JPH0381341B2 - - Google Patents
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- JPH0381341B2 JPH0381341B2 JP58007448A JP744883A JPH0381341B2 JP H0381341 B2 JPH0381341 B2 JP H0381341B2 JP 58007448 A JP58007448 A JP 58007448A JP 744883 A JP744883 A JP 744883A JP H0381341 B2 JPH0381341 B2 JP H0381341B2
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- JP
- Japan
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- data
- carrier wave
- polarization side
- signal
- polarization
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/002—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of a carrier modulation
- H04B14/008—Polarisation modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は無線通信システム、特にASK
（Amplitude Shift Keying）変調方式のもとに動
作する無線通信システムに関する。
（Amplitude Shift Keying）変調方式のもとに動
作する無線通信システムに関する。
(2) 技術の背景
デイジタルデータの送信受信システムでは搬送
波に対し、該データに応じたデイジタル変調を加
えることが行われている。このデイジタル変調と
して一般に位相変調方式（PSK：Phase Shift
Keying）、周波数変調方式（FSK：Frequency
Shift Keying）、前記ASK変調方式等が実用に供
されている。このうち本発明はASK変調方式を
用いた無線通信システムについて言及する。
波に対し、該データに応じたデイジタル変調を加
えることが行われている。このデイジタル変調と
して一般に位相変調方式（PSK：Phase Shift
Keying）、周波数変調方式（FSK：Frequency
Shift Keying）、前記ASK変調方式等が実用に供
されている。このうち本発明はASK変調方式を
用いた無線通信システムについて言及する。
(3) 従来技術と問題点
ASK変調方式は、データの“１”，“０”に対
応させて、搬送波を送出、非送出とするものであ
り、送受信処理が比較的楽になる利点がある。と
ころが一方、下記諸問題点をも併せ持つ。
応させて、搬送波を送出、非送出とするものであ
り、送受信処理が比較的楽になる利点がある。と
ころが一方、下記諸問題点をも併せ持つ。
搬送波を送出又は非送出にすると、誤り率特
性が他の変調方式と比較して劣る。
性が他の変調方式と比較して劣る。
搬送波を送出又は非送出にすると、搬送波の
断とデータ“０”の場合の無搬送波時との切り
分けが容易でなく、例えばTDMA（Time
Division Multiple Access）方式によるバース
ト状のデータ送信（後述）が行われる場合に
は、ASK変調方式の採用は極めて困難である。
つまりバースト状のデータ“０”が送信されて
いる状態なのか、搬送波断の状態なのか区別が
つかない。
断とデータ“０”の場合の無搬送波時との切り
分けが容易でなく、例えばTDMA（Time
Division Multiple Access）方式によるバース
ト状のデータ送信（後述）が行われる場合に
は、ASK変調方式の採用は極めて困難である。
つまりバースト状のデータ“０”が送信されて
いる状態なのか、搬送波断の状態なのか区別が
つかない。
データの送受信においてはAGC（Automatic
Gain Control）制御による受信レベルの安定
化が不可欠であるが、データ“０”の無搬送波
時には全く意味のない受信信号にAGC制御を
行うことになり、引続くデータ“１”に対応す
る搬送波に対する最適AGC制御を瞬時に起動
させることができない。
Gain Control）制御による受信レベルの安定
化が不可欠であるが、データ“０”の無搬送波
時には全く意味のない受信信号にAGC制御を
行うことになり、引続くデータ“１”に対応す
る搬送波に対する最適AGC制御を瞬時に起動
させることができない。
(4) 発明の目的
上記諸問題点に鑑み、本発明はこれら問題点を
同時に解決することのできる無線通信システムを
提案することを目的とするものである。
同時に解決することのできる無線通信システムを
提案することを目的とするものである。
(5) 発明の構成
上記目的を達成するために本発明は、基本的に
垂直偏波（以下Ｖ偏波とも称す）と水平偏波（以
下Ｈ偏波とも称す）の各搬送波を、データの
“１”，“０”に対応させて送信し、受信系ではこ
れらＶ偏波およびＨ偏波の各受信信号の差分に応
じてデータの“１”，“０”を復調するようにした
ことを特徴とするものである。
垂直偏波（以下Ｖ偏波とも称す）と水平偏波（以
下Ｈ偏波とも称す）の各搬送波を、データの
“１”，“０”に対応させて送信し、受信系ではこ
れらＶ偏波およびＨ偏波の各受信信号の差分に応
じてデータの“１”，“０”を復調するようにした
ことを特徴とするものである。
(6) 発明の実施例
第１Ａ図は本発明に基づく無線通信システムの
送信系を示す模式図である。本図において、１１
１は発振器であり、搬送波CRを出力する。搬送
波CRは偏波切替器（SW）１１２によりＶ偏波
又はＨ偏波に切替えられる。いずれの偏波に切替
えるかは送信データSDの論理“１”，“０”によ
つて決定される。仮に論理“１”をＶ偏波に割り
当てれば、Ｖ偏波の搬送波CRvは導波管１１３ｖ
に導かれ、他方、論理“０”を示すＨ偏波の搬送
波CRhは導波管１１３ｈに導かれる。これら搬送
波CRvおよびCRhは偏分波／偏波合成・器１１４
において偏波合成され、導波管１１５を介して
Ｖ・Ｈ偏波共用アンテナ１１６より放射される。
なお、導波管１１３ｖ，１１３ｈ，１１５は矩形
導波管でも円形導波管でも構わない。又、アンテ
ナ１１６としては両偏波が供給できるものを使用
する。例えばパラボラ、カセグレンタイプ等のア
ンテナが適用できる。
送信系を示す模式図である。本図において、１１
１は発振器であり、搬送波CRを出力する。搬送
波CRは偏波切替器（SW）１１２によりＶ偏波
又はＨ偏波に切替えられる。いずれの偏波に切替
えるかは送信データSDの論理“１”，“０”によ
つて決定される。仮に論理“１”をＶ偏波に割り
当てれば、Ｖ偏波の搬送波CRvは導波管１１３ｖ
に導かれ、他方、論理“０”を示すＨ偏波の搬送
波CRhは導波管１１３ｈに導かれる。これら搬送
波CRvおよびCRhは偏分波／偏波合成・器１１４
において偏波合成され、導波管１１５を介して
Ｖ・Ｈ偏波共用アンテナ１１６より放射される。
なお、導波管１１３ｖ，１１３ｈ，１１５は矩形
導波管でも円形導波管でも構わない。又、アンテ
ナ１１６としては両偏波が供給できるものを使用
する。例えばパラボラ、カセグレンタイプ等のア
ンテナが適用できる。
かくして放射された搬送波CRv（“１”）又は
CRh（“０”）は、第１ＢのＶ・Ｈ偏波共用アンテ
ナ１２１にて受信され、導波管１２２、を介して
偏分波／偏波合成・器１２３に至り、ここで偏分
波され搬送波CRvおよびCRh、はそれぞれ導波管
１２４ｖおよび１２４ｈに導かれてミキサ
（MIX）１２５ｖおよび１２５ｈに至る。これら
ミキサ１２５ｖ，１２５ｈは局部発振器１２６か
らのローカル信号を受信して、CRvおよびCRhを
中間周波（IF）の信号にそれぞれ変換する。さ
らに中間周波増幅器（IF・AMP）１２７ｖおよ
び１２７ｈで増幅された後、検波器１２８ｖおよ
び１２８ｈで検波され、差動増幅器１２９に入力
される。差動増幅後の信号を識別器１３０に入力
して原データを復調し、求める受信データRDを
再生する。
CRh（“０”）は、第１ＢのＶ・Ｈ偏波共用アンテ
ナ１２１にて受信され、導波管１２２、を介して
偏分波／偏波合成・器１２３に至り、ここで偏分
波され搬送波CRvおよびCRh、はそれぞれ導波管
１２４ｖおよび１２４ｈに導かれてミキサ
（MIX）１２５ｖおよび１２５ｈに至る。これら
ミキサ１２５ｖ，１２５ｈは局部発振器１２６か
らのローカル信号を受信して、CRvおよびCRhを
中間周波（IF）の信号にそれぞれ変換する。さ
らに中間周波増幅器（IF・AMP）１２７ｖおよ
び１２７ｈで増幅された後、検波器１２８ｖおよ
び１２８ｈで検波され、差動増幅器１２９に入力
される。差動増幅後の信号を識別器１３０に入力
して原データを復調し、求める受信データRDを
再生する。
第２Ａ図は一般のASK変調方式における受信
信号を表す波形図、第２Ｂ図は本発明に基づく
ASK変調方式における受信信号を表す波形図で
ある。ただし、一例として受信データ“１”，
“０”，“１”，“０”，“０”…なるパターンを示し
ている。図において一点鎖線はデータ“１”，
“０”を切り分ける識別レベルを示す。これら第
２Ａ図および第２Ｂ図を見比べると、識別レベル
に対する受信信号の動作マージンは本発明に係る
第にＢ図の方が遥かに大であり、誤り率特性は大
幅に向上する（記述のの問題点を解決）。理論
的には3dBの誤り率向上が見込まれる。
信号を表す波形図、第２Ｂ図は本発明に基づく
ASK変調方式における受信信号を表す波形図で
ある。ただし、一例として受信データ“１”，
“０”，“１”，“０”，“０”…なるパターンを示し
ている。図において一点鎖線はデータ“１”，
“０”を切り分ける識別レベルを示す。これら第
２Ａ図および第２Ｂ図を見比べると、識別レベル
に対する受信信号の動作マージンは本発明に係る
第にＢ図の方が遥かに大であり、誤り率特性は大
幅に向上する（記述のの問題点を解決）。理論
的には3dBの誤り率向上が見込まれる。
第２Ａ図の波形によれば、データ“０”の状態
と搬送波断の状態とは全く等価であり、両者の切
り分けができない。しかし、本発明に係る第２Ｂ
図の波形によれば、データ“０”の状態（Ｈ偏波
のCRhあり）と搬送波断の状態（CRvもCRhもな
し）とは明確に区別できる（記述のの問題点を
解決）。
と搬送波断の状態とは全く等価であり、両者の切
り分けができない。しかし、本発明に係る第２Ｂ
図の波形によれば、データ“０”の状態（Ｈ偏波
のCRhあり）と搬送波断の状態（CRvもCRhもな
し）とは明確に区別できる（記述のの問題点を
解決）。
さらに第２Ａ図の波形によれば、データ“０”
の状態（搬送波なし）ではAGC制御を行おうと
してもその対象が存在しない。しかし本発明に係
る第２Ｂ図の波形によれば、受信号において必ず
いずれか、一方の搬送波は存在しておりAGC制
御が途絶えることはあり得ない（記述のの問題
点を解決）。
の状態（搬送波なし）ではAGC制御を行おうと
してもその対象が存在しない。しかし本発明に係
る第２Ｂ図の波形によれば、受信号において必ず
いずれか、一方の搬送波は存在しておりAGC制
御が途絶えることはあり得ない（記述のの問題
点を解決）。
第１Ａ図および１Ｂ図における一部の構成要素
について具体例を掲げておく。第３図は第１Ａ図
および第１Ｂ図に示す偏分波／偏波合成・器１１
４，１２３の一例を示す斜視図である。本図中、
受信系における偏分波の動作に関連するものの参
照番号および記号には（ ）を付して示す。な
お、中央の円形導波管の右側端面は短絡端となつ
ている。第４Ａ図は第１Ａ図に示す偏波切替器１
１２の一例を示す等価回路図である。ただし、こ
れに限定するものではない。本図において、D1，
D2はPINダイオードで、Ａ，A′点よりそれぞれ
λｇ／４離れた点に配置される。PINダイオード
D1，D2には低域ろ波器LPFを介して送信データ
SDが入力され、該送信データSDの極性により互
いに開放、短絡の状態となる。したがつて、発振
器１１１（第１Ａ図）からの搬送波CRは送信デ
ータSDの“１”又は“０”により出力端Ｂー
B′又はＣーC′のいずれか一方に出力されることと
なる。なお第４Ｂ図は第４Ａ図に示す等価回路の
具体例を示す構造図であり、図中の導波管WGと
してはＴ分岐構成のものを使用している。第４Ａ
および４Ｂ図を参照すると、送信データSDが、
“１”（ハイレベル）のときは、PINダイオード
D1（第４Ｂ図中、CRvが出る側のLPFの下方に上
向きの三角形で表す）は非導通になり、一方PIN
ダイオードD2（第４Ｂ図中、CRhが出る側のLPF
の下方に下向きの三角形で表す）は導通になる。
そうすると導通のPINダイオードD2の位置で高
周波（マイクロ波）的に短絡状態となり、搬送波
CRは出力端Ｃ−C′の方へは出力されず、出力端
Ｂ−B′のみから出力される（CRv）。上記の短絡
位置（D2）搬送波CRの供給点であるＡ−A′か
ら、図示のように、λｇ／４離れているため、Ａ
−A′から該短絡位置（D2）を見た場合のインピ
ーダンスは無限大、すなわち開放になる。なお、
PINダイオードD2での短絡はＡ−A′に何ら影響
を及ぼさない。すなわち、もし高周波を考慮しな
いとPINダイオードD2の導通によりＡ−A′も電
気的にショートになるが、高周波（マイクロ波）
的に見ると、さらに波長λｇの要因も加わり、Ａ
−A′からλｇ／４の位置で短絡したときは、Ａ
−A′からこのλｇ／４での短絡位置を見たとき
高周波的に開放になり、Ａ−A′には何らの影響
をも及ぼさない。
について具体例を掲げておく。第３図は第１Ａ図
および第１Ｂ図に示す偏分波／偏波合成・器１１
４，１２３の一例を示す斜視図である。本図中、
受信系における偏分波の動作に関連するものの参
照番号および記号には（ ）を付して示す。な
お、中央の円形導波管の右側端面は短絡端となつ
ている。第４Ａ図は第１Ａ図に示す偏波切替器１
１２の一例を示す等価回路図である。ただし、こ
れに限定するものではない。本図において、D1，
D2はPINダイオードで、Ａ，A′点よりそれぞれ
λｇ／４離れた点に配置される。PINダイオード
D1，D2には低域ろ波器LPFを介して送信データ
SDが入力され、該送信データSDの極性により互
いに開放、短絡の状態となる。したがつて、発振
器１１１（第１Ａ図）からの搬送波CRは送信デ
ータSDの“１”又は“０”により出力端Ｂー
B′又はＣーC′のいずれか一方に出力されることと
なる。なお第４Ｂ図は第４Ａ図に示す等価回路の
具体例を示す構造図であり、図中の導波管WGと
してはＴ分岐構成のものを使用している。第４Ａ
および４Ｂ図を参照すると、送信データSDが、
“１”（ハイレベル）のときは、PINダイオード
D1（第４Ｂ図中、CRvが出る側のLPFの下方に上
向きの三角形で表す）は非導通になり、一方PIN
ダイオードD2（第４Ｂ図中、CRhが出る側のLPF
の下方に下向きの三角形で表す）は導通になる。
そうすると導通のPINダイオードD2の位置で高
周波（マイクロ波）的に短絡状態となり、搬送波
CRは出力端Ｃ−C′の方へは出力されず、出力端
Ｂ−B′のみから出力される（CRv）。上記の短絡
位置（D2）搬送波CRの供給点であるＡ−A′か
ら、図示のように、λｇ／４離れているため、Ａ
−A′から該短絡位置（D2）を見た場合のインピ
ーダンスは無限大、すなわち開放になる。なお、
PINダイオードD2での短絡はＡ−A′に何ら影響
を及ぼさない。すなわち、もし高周波を考慮しな
いとPINダイオードD2の導通によりＡ−A′も電
気的にショートになるが、高周波（マイクロ波）
的に見ると、さらに波長λｇの要因も加わり、Ａ
−A′からλｇ／４の位置で短絡したときは、Ａ
−A′からこのλｇ／４での短絡位置を見たとき
高周波的に開放になり、Ａ−A′には何らの影響
をも及ぼさない。
逆に、送信データSDが“０”（ローレベル）の
ときは、PINダイオードD2は非導通になり、一
方PINダイオードD1は導通になる。そうすると
導通のPINダイオードD1の位置で高周波（マイ
クロ波）的に短絡状態となり、搬送波CRは出力
端Ｂ−B′の方へは出力されず、出力端Ｃ−C′のみ
から出力される（CRh）。上記の短絡位置D1は搬
送波CRの供給点であるＡ−A′から、図示のよう
に、λｇ／４離れているため、Ａ−A′から該短
絡位置D1を見た場合のインピーダンスは無限大、
すなわち開放になる。なお、PINダイオードD1
での短絡はＡ−A′に何ら影響を及ぼさないこと
は前述のとおりである。
ときは、PINダイオードD2は非導通になり、一
方PINダイオードD1は導通になる。そうすると
導通のPINダイオードD1の位置で高周波（マイ
クロ波）的に短絡状態となり、搬送波CRは出力
端Ｂ−B′の方へは出力されず、出力端Ｃ−C′のみ
から出力される（CRh）。上記の短絡位置D1は搬
送波CRの供給点であるＡ−A′から、図示のよう
に、λｇ／４離れているため、Ａ−A′から該短
絡位置D1を見た場合のインピーダンスは無限大、
すなわち開放になる。なお、PINダイオードD1
での短絡はＡ−A′に何ら影響を及ぼさないこと
は前述のとおりである。
既に述べたとおり、本発明に係る無線通信シス
テムによれば受信系では常にＶ偏波又はＨ偏波の
搬送波が存在するからAGC制御は途絶えること
なく行われる。このAGC制御についてもう少し
詳しく述べる。第５Ａ図は本発明の無線通信シス
テムの受信系に採用するAGC制御部を説明する
ための模式図、第５Ｂ図は第５Ａ図における要部
の信号を示す波形図である。第１Ｂ図に示した受
信系では、Ｖ・Ｈ両波の信号を２入力とする差動
増幅器１２９を構成し、第２Ｂ図の如き波形を受
信して、誤り率を大幅に改善している。このよう
な差動増幅形式を採つたことから、Ｖ偏波受信系
統とＨ偏波受信系統とが独立してAGC制御を行
うのは得策ではない（数式的な証明は後述）。す
なわち共通AGC制御を行うのが得策である。第
５Ａ図はこの考え方に基づく共通AGC制御部５
０を示す。分かり易く言えば、差動増幅形式を採
るのであるから一方の受信レベル（例えばＶ偏波
系統）の上下変動に応じて他方の受信レベル（Ｈ
偏波系統）も一諸に上下変動させた方が好ましい
ということになる。つまり、第２Ｂ図の波形のピ
ーク−ピークを常に一定にするのである。第５Ａ
図の共通AGC制御部５０は、合成器５１を備え
ており、ここでＶ偏波系統とＨ偏波系統の両受信
レベルを平均化し、共通AGC信号として中間周
波増幅器１２７ｖと１２７ｈに同時にフイードバ
ツクする。なお、受診レベルを検波器１２８ｖ，
１２８ｈの出力から検出している例を示すが、そ
の前段の増幅器１２７ｖ，１２７ｈの出力から検
出するようにしても良い。第５Ｂ図は、受信デー
タ“１”，“０”，“０”，“１”…なるパターンを例
にとつて、第５Ａ図の，およびの各部分に
現れる波形を、同図１，２および３欄にそれぞれ
示す。
テムによれば受信系では常にＶ偏波又はＨ偏波の
搬送波が存在するからAGC制御は途絶えること
なく行われる。このAGC制御についてもう少し
詳しく述べる。第５Ａ図は本発明の無線通信シス
テムの受信系に採用するAGC制御部を説明する
ための模式図、第５Ｂ図は第５Ａ図における要部
の信号を示す波形図である。第１Ｂ図に示した受
信系では、Ｖ・Ｈ両波の信号を２入力とする差動
増幅器１２９を構成し、第２Ｂ図の如き波形を受
信して、誤り率を大幅に改善している。このよう
な差動増幅形式を採つたことから、Ｖ偏波受信系
統とＨ偏波受信系統とが独立してAGC制御を行
うのは得策ではない（数式的な証明は後述）。す
なわち共通AGC制御を行うのが得策である。第
５Ａ図はこの考え方に基づく共通AGC制御部５
０を示す。分かり易く言えば、差動増幅形式を採
るのであるから一方の受信レベル（例えばＶ偏波
系統）の上下変動に応じて他方の受信レベル（Ｈ
偏波系統）も一諸に上下変動させた方が好ましい
ということになる。つまり、第２Ｂ図の波形のピ
ーク−ピークを常に一定にするのである。第５Ａ
図の共通AGC制御部５０は、合成器５１を備え
ており、ここでＶ偏波系統とＨ偏波系統の両受信
レベルを平均化し、共通AGC信号として中間周
波増幅器１２７ｖと１２７ｈに同時にフイードバ
ツクする。なお、受診レベルを検波器１２８ｖ，
１２８ｈの出力から検出している例を示すが、そ
の前段の増幅器１２７ｖ，１２７ｈの出力から検
出するようにしても良い。第５Ｂ図は、受信デー
タ“１”，“０”，“０”，“１”…なるパターンを例
にとつて、第５Ａ図の，およびの各部分に
現れる波形を、同図１，２および３欄にそれぞれ
示す。
第６図は第５Ａ図の共通AGC制御部５０の具
体例とその周辺部分を示す回路図である。本図に
おいて、６１ｖ，６１ｈ及び６３はそれぞれ低域
ろ波器、６２はハイブリッド回路、６４は比較器
である。比較器６４は、ハイブリツド回路６２で
合成されたＶ偏波系統とＨ偏波系統の受信レベル
を第１入力とし、第２入力に受信レベルの基準値
設定用バイアス電圧Vbasを受けてAGC電圧を出
力し、中間周波増幅器１２７ｖ，１２７ｈにフイ
ードバツクする。本図を利用して、Ｖ，Ｈ偏波系
統の独立AGC制御よりも、共通AGC制御の方が
得策であること（既述）の証明をする。
体例とその周辺部分を示す回路図である。本図に
おいて、６１ｖ，６１ｈ及び６３はそれぞれ低域
ろ波器、６２はハイブリッド回路、６４は比較器
である。比較器６４は、ハイブリツド回路６２で
合成されたＶ偏波系統とＨ偏波系統の受信レベル
を第１入力とし、第２入力に受信レベルの基準値
設定用バイアス電圧Vbasを受けてAGC電圧を出
力し、中間周波増幅器１２７ｖ，１２７ｈにフイ
ードバツクする。本図を利用して、Ｖ，Ｈ偏波系
統の独立AGC制御よりも、共通AGC制御の方が
得策であること（既述）の証明をする。
AGCの各入力レベルをLA，Lbとすれば
√A A＋√B B＝ｋ (1)
（ただし、ｋは定数、各増幅器１２７ｖ，１２
７ｈのゲインGA，GBは、GA＝GB） 独立AGCのみの動作では ｋ＝√A A′ (3) となる。GA′は独立AGCのみのときの前記増幅器
のゲインである。
７ｈのゲインGA，GBは、GA＝GB） 独立AGCのみの動作では ｋ＝√A A′ (3) となる。GA′は独立AGCのみのときの前記増幅器
のゲインである。
点又は点でのノイズPnは
Pn＝KTB GA′ (4)
（ただし、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温
度、Ｂは帯域幅） 又、第６図の回路での合成点のノイズPnは となる。
度、Ｂは帯域幅） 又、第６図の回路での合成点のノイズPnは となる。
よつて、点でのＳ／Ｎは、
となる。
ここにＳ／Pnは独立AGCのみでのＳ／Ｎであ
り、LB≒LAなら Ｓ／Ｎ＝Ｓ／Pn×２ (7) となり、3dB Ｓ／Ｎの改善が見込まれる。
り、LB≒LAなら Ｓ／Ｎ＝Ｓ／Pn×２ (7) となり、3dB Ｓ／Ｎの改善が見込まれる。
かくして共通AGC制御を受けた受信信号は差
動増幅器１２９を経て識別器１３０に至り原デー
タに再生される訳であるが、この識別器１３０で
の識別レベル（第２Ａ図の一点鎖線に相当）が固
定的であると誤り率特性を劣化させるおそれがあ
る。つまり、Ｖ偏波の受信レベルとＨ偏波の受信
レベルとＨ偏波の受信レベルとが第２Ｂ図に示す
ように常に両者略同一とは限らない。例えば室内
受信では室内反射波と直接受信波の位相のずれに
より、いずれか一方の受信レベルが極端に低下す
ることがある。この結果、データ“１”，“０”の
識別誤りをもたらすことがある。この点を改良し
たのが第７図である。第７図は第５Ａ図に示す受
信系に改良を加えた一例を示す模式図である。第
５Ａ図に比して異なるのは識別レベル可変回路７
０が付加されたことである。第８図は第７図の識
別レベル可変回路７０の役割を説明するための波
形図であり、第２Ｂ図に対応する。第８図におい
て一点鎖線の如き固定の識別レベルであると差動
増幅器１２９からの出力に、Ｖ偏波VvとＨ偏波
Vhにアンバランスを生じた場合（例えばVv＞
Vh）、Ｈ偏波側の識別マージンが不足してくる。
そこで、Vv＋Vh／２＝VAなるレベルを加え、適正 な識別レベル（中央レベル）を保つ。これが回路
７０の役割である。第９図は第７図の識別器１３
０と識別レベル可変回路７０の具体例を示す回路
図である。本図において、識別器１３０は比較器
として示され、その第１入力には差動増幅器１２
９からの出力を受信し、その第２入力には、積分
器からなる回路７０の出力を受信する。積分器は
例えば、Ｖ偏波側出力とＨ偏波側出力とを各別に
逐次ホールドするコンデンサを備え、これらコン
デンサの端子電圧を平均化する平滑コンデンサを
介して前記VAを出力する。
動増幅器１２９を経て識別器１３０に至り原デー
タに再生される訳であるが、この識別器１３０で
の識別レベル（第２Ａ図の一点鎖線に相当）が固
定的であると誤り率特性を劣化させるおそれがあ
る。つまり、Ｖ偏波の受信レベルとＨ偏波の受信
レベルとＨ偏波の受信レベルとが第２Ｂ図に示す
ように常に両者略同一とは限らない。例えば室内
受信では室内反射波と直接受信波の位相のずれに
より、いずれか一方の受信レベルが極端に低下す
ることがある。この結果、データ“１”，“０”の
識別誤りをもたらすことがある。この点を改良し
たのが第７図である。第７図は第５Ａ図に示す受
信系に改良を加えた一例を示す模式図である。第
５Ａ図に比して異なるのは識別レベル可変回路７
０が付加されたことである。第８図は第７図の識
別レベル可変回路７０の役割を説明するための波
形図であり、第２Ｂ図に対応する。第８図におい
て一点鎖線の如き固定の識別レベルであると差動
増幅器１２９からの出力に、Ｖ偏波VvとＨ偏波
Vhにアンバランスを生じた場合（例えばVv＞
Vh）、Ｈ偏波側の識別マージンが不足してくる。
そこで、Vv＋Vh／２＝VAなるレベルを加え、適正 な識別レベル（中央レベル）を保つ。これが回路
７０の役割である。第９図は第７図の識別器１３
０と識別レベル可変回路７０の具体例を示す回路
図である。本図において、識別器１３０は比較器
として示され、その第１入力には差動増幅器１２
９からの出力を受信し、その第２入力には、積分
器からなる回路７０の出力を受信する。積分器は
例えば、Ｖ偏波側出力とＨ偏波側出力とを各別に
逐次ホールドするコンデンサを備え、これらコン
デンサの端子電圧を平均化する平滑コンデンサを
介して前記VAを出力する。
既に述べたように本発明によれば、ASK変調
方式でありながらバースト状のデータ送信にも適
用できる（既述のの問題点に関連）。このよう
なバースト状のデータ送信（例えばTDMA方式）
に対処する具体例についてさらに言及する。第１
０Ａ図はデータをバースト状に送信する方式に適
合させた本発明の無線通信システムにおける送信
系を示す模式図であり、第１０Ｂ図は第１０Ａ図
の送信系と対をなす受信系を示す模式図である。
ここにバースト状にデータを送信する方式とは、
例えばTDMA方式を意味する。このTDMA方式
では送信系（第１０Ａ図）より離散的（不定期）
データの送信が行われるから、受信系（第１０Ｂ
図）では、データ送信のある期間だけアクテイブ
になりそれ以外では不要な信号を再生すべきでな
い。また、不定期にデータの送信が行われるか
ら、受信系では信号受信毎になるべく迅速に
AGC制御を確立しなければならない。つまり
AGC動作の初期駆動が大切な役割を果たす。第
１０Ｃ図は第１０Ａおよび第１０Ｂ図に示す送受
信系の動作説明に用いる波形図であり、これら第
１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ図を参照しながら説明す
る。なお第１０Ｃ図の１〜１３欄はそれぞれ、第
１０Ａおよび１０Ｂ図の〜部に現われる信号
波形に対応する。第１０Ａ図の１０１はハイブリ
ツド回路であり搬送波CRを導波管１１３ｖおよ
び１１３ｈ側に均等に分波する。分波された搬送
波CRvおよびCRhはそれぞれスイツチ１０２ｖお
よび１０２ｈで送信制御される。これらスイツチ
１０２ｖ，１０２ｈは共にスリーステートスイツ
チであり、スイツチ１０２ｖがon−off−offのス
リーステートをとるとき、スイツチ１０２ｈはそ
れぞれoff−on−ofのスリーステートをとる。こ
れらの制御は公知の信号処理回路１０３（後に詳
述）によりなされる。回路１０３は送信データ
SD（）、クロックCLK（）およびタイミング
信号（TDMAタイミング信号）TIM（）を受
信する。これら信号の波形は例えば第１０Ｃ図の
１，２および３に示すとおりである。回路１０３
はいわば速度変換回路であり、出力および
（第１０Ｃ図の４および５欄）の如くバーストに
変換される。この第１０Ｃ図の４，５欄に示した
波形のうちハッチングを施した部分Sv，Shが重
要な波形である。これらは本発明の実施に特に有
益であり、いわば先頭バースト信号である。これ
らは受信系でのAGC起動に役立つ（後述）。
方式でありながらバースト状のデータ送信にも適
用できる（既述のの問題点に関連）。このよう
なバースト状のデータ送信（例えばTDMA方式）
に対処する具体例についてさらに言及する。第１
０Ａ図はデータをバースト状に送信する方式に適
合させた本発明の無線通信システムにおける送信
系を示す模式図であり、第１０Ｂ図は第１０Ａ図
の送信系と対をなす受信系を示す模式図である。
ここにバースト状にデータを送信する方式とは、
例えばTDMA方式を意味する。このTDMA方式
では送信系（第１０Ａ図）より離散的（不定期）
データの送信が行われるから、受信系（第１０Ｂ
図）では、データ送信のある期間だけアクテイブ
になりそれ以外では不要な信号を再生すべきでな
い。また、不定期にデータの送信が行われるか
ら、受信系では信号受信毎になるべく迅速に
AGC制御を確立しなければならない。つまり
AGC動作の初期駆動が大切な役割を果たす。第
１０Ｃ図は第１０Ａおよび第１０Ｂ図に示す送受
信系の動作説明に用いる波形図であり、これら第
１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ図を参照しながら説明す
る。なお第１０Ｃ図の１〜１３欄はそれぞれ、第
１０Ａおよび１０Ｂ図の〜部に現われる信号
波形に対応する。第１０Ａ図の１０１はハイブリ
ツド回路であり搬送波CRを導波管１１３ｖおよ
び１１３ｈ側に均等に分波する。分波された搬送
波CRvおよびCRhはそれぞれスイツチ１０２ｖお
よび１０２ｈで送信制御される。これらスイツチ
１０２ｖ，１０２ｈは共にスリーステートスイツ
チであり、スイツチ１０２ｖがon−off−offのス
リーステートをとるとき、スイツチ１０２ｈはそ
れぞれoff−on−ofのスリーステートをとる。こ
れらの制御は公知の信号処理回路１０３（後に詳
述）によりなされる。回路１０３は送信データ
SD（）、クロックCLK（）およびタイミング
信号（TDMAタイミング信号）TIM（）を受
信する。これら信号の波形は例えば第１０Ｃ図の
１，２および３に示すとおりである。回路１０３
はいわば速度変換回路であり、出力および
（第１０Ｃ図の４および５欄）の如くバーストに
変換される。この第１０Ｃ図の４，５欄に示した
波形のうちハッチングを施した部分Sv，Shが重
要な波形である。これらは本発明の実施に特に有
益であり、いわば先頭バースト信号である。これ
らは受信系でのAGC起動に役立つ（後述）。
データの“１”，“０”に応じてスイツチ１０２
ｖ，１０２ｈがon，offし、搬送波CRv又はCRh
を通過させアンテナ１１６へ供給される（の信
号、第１０Ｃ図の６欄）。データの非送信時はス
イツチ１０２ｖと１０２ｈは共にoffである。次
にアンテナ、１２１より受信系に入り、検波器１
２８ｖおよび１２８ｈの出力およびは第１０
Ｃ図の７および８にそれぞれ示すとおりとなる。
ここにダブルハツチングの部分は、データ非送信
時におけるノイズ信号Ｎを表す。
ｖ，１０２ｈがon，offし、搬送波CRv又はCRh
を通過させアンテナ１１６へ供給される（の信
号、第１０Ｃ図の６欄）。データの非送信時はス
イツチ１０２ｖと１０２ｈは共にoffである。次
にアンテナ、１２１より受信系に入り、検波器１
２８ｖおよび１２８ｈの出力およびは第１０
Ｃ図の７および８にそれぞれ示すとおりとなる。
ここにダブルハツチングの部分は、データ非送信
時におけるノイズ信号Ｎを表す。
出力およびは、それぞれノイズ（Ｎ）除去
のための低域ろ波器、１０４ｖ，１０４ｈを介し
て合成器５１に至り、その出力は第１０Ｃ図の
９欄に示すとおりである。出力、すなわち
AGC制御信号は、同９欄の期間ｔにおいて急速
に立上がり受信判定識別レベルTHを超える。こ
の期間ｔの立上がりは、前述した先頭バースト
Sv，Shによつて行われるものである。そして
AGC制御が確立した後に本来の受信データ信号
を受け付けることになる。受信判定識別レベル
THは受信判定識別回路１０５に保持されるもの
であり、合成器５１の出力を入力として出力
を送出する。第１０Ｃ図１０欄の出力のパルス
幅は第１０Ｃ図９欄においてAGC制御信号のレ
ベルがレベルTHを超えている期間Ｔに相当す
る。この期間Ｔはデータ受信中であることを意味
し、この期間Ｔ中の出力をon／offスイツチ１
０６に印加する。出力が存する限りスイツチ１
０６はonであり有意義データ（RD）を出力す
る。なお、差動増幅器１２９の出力、識別器１
３０の出力は、第１０Ｃ図の１１欄、１２欄に
それぞれ示すとおりである。出力，欄にそれ
ぞれ示すとりである。出力，には不要なノイ
ズ信号Ｎが含まれているが、いずれもスイツチ１
０６でカツトされ問題はない。
のための低域ろ波器、１０４ｖ，１０４ｈを介し
て合成器５１に至り、その出力は第１０Ｃ図の
９欄に示すとおりである。出力、すなわち
AGC制御信号は、同９欄の期間ｔにおいて急速
に立上がり受信判定識別レベルTHを超える。こ
の期間ｔの立上がりは、前述した先頭バースト
Sv，Shによつて行われるものである。そして
AGC制御が確立した後に本来の受信データ信号
を受け付けることになる。受信判定識別レベル
THは受信判定識別回路１０５に保持されるもの
であり、合成器５１の出力を入力として出力
を送出する。第１０Ｃ図１０欄の出力のパルス
幅は第１０Ｃ図９欄においてAGC制御信号のレ
ベルがレベルTHを超えている期間Ｔに相当す
る。この期間Ｔはデータ受信中であることを意味
し、この期間Ｔ中の出力をon／offスイツチ１
０６に印加する。出力が存する限りスイツチ１
０６はonであり有意義データ（RD）を出力す
る。なお、差動増幅器１２９の出力、識別器１
３０の出力は、第１０Ｃ図の１１欄、１２欄に
それぞれ示すとおりである。出力，欄にそれ
ぞれ示すとりである。出力，には不要なノイ
ズ信号Ｎが含まれているが、いずれもスイツチ１
０６でカツトされ問題はない。
第１０Ｄ図は第１０Ａ図に示した公知の信号処
理回路１０３の一例を示し、例えばフエアチヤイ
ルド社のIC9403に相当する。本回路１０３の動
作は第１０Ｅ図を参照して明らかである。第１０
Ｅ図の１〜６欄は第１０Ｄ図の〜部にそれぞ
れ現れる信号波形を示す。第１０Ｄ図のXNのブ
ロツクはＮ倍操作を行い、クロツクCLKを４倍
（Ｎ＝４）した場合を例にとつている。なお、第
１０Ｄ図の出力OUT（）はスルーで第１０Ａ図
の出力となり、他方インバータ（図示せず）を
通して第１０Ａ図の出力となる。
理回路１０３の一例を示し、例えばフエアチヤイ
ルド社のIC9403に相当する。本回路１０３の動
作は第１０Ｅ図を参照して明らかである。第１０
Ｅ図の１〜６欄は第１０Ｄ図の〜部にそれぞ
れ現れる信号波形を示す。第１０Ｄ図のXNのブ
ロツクはＮ倍操作を行い、クロツクCLKを４倍
（Ｎ＝４）した場合を例にとつている。なお、第
１０Ｄ図の出力OUT（）はスルーで第１０Ａ図
の出力となり、他方インバータ（図示せず）を
通して第１０Ａ図の出力となる。
(7) 発明の効果
以上詳細に説明したとおり本発明によれば既述
の問題点、およびを同時に解決し得る無線
通信システムが実現される。
の問題点、およびを同時に解決し得る無線
通信システムが実現される。
第１Ａ図は本発明に基づく無線通信システムの
送信系を示す模式図、第１Ｂ図は本発明に基づく
無線通信システムの受信系を示す模式図、第２Ａ
図は一般のASK変調方式における受信信号を表
す波形図、第２Ｂ図は本発明に基づくASK変調
方式における受信信号を表す波形図、第３図は第
１Ａ図および第１Ｂ図に示す偏分波／偏波合成・
器１１４，１２３の一例を示す斜視図、第４Ａ図
は第１Ａ図に示す偏波切替器１１２の一例を示す
等価回路図、第４Ｂ図は第４Ａ図に示す等価回路
の具体例を示す構造図、第５Ａ図は本発明の無線
通信システムの受信系に採用するAGC制御部を
説明するための模式図、第５Ｂ図は第５Ａ図にお
ける要部の信号を示す波形図、第６図は第５Ａ図
の共通AGC制御部５０の具体例とその周辺部分
を示す回路図、第７図は第５Ａ図に示す受信系に
改良を加えた一例を示す模式図、第８図は第７図
の識別レベル可変回路７０の役割を説明するため
の波形図、第９図は第７図の識別器１３０と識別
レベル可変回路７０の具体例を示す回路図、第１
０Ａ図はデータをバースト状に送信する方式に適
合させた本発明の無線通信システムにおける送信
系を示す、模式図、第１０Ｂ図は第１０Ａ図の送
信系と対をなす受信系を示す模式図、第１０Ｃ図
は第１０Ａ図および１０Ｂ図に示す送受信系の動
作説明に用いる波形図、第１０Ｄ図は第１０Ａ図
に示した公知の信号処理回路１０３の一例を示
し、例えばフエアチヤイルド社のIC9403に相当
する図、第１０Ｅ図の１〜６欄は第１０Ｄ図の
〜、部にそれぞれ現れる信号波形を示す図であ
る。 １１１……発振器、１１２……偏波切替器、１
１４，１２３……偏分波／偏波合成・器、１２５
ｖ，１２５ｈ……ミキサ、１２７ｖ，１２７ｈ…
…中間周波増幅器、１２８ｖ，１２８ｈ……検波
器、１２９……差動増幅器、１３０……識別器、
５１……合成器、７０……識別レベル可変回路、
１０２ｖ，１０２ｈ，１０６……スイツチ、１０
３……信号処理回路、１０５……受信判定識別回
路、CR……搬送波、CRv……Ｖ偏波の搬送波、
CRh……Ｈ偏波の搬送波、SD……送信データ、
RD……受信データ、Sv，Sh……先頭バースト信
号。
送信系を示す模式図、第１Ｂ図は本発明に基づく
無線通信システムの受信系を示す模式図、第２Ａ
図は一般のASK変調方式における受信信号を表
す波形図、第２Ｂ図は本発明に基づくASK変調
方式における受信信号を表す波形図、第３図は第
１Ａ図および第１Ｂ図に示す偏分波／偏波合成・
器１１４，１２３の一例を示す斜視図、第４Ａ図
は第１Ａ図に示す偏波切替器１１２の一例を示す
等価回路図、第４Ｂ図は第４Ａ図に示す等価回路
の具体例を示す構造図、第５Ａ図は本発明の無線
通信システムの受信系に採用するAGC制御部を
説明するための模式図、第５Ｂ図は第５Ａ図にお
ける要部の信号を示す波形図、第６図は第５Ａ図
の共通AGC制御部５０の具体例とその周辺部分
を示す回路図、第７図は第５Ａ図に示す受信系に
改良を加えた一例を示す模式図、第８図は第７図
の識別レベル可変回路７０の役割を説明するため
の波形図、第９図は第７図の識別器１３０と識別
レベル可変回路７０の具体例を示す回路図、第１
０Ａ図はデータをバースト状に送信する方式に適
合させた本発明の無線通信システムにおける送信
系を示す、模式図、第１０Ｂ図は第１０Ａ図の送
信系と対をなす受信系を示す模式図、第１０Ｃ図
は第１０Ａ図および１０Ｂ図に示す送受信系の動
作説明に用いる波形図、第１０Ｄ図は第１０Ａ図
に示した公知の信号処理回路１０３の一例を示
し、例えばフエアチヤイルド社のIC9403に相当
する図、第１０Ｅ図の１〜６欄は第１０Ｄ図の
〜、部にそれぞれ現れる信号波形を示す図であ
る。 １１１……発振器、１１２……偏波切替器、１
１４，１２３……偏分波／偏波合成・器、１２５
ｖ，１２５ｈ……ミキサ、１２７ｖ，１２７ｈ…
…中間周波増幅器、１２８ｖ，１２８ｈ……検波
器、１２９……差動増幅器、１３０……識別器、
５１……合成器、７０……識別レベル可変回路、
１０２ｖ，１０２ｈ，１０６……スイツチ、１０
３……信号処理回路、１０５……受信判定識別回
路、CR……搬送波、CRv……Ｖ偏波の搬送波、
CRh……Ｈ偏波の搬送波、SD……送信データ、
RD……受信データ、Sv，Sh……先頭バースト信
号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ データ“１”，“０”をASK（Amplitude
Shift Keying）変調方式で送信する送信系と、 ASK変調された送信データを受信して原デー
タを復調する受信系とを含んでなる無線通信シス
テムにおいて、 前記送信系は垂直偏波の搬送波および水平偏波
の搬送波のいずれか一方を前記データの“１”に
対応させ、その他方を前記データの“０”に対応
させて、これらの搬送波を偏波合成したのち前記
受信系に送信し、 前記受信系は、送信された前記搬送波を前記垂
直偏波の搬送波と前記水平偏波の搬送波とに分波
し、分波された該垂直偏波の搬送波より検波して
得た垂直偏波側の受信信号と、分波された該水平
偏波の搬送波より検波して得た水平偏波側の受信
信号との差分が、所定の識別レベルよりも高いか
低いかに応じて前記データの“１”又は“０”を
識別して、前記原データを復調し、ここに該受信
系は、 該垂直偏波側の受信信号および該水平偏波側の
受信信号の各受信レベルをそれぞれ検出して各該
受信レベルを、合成し、合成した出力を共通の
AGC（Automatic Gain Controi）制御出力とし
て、該垂直偏波側および水平偏波側の各受信信号
に共通にAGC制御を加える合成器と、 共通にAGC制御が加えられた該垂直偏波側の
受信信号と該水平偏波側の受信信号、との差分を
とる差動増幅器と、 該差動増幅器の出力が前記所定の識別レベルよ
り高いか低いかを検出する識別器と、 該所定の識別レベルを、前記垂直偏波側および
水平偏波側の各受信信号の受信レベルの変動に応
じて可変にする識別レベル可変回路とを備えるこ
とを特徴とする無線通信システム。 ２ 前記送信系から送信されるデータが離散的に
発生する場合、該送信系は発生する一連のデータ
毎にその先頭に先頭バースト信号を付加して送信
し、一方前記受信系は該先頭バースト信号を用い
て前記AGC制御の初期起動を行う特許請求の範
囲第１項記載の無線通信システム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58007448A JPS59133749A (ja) | 1983-01-21 | 1983-01-21 | 無線通信システム |
| DE8484300121T DE3474894D1 (en) | 1983-01-21 | 1984-01-09 | Radio communication system |
| EP84300121A EP0115385B1 (en) | 1983-01-21 | 1984-01-09 | Radio communication system |
| US06/569,772 US4658405A (en) | 1983-01-21 | 1984-01-10 | Radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58007448A JPS59133749A (ja) | 1983-01-21 | 1983-01-21 | 無線通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59133749A JPS59133749A (ja) | 1984-08-01 |
| JPH0381341B2 true JPH0381341B2 (ja) | 1991-12-27 |
Family
ID=11666116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58007448A Granted JPS59133749A (ja) | 1983-01-21 | 1983-01-21 | 無線通信システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4658405A (ja) |
| EP (1) | EP0115385B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59133749A (ja) |
| DE (1) | DE3474894D1 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4737969A (en) * | 1987-01-28 | 1988-04-12 | Motorola, Inc. | Spectrally efficient digital modulation method and apparatus |
| JP2677289B2 (ja) * | 1988-02-16 | 1997-11-17 | 住友電気工業株式会社 | 光通信方式 |
| GB8825740D0 (en) * | 1988-11-03 | 1988-12-07 | Smith D | Improvements in transmission & reception of electric signals carrying information |
| US5323064A (en) * | 1993-04-26 | 1994-06-21 | Raytheon Company | Radio frequency signal frequency converter |
| US6006069A (en) * | 1994-11-28 | 1999-12-21 | Bosch Telecom Gmbh | Point-to-multipoint communications system |
| US6112056A (en) | 1995-06-07 | 2000-08-29 | Cisco Systems, Inc. | Low power, short range point-to-multipoint communications system |
| US6204810B1 (en) | 1997-05-09 | 2001-03-20 | Smith Technology Development, Llc | Communications system |
| JP6175805B2 (ja) | 2013-03-01 | 2017-08-09 | 富士通株式会社 | 受信装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2288802A (en) * | 1939-02-21 | 1942-07-07 | Rca Corp | Signaling system |
| US2992427A (en) * | 1960-02-19 | 1961-07-11 | Gen Dynamics Corp | Polarization modulation data transmission system |
| US3111668A (en) * | 1960-08-22 | 1963-11-19 | Avco Corp | Polarization diversity modulation |
| GB1136381A (en) * | 1965-10-18 | 1968-12-11 | John Carr Doughty | Improvements in or relating to circular knitting machines and to knitted fabrics produced on the same |
| US3835392A (en) * | 1970-12-03 | 1974-09-10 | Siemens Ag | System for two or more combined communication channels regulated in accordance with linear relationships |
| US3760274A (en) * | 1971-10-13 | 1973-09-18 | Us Army | Modulation of polarization orientation and concurrent conventional modulation of the same radiated carrier |
| US3971930A (en) * | 1974-04-24 | 1976-07-27 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Polarization compensator for optical communications |
| US3934204A (en) * | 1974-10-04 | 1976-01-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | AM/AGC weighted diversity combiner/selector |
| US4084137A (en) * | 1976-08-24 | 1978-04-11 | Communications Satellite Corporation | Multidimensional code communication systems |
| EP0085614B1 (en) * | 1982-01-28 | 1989-08-09 | Fujitsu Limited | Data transmitting-receiving system |
-
1983
- 1983-01-21 JP JP58007448A patent/JPS59133749A/ja active Granted
-
1984
- 1984-01-09 EP EP84300121A patent/EP0115385B1/en not_active Expired
- 1984-01-09 DE DE8484300121T patent/DE3474894D1/de not_active Expired
- 1984-01-10 US US06/569,772 patent/US4658405A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4658405A (en) | 1987-04-14 |
| EP0115385A3 (en) | 1986-01-02 |
| DE3474894D1 (en) | 1988-12-01 |
| EP0115385A2 (en) | 1984-08-08 |
| JPS59133749A (ja) | 1984-08-01 |
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