずしも良好であるとは言え
ないが、その原因は分岐した移相用光導波構造の非対称
性に基づく位相変調不完全性或いは印加電圧の設定誤差
によるものと考えられ、これらを改善することにより符
号誤り率特性の飛躍的な改善が予想される。

以下、印加電圧の設定誤差に対処するための実施例を説
明する。

マツハツエンダ型光変調器１０の光出力レベルを検出し
、該レベルが最大となるように変調時・のオフセット電
圧、駆動電圧を制御するようにした実施例を第８図によ
り説明する。この実施例では、マツハツエンダ型光変調
器１０の出力光をハーフミラ−等からなる光分配器４８
で分岐し、その分岐光強度を光パワーメータ５０により
検出する。

光パワーメータ５０は上記分岐光を入射させて光電流を
生じさせる受光器５２とその光電流を電圧変換する電流
−電圧変換器５４とを備えている。

光パワーメータ５０からの電圧信号はスイッチ回路５６
により選択的にオフセット電圧制御系、駆動電圧制御系
へ送られる。オフセット電圧の制御に際しては、光パワ
ーメータ５０からの電圧信号と非変調時におけるオフセ
ット電圧の設定値との差あるは比の初期値からの変化を
比較器５８で検出し、それを打ち消すようにオフセット
電圧制御回路６２を介してオフ゛セット回￥＠１４に制
御信号を送る。また、駆動電圧の制御に際しては、比較
器６０において駆動電圧について同様の検出を行い、駆
動電圧制御回路６４を介して駆動回路１６に制御信号を
送る。

第９図は特性曲線のシフトによる光出力レベルの減少を
説明するための図である。実線で示す第６図の特性曲線
が破線で示すように印加電圧の低い方向にシフトして、
光出力の極小値を与える電圧がＶ。ｆｒ　からＶ。（ｒ
　′にシフトした状態が示されている。このように特性
曲線がシフトしたにもかかわらずオフセット電圧をＶＯ
ｆｆ　に設定したままにしておくと、光出力レベルが減
少することが明らかである。そこで、このような場合に
は、第８図のスイッチ回路５６によりオフセット電圧制
御系を選択して前述した制御を行い、光出力が最大にな
るようにする。こうすることにより、受信感度劣化のな
い安定な（０，π）位相変調が可能になる。ここでは特
性曲線がシフトした場合の制御について説明したが、特
性曲線（の形状）自体が変動した場合にも同様の制御を
行うことができる。

第１０図は特性曲線の変形による光出力レベルの減少を
説明するための図である。実線で示される第６図の特性
曲線が破線で示すように光出力の極小値を与える電圧Ｖ
。ｆ、を中心として印加電圧の方向に拡大した場合が示
されている。この場合、駆動電圧■ゎをそのままにして
おくと、光出力レベルが減少する。そこで、このような
場合には、第８図のスイッチ回路５６により駆動電圧制
御系を選択して前述の制御を行い、光出力レベルが最大
になるようにする。こうすることにより、受信感度劣化
のない安定な（０，π〉位相変調が可能になる。特性曲
線が変形せずにＶ、が変化することにより第１０図に示
すような状態となったときにも同様の制御を行うことが
できる。

ところで、実際上は、オフセット電圧が不適当であるこ
とに起因して光出力レベルが変動しているのであるか、
駆動電圧が不適当であることに起因して光出力レベルが
変動しているのであるかを必ずしも測定することができ
ない。そこで、このような場合には、オフセット電圧の
制御と駆動電圧の制御をスイッチ回路５６により択一的
に順次行うようにすれば良い。これにより受信感度を改
善して常に安定した（０．π〉位相変調が可能になる。

他方、マツハツエンダ型光変調器１０がＬｉＮｂＯ３の
導波構造を採用している場合、大きな電気光学定数を使
うことができるＴＭ偏光として光を入力させることが望
ましく、入力光の偏波面がＴＭ偏光の偏波面からずれて
くると、位相変調不完全成分の増加等の問題が生じる。

そこで、このような場合には、第１１図に示すように、
マツハツエンダ型光変調器１０の伝播光伝播方向上流側
に偏波制御器７０を設けておき、光パワーメータ５０か
らの電圧信号を比較器６６において偏波制御器７０の制
御電圧の初期値と比較し、その差等を補正するように偏
波制御回路６８を介して偏波制御器７０の制御電圧を制
御するよう゛にする。これにより常にＴＭ偏光として位
相変調を行うことができ、受信感度劣化のない安定な（
０，π）位相変調が可能になる。

ところで、上述したオフセット電圧及び駆動電圧の制御
並びに偏波面の制御は全て光パワーメータ５０からの電
圧信号に基づいて行っているので、これらの制御を同時
に行うことはできない。そこで、オフセット電圧、駆動
電圧、偏波面の変動による位相変調の不完全性を一括し
て防止するためには、第１２図に示すようにすれば良い
。即ち、オフセット電圧又は駆動電圧についての制御の
択一的な切り換えをスイッチ回路７４により行い、オフ
セット電圧若しくは駆動電圧の制御又は偏波面の制御の
択一的な切り換えをスイッチ回路７２により行うように
する。そして、この切り換えを適当なタイミングで順次
行うことによって、受信感度劣化のない安定な（０，π
）位相変調が可能になる。

発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、位相不完全変調成
分を抑圧することができ、出力光のスペクトル拡がりが
小さくなるという効果を奏する。

その結果、光ヘテロゲイン受信機の設計が容易になり、
受信感度を改善し易くなるとともに、周波数分割多重伝
送を行うに際して、伝送帯域が同等であれば多重数を増
やすことができるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は発明の実施に使用するマツハツエンダ型光変調
器の説明図、 第２図は第１図のマツハツエンダ型光変調器におけるＰ
／Ｐ、とＶ／Ｖ＋ｅｏ　の関係を示すグラフ、第３図は
発明の原理説明図、 第４図は発明の原理説明補助図、 第５図はＤＰＳＫ方式によるコヒーレント光伝送システ
ムの実施例ブロック図、 第６図は第５図に示したマツハツエンダ型光変調器の特
性図、 第７図は第５図に示した実施例における符号誤り率特性
を示すグラフ、 第８図はオフセット電圧、駆動電圧の制御の実施例を示
す図、 第９図は特性曲線のシフトによる光出力レベルの減少を
説明するための図、 第■０図は特性曲線の変形による光出力レベルの減少を
説明するための図、 第１１図は偏波状態の制御の実施例を示す図、第１２図
はオフセット電圧、駆動電圧、偏波状態の制御の実施例
を示す図、 第１３図は位相変調器の基本構成を示す図、第１４図は
進行波型位相変調器の構成を示す図、第１５図は位相不
完全変調成分の説明図である。 １ ２・・・入力側光導波構造、 ４・・・移相用光導波構造、 ６・・・出力側光導波構造、 ８・・・駆動電極、 ０・・・マツハツエンダ型光変調器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）入力側光導波構造（２）と、該入力側光導波構造
   （２）から分岐した印加電界に応じて導波光に位相変化
   を与える一対の移相用光導波構造（４）と、該移相用光
   導波構造（４）が合流する出力側光導波構造（６）と、
   上記移相用光導波構造（４）に装架された駆動電極（８
   ）とを備えたマッハツェンダ型光変調器（１０）を備え
   、 該マッハツェンダ型光変調器（１０）の光出力レベルが
   略極小となるように上記駆動電極（８）について非変調
   時にオフセット電圧を設定し、 該オフセット電圧に加える駆動電圧の極性を変調信号に
   応じて変化させることにより光出力の位相にπの変化を
   与えるようにしたことを特徴とする位相シフトキーイン
   グ方式。 （２）マッハツェンダ型光変調器（１０）の光出力レベ
   ルを検出し、該レベルが最大となるように変調時のオフ
   セット電圧を制御するようにしたことを特徴とする請求
   項１に記載の位相シフトキーイング方式。 （３）マッハツェンダ型光変調器（１０）の光出力レベ
   ルを検出し、該レベルが最大となるように駆動電圧を制
   御するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の位
   相シフトキーイング方式。 （４）請求項２に記載のオフセット電圧の制御と請求項
   ３に記載の駆動電圧の制御を択一的に順次行うようにし
   たことを特徴とする請求項１に記載の位相シフトキーイ
   ング方式。（５）マッハツェンダ型光変調器（１０）の
   光出力レベルを検出し、該レベルが最大となるようにマ
   ッハツェンダ型光変調器（１０）に入力する光の偏波状
   態を制御するようにしたことを特徴とする請求項１に記
   載の位相シフトキーイング方式。 （６）請求項２に記載のオフセット電圧の制御と請求項
   ３に記載の駆動電圧の制御と請求項５に記載の偏波状態
   の制御を択一的に順次行うようにしたことを特徴とする
   請求項１に記載の位相シフトキーイング方式。