JPH0384896A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング素子を含む電源回路により放電
灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 嵌速艷１Ｌ 第１３図は従来の代表的な放電灯点灯装置の回路図であ
る。交流電源Ｖｓの交流電圧は、ダイオードＤ、〜Ｄ６
よりなるダイオードブリッジ回路にて全波整流され、平
滑用のコンデンサＣ３にて平滑されて、直流電圧となる
。コンデンサＣ７の両端には、トランジスタＱ、、Ｑ２
の直列回路と、コンデンサＣ２、Ｃ３の直列回路が並列
的に接続されている。各トランジスタＱ、、Ｑ２には、
ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２が逆並列接続されている
。トランジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２，
Ｃ，の接続点の間には、第１４図（１１）に示すような
放電灯点灯回路が接続されている。トランジスタＱ、、
Ｑ、は高速度で交互にオンオフするように駆動される。

まず、トランジスタＱ１がオン状態でトランジスタＱ２
がオフ状態であるときには、コンデンサｃ２からトラン
ジスタＱ１を介して放電灯点灯回路に一方向に電流が流
れる０次に、トランジスタＱがオフ状態でトランジスタ
Ｑ２がオン状態であるときには、コンデンサＣ１からト
ランジスタＱ２を介して放電灯点灯回路に逆方向に電流
が流れる。

したがって、放電灯点灯回路には高周波電力が供給され
るものである０以上によりハーフブリッジ式のインバー
タ回路が構成されている。

ここで、第１４図＜１）に示す放電灯点灯回路は、例え
ば蛍光灯のような熱陰極型放電灯１ａのフィラメントの
電源側端子に限流及び共振用のインダクタＬ、を直列接
続し、非電源側端子間に共振及び予熱電流通電用のコン
デンサＣ４を並列接続したものである。放電灯Ｎａの始
動時にはコンデンサＣ１を介してフィラメントに予熱電
流が流れると共に、インダクタし、とコンデンサＣ１の
直列共振作用により放電灯１ｇの両端に高電圧が発生し
、放電灯１ａが点灯するものである。また、第１４図（
ｂ）に示すような放電灯点灯回路を用いても良い。この
回路では、放電灯１ａのフィラメントの電源側端子に共
振用のコンデンサＣ１を更に並列接続して、共振作用を
強めているので、放電灯Ｚａの両端に高い電圧を印加す
ることができる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例にあっては、放電灯１ａのフィラメントの
非電源端子間にコンデンサＣ１が並列接続されているの
で、放電灯ｌａが点灯した後もフィラメントに電流が流
れ続けるという問題がある。第１５図は点灯時における
トランジスタＱ、、Ｑ２の駆動信号Ｓ　＋　、　Ｓ　２
とランプ電流Ｉｆａ及びフィラメント電流Ｉｐｈを示し
ている。同図から明らかなような、放電灯１ａが点灯し
てランプ電流Ｉｌａが流れている状態でも、コンデンサ
Ｃ４を介してフィラメント電流Ｉｐｈが流れており、こ
のフィラメント電流Ｉｐｈが大きいと、フィラメントで
の電力消費が大きくなるので、放電灯Ｎａの点灯効率は
下がることになる。また、フィラメントの寿命も短くな
る。そして、上記の従来例では、回路定数のばらつきに
より共振状態が変わるので、フィラメント電流ｒｐｈが
設計値よりも大きくなることが起こり得る。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、放電灯のフィラメントの非電源
側端子間にコンデンサを並列接続されたインバータ式の
放電灯点灯装置において、放電灯の点灯時におけるフィ
ラメント電流を低減することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第１図に示すように、フィラメントの
非電源側端子間にコンデンサＣ４を並列的に接続された
放電灯１ａを含む放電灯点灯回路と、直流電源の直流電
圧を入力とし直列接続された第１及び第２のスイッチン
グ素子（トランジスタＱ、、Ｑ２）のオン・オフ動作に
より放電灯点灯回路に電力を供給するスイッチング回路
と、放電灯Ｎａの点灯時に第１及び第２のスイッチング
素子のうち一方がオン・オフ動作を行い、他方がオ〉・
・オフ動作を停止する期間を設ける制御手段とを備える
ことを特徴とするものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、放電灯１ａの点灯時に
第１及び第２のスイッチング素子のうち一方がオン・オ
フ動作を行い、他方がオン・オフ動作を停止する期間を
設けたので、この期間においては、放電灯りに直流的な
ランプ電流が流れ、フィラメント電流も直流的となる。

ところで、フィラメント電流は、放電灯りのフィラメン
トの非電源側端子間に並列的に接続されたコンデンサＣ
２を介して流れるので、高周波的なフィラメント電流は
流れやすいが、直流的なフィラメント電流は流れにくい
、一方、放電灯１ａは高周波的なランプ電流も直流的な
ランプ電流も共に流れやすい。このため、上記の期間を
長くするにつれて、フィラメント電流は大きく減少する
が、ランプ電流は余り減少しない、したがって、放電灯
ｌＩＬの点灯時において、ランプ電流を余り減少させる
ことなく、フィラメント電流を減少させることができる
。

［実施例１］ 第１図は本発明の一実施例の回路図である０本実施例に
あっては、トランジスタＱ、、Ｑ２としてパワーＭＯＳ
　Ｆ　ＥＴを使用している。逆並列ダイオードＤ　＋　
、　Ｄ　２はパワーＭＯ３ＦＥＴのドレイン・ソース間
に寄生する逆方向ダイオードにより代用できる。その他
の回路構成については、第１３図に示した従来例と同様
である。

第２図は本実施例の動作波形図である。同図の左側には
従来の高周波点灯動作を示す、この高周波点灯動作では
、トランジスタＱ、、Ｑ、には交互に“Ｈｉｇｈ”レベ
ルとなる矩形波電圧よりなる駆動信号Ｓ　＋　、　Ｓ　
２がそれぞれ供給される。これにより、放電灯点灯回路
には高周波電流が流れて、ランプ電流工１ａ及びフィラ
メント電流Ｉｐｈは正負両方向に流れる。また、同図の
右側には本発明の直流的な点灯動作を示す、この直流的
な点灯動作では、トランジスタＱ１の駆動信号Ｓ１のみ
が供給されており、トランジスタＱ２の駆動信号Ｓ２は
停止している。このため、ランプ電流１１ｍは一方向の
みに流れる。ただし、その実効値は高周波点灯動作時に
比べて余り変わらない、一方、フィラメント電流Ｉｐｈ
も主として一方向に流れるが、その実効値は高周波点灯
動作時に比べてほぼ半減する。

なお、放電灯ｌａの始動時にはフィラメント電流Ｉｐｈ
を十分に供給する必要があるので、第２図の左側に示す
ような高周波点灯動作を行い、放電灯りの始動点灯後に
はフィラメント電流Ｉｐｈを低減するべく、第２図の右
側に示すような直流的な点灯動作に移行するように制御
しても良い。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の動作波形図である０回路
構成は第１図と同様である０本実施例にあっては、駆動
信号Ｓ２が停止する第１の期間と、駆動信号Ｓ、、Ｓ、
が交番する第２の期間と、駆動信号Ｓ、が停止する第３
の期間と、駆動信号ＳＩ＋８２が交番する第４の期間と
が、同順に切替わるように動作する。この場合、第１の
期間では正方向に、第３の期間では負方向に、それぞれ
直流的なランプ電流Ｉ１ｍとフィラメント電流Ｉｐｈが
流れ、第２の期間と第４の期間では高周波的なランプ電
流ＩＺａとフィラメント電流Ｉｐｈが流れる。このよう
に動作させることにより、放電灯１ａのカタホリシス現
象を防止することができる。

なお、放電灯りのカタホリシス現象を防止するには、ラ
ンプ電流Ｉｌａを正負両方向に流せば良いので、トラン
ジスタＱ、のみが動作する第１の期間とトランジスタＱ
２のみが動作する第３の期間とを交番させるだけで良い
が、実際には、スイッチング動作を行うトランジスタを
切り替える際に異常な振動電流が生じることを防止する
ために、第３図に示すように、トランジスタＱ、、Ｑ、
が交互にオン・オフ動作を行う第２及び第４の期間を設
けることが好ましい。

また、第１及び第３の期間と第２及び第４の期間の比率
を放電灯ｌｌＬの光出力に応じて変えても良い、つまり
、放電灯１ａの調光時にはフィラメント電流Ｉｐｈを多
くすることが好ましいので、第１及び第３の期間の比率
を少なくして高周波的な点灯動作を行わせ、光出力を増
すにつれて第１及び第３の期間の比率を多くしてフィラ
メント電流Ｉｐｈを少なくすることが好ましい。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータ回路が変形ハーフブリ
ッジ回路となっている。つまり、一方のスイッチング素
子（トランジスタＱ１及びダイオードＤＩ）の両端に結
合用のコンデンサＣ２を介して第１４図（ａ）に示す形
式の放電灯点灯回路を並列的に接続しており、他方のコ
ンデンサＣ５は省略している。ここで、結合用のコンデ
ンサＣ２は共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ４に
比べて十分に容量が大きく、インダクタし、とコンデン
サＣ４よりなる直列共振回路の共振作用には影響しない
。

本実施例においても、一方のトランジスタＱ。

（又はＱ、）にのみ駆動信号Ｓ、（又はＳ２）を供給し
、他方のトランジスタＱ２（又はＱ、）の駆動信号Ｓ。

（又はＳ＋）は停止させることにより、ランプ電流Ｉｈ
やフィラメント電流Ｉｐｈとして直流的な電流を流すこ
とができる。ただし、本実施例にあっては、トランジス
タＱ、のみを動作させていると、結合用のコンデンサＣ
２が放電し尽くされ、トランジスタＱ２のみを動作させ
ていると、結合用のコンデンサＣ２が充電し尽くされる
ので、第３図の動作波形図に示すように、一方のトラン
ジスタＱ、のみが動作する第１の期間と、他方のトラン
ジスタＱ２のみが動作する第３の期間とを、両方のトラ
ンジスタＱ、、Ｑ、が動作する第２及び第４の期間を介
して切り替えることが好ましい、このようにすれば、結
合用のコンデンサＣ１の電圧が低くなり過ぎたり、高く
なり過ぎることを防止できるものである。

同様のことは第１図に示す回路において、コンデンサＣ
ｔ　、　Ｃｘの容量が小さい場合にも成り立つ。

つまり、第１図に示すハーフブリッジ構成のインバータ
回路においても、コンデンサＣｔ　、　Ｃｓの容量が小
さい場合には、トランジスタＱ、のみがオン・オフ動作
してトランジスタＱ２が停止していると、コンデンサＣ
２の電圧は次第に低くなり、コンデンサＣ３の電圧は次
第に高くなる。逆に、トランジスタＱ、が停止してトラ
ンジスタＱ、のみがオン・オフ動作していると、コンデ
ンサＣ１の電圧は次第に高くなり、コンデンサＣコの電
圧は次第に低くなる。したがって、トランジスタＱ１の
みがオン・オフ動作してトランジスタＱ、が停止してい
る期間と、トランジスタＱ、が停止してトランジスタＱ
、のみがオン・オフ動作している期間とを、適当な周期
で切り替えることが好ましい、これにより、第１図に示
すハーフブリッジ構成のインバータ回路においても、コ
ンデンサＣ２゜Ｃ３の電圧が低くなり過ぎたり、高くな
り過ぎることを防止できるものである。

［実施例４］ 第５図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータ回路としてフルブリッ
ジ回路を用いている。つまり、第１図に示すハーフブリ
ッジ回路において、コンデンサＣ２の代わりにトランジ
スタＱ、を、コンデンサＣ５の代わりにトランジスタＱ
４をそれぞれ接続し、トランジスタＱ、をトランジスタ
Ｑ２と同時にオン・オフし、トランジスタＱ、をトラン
ジスタＱ１と同時にオン・オフするものである。トラン
ジスタＱ。

の駆動信号Ｓ、はトランジスタＱ２の駆動信号Ｓ２と同
じであり、トランジスタＱ４の駆動信号Ｓ、はトランジ
スタＱ、の駆動信号Ｓ１と同じである。

このフルブリッジ回路では、第１図に示すハーフブリッ
ジ回路や第４図に示す変形ハーフブリッジ回路のように
、コンデンサＣ２やＣ５に相当する電源用のコンデンサ
を備えていないので、この電源用のコンデンサの電圧が
高くなり過ぎたり低くなり過ぎるという問題はない、故
に、本実施例の動作波形は、第２［！ｌの右側に示す直
流的な点灯動作時の動作波形と同じで良い、もちろん、
放電灯ｌａのカタホリシス現象を防止するために、第３
図に示すような動作波形としても構わない。

なお、フルブリッジ回路では、ハーフブリッジ回路や変
形ハーフブリッジ回路に比べると、放電灯点灯回路に印
加される電圧が約２倍になるので、回路定数の設計を変
える必要がある。

［実施例５］ 第６図は本発明の第５実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。この回路は、ス
イッチング素子として、バイポーラ型のトランジスタＱ
、、Ｑ、を備えている。トランジスタＱ、のエミッタは
、トランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２には、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　
ｚが夫々逆並列接続されている。

トランジスタＱ、のコレクタにはダイオードＤ３のカソ
ードが接続され、ダイオードＤ３のアノードはダイオー
ドＤ４のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノー
ドはトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。ト
ランジスタＱ、のコレクタには、コンデンサＣ２の一端
が接続され、コンデンサＣ２の他端はコンデンサＣｓの
一端に接続され、コンデンサＣ１の他端はトランジスタ
Ｑ２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ、、
Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２、Ｃ−の接続点の間には
、第１４ｒＭ（ａ）に示す放電灯点灯＠路が接続されて
いる。トランジスタＱ、、Ｑ、の接続点は交流電源Ｖｓ
の一端に接続されている。交流電源Ｖｓの他端は、イン
ダクタＬ　＊　、　Ｌ　３を介して、ダイオードＤ、、
Ｄ。

の接続点に接続されている。インダクタＬ　２　、　Ｌ
　３のｔｌ！読点と交流電源Ｖｓの一端との間には、コ
ンデンサＣ６が接続されている。インダクタし２とコン
デンサＣ，はＡＣフィルタを構成している。

以上の回路構成は従来装置（平成１年特許願第６４４６
５号参照）と同様である。以下、この従来装置の動作に
ついて説明する。トランジスタＱ。

のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が駆動信
号Ｓ、として入力されており、トランジスタＱ２のベー
ス・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レベルのと
きに低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レベルのと
きに高レベルとなる第２の矩形波信号が駆動信号Ｓ、と
して入力されている。これにより、トランジスタＱ、、
Ｑ、は交互にオン・オフされる。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ、がオンすると、インダクタＬ１、ダイオード
Ｄ１、トランジスタＱ、を通る経路で交流電源Ｖｓから
インダクタＬ、に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加していく、この
とき、トランジスタＱ。

はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コ
ンデンサＣ２からトランジスタＱ１を介して放電灯点灯
回路に電流を流す。

次に、トランジスタＱ、がオフすると、インダクタＬ３
、ダイオードＤ１、コンデンサＣ７、放電灯点灯回路、
交流電源Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ５、ダ
イオードＤ７、コンデンサＣ２゜Ｃｓ、ダイオードＤ２
、交流電源Ｖｓを通る経路で、インダクタし、のエネル
ギーが放出され、コンデンサＣ２及びＣ５を充電する。

このとき、トランジスタＱ２がオンしており、コンデン
サＣｓから放電灯点灯回路、トランジスタＱ２を通る経
路で、上記とは逆方向に放電灯点灯回路に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタＱ２
はインバータ用のスイッチング素子として・だけ機能す
る。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、トランジスタ
Ｑ３、ダイオードＤ１、インダクタＬ３を通る経路で、
インダクタＬ、に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加して行く、この
とき、トランジスタＱ。

はインバータ用のスイッチング素子としても機能し、コ
ンデンサＣ２から放電灯点灯回路、トランジスタＱ２を
通る経路で放電灯点灯回路に電流を流す。

次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
放電灯点灯回路、コンデンサＣｓ、ダイオードＤ１、イ
ンダクタＬ、を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイ
オードＤ、、コンデンサＣｔ　、　Ｃ２、ダイオードＤ
４、インダクタＬ、を通る経路で、インダクタＬ、のエ
ネルギーが放出され、コンデンサＣ２及びＣ３を充電す
る。このとき、トランジスタＱ、がオンしており、コン
デンサＣ７からトランジスタＱ、を介して、上記とは逆
方向に放電灯点灯回路に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジ
スタＱ、はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。

したがって、上記回路にあっては、インバータ用のスイ
ッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を兼ね
、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、上
記回路にあっては、交流電源Ｖｓの半サイクル毎に各ト
ランジスタＱ　ｌ＋Ｑ２が交互にチョッパー用及びイン
バータ用のスイッチング素子として働くので、スイッチ
ング素子１偏当たりのストレスが軽減されるという利点
があり、またスイッチング素子（トランジスタＱ　＋　
＋Ｑ、）の電力損失のバランスが取れているので、例え
ば放熱構造は同じで良い、さらに、スイッチング素子（
トランジスタＱ、、Ｑ、）はチョッパー用及びインバー
タ用のスイッチング素子として動作しているから、別個
にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回
路の構成も簡単化される。

なお、交流電源ＶｓとインダクタＬ、の間に、インダク
タＬ２とコンデンサＣ１よりなるＡＣフィルタを挿入し
て入力電流Ｉｉｎを連続的にすることにより、入力電流
歪率を低減することができ、また、入力電流Ｉｉｎを入
力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波にできるので、入力力率は
ほぼ１となる。

本実施例は、この従来装置を改良したものであり、その
動作波形を第７図に示す０本実施例にあっては、この第
７図に示すように、交流電源Ｖｓの正の半サイクルでは
、トランジスタＱ、にのみ駆動信号Ｓ、が供給され、ト
ランジスタＱ２の駆動信号Ｓ２は停止する。これにより
、ランプ電流１１’ａ及びフィラメント電流Ｉｐｈは正
の直流電流となる。

また、負の半サイクルでは、トランジスタＱ２にのみ駆
動信号Ｓ２が供給され、トランジスタＱ１の駆動信号Ｓ
１は停止する。これにより、ランプ電流エム及びフィラ
メント電流Ｉｐｈは負の直流電流となる。ただし、交流
電圧Ｖｉｎのゼロクロス点の近傍では、トランジスタＱ
、、Ｑ、４ピ駆動信号Ｓ、。

Ｓ２を共に供給し、高周波的なランプ電流Ｉｆａ及びフ
ィラメント電流Ｉｐｈを流すことにより、直流電流の極
性反転動作をスムーズに行えるようにしている。

本実施例にあっては、交流電源ｖ３の正の半サイクルに
おいて、トランジスタＱ２が動作を停止しているが、電
源側から見ればチョッパー用のスイッチング素子として
働くトランジスタＱ１は常に動作しているので、チョッ
パー回路は停止しない、同様に、交流電源Ｖｓの負の半
サイクルにおいては、トランジスタＱ、が動作を停止し
ているが、電源側から見ればチョッパー用のスイッチン
グ素子として働くトランジスタＱ、は常に動作している
ので、チョッパー回路は停止しない、一方、負荷側から
見れば、交流電源Ｖｓの正の半サイクルでは直流的なラ
ンプ電流Ｉｌａ及びフィラメント電流Ｉｐｈが正極性で
流れ、負の半サイクルでは直流的なランプ電流エム及び
フィラメント電流Ｉｐｈが負極性で流れることになる。

放電灯１ａは直流的なランプ電流ＩＮ＆を制限しないが
、コンデンサＣ１は直流的なフィラメント電流ｘｐｈを
制限するので、ランプ電流１１ｍの実質的な低下を招く
ことなく、フィラメント電流Ｉｐｈのみが低減される。

［実施例６］ 第８図は本発明の第６実施例の回路図であり、第９図は
その動作波形図である０本実施例にあっては、第６図に
示す回路において、コンデンサＣ２。

Ｃ１を小容量のコンデンサとし、平滑用の大容量のコン
デンサＣＩをコンデンサＣ＊　、　Ｃｓの直列回路に並
列的に接続したものである。コンデンサＣ２゜Ｃ５の容
量が小さいので、トランジスタＱ、のみをオン・オフ動
作させてトランジスタＱ２を停止させると、コンデンサ
Ｃ２の電圧が低下し、コンデンサＣ１の電圧が上昇する
。逆に、トランジスタＱ、を停止させてトランジスタＱ
２のみをオン・オフ動作させると、コンデンサＣ２の電
圧が上昇し、コンデンサＣ８の電圧が低下する。そこで
、本実施例にあっては、第９図に示すように、交流電源
Ｖｓのゼロクロス点以外でも高周波的な点灯動作を行う
期間を間欠的に設けている。

［実施例７］ 第１０図は本発明の第７実施例の回路図である。

本実施例にあっては、インバータ回路が変形ハーフブリ
ッジ回路となっている。つまり、一方のスイ・ｙ手ング
素子（トランジスタＱ、及びダイオードＤ、）の両端に
結合用のコンデンサＣ２を介して第１４図（ａ）に示す
形式の放電灯点灯回路を並列的に接続しており、他方の
コンデンサＣ４は省略している。ここで、結合用のコン
デンサＣ２は共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ１
に比べて十分に容量が大きく、インダクタし、とコンデ
ンサＣ４よりなる直列共振回路の共振作用には影響しな
い。

本実施例においても、トランジスタＱ、のみを動作させ
ていると、結合用のコンデンサＣ２が放電し尽くされ、
トランジスタＱ２のみを動作させていると、結合用のコ
ンデンサＣ２が充電し尽くされるので、第９図の動作波
形図に示すように、両方のトランジスタＱ、、Ｑ、が動
作する期間を間欠的に設けることが好ましい、このよう
にすれば、結合用のコンデンサＣｔの電圧が低くなり過
ぎたり、高くなり過ぎることを防止できる。

［実施例８］ 第１１図は本発明の第８実施例の動作波形図である。実
施例６．７では第９図の動作波形図に示すように、交流
電源Ｖｓの正の半サイクルでは、チョッパー用のスイッ
チング素子として働くトランジスタＱ１の駆動信号Ｓ１
は常に供給され、他方のトランジスタＱ２の駆動信号Ｓ
２は間欠的に供給されている。負の半サイクルでは、チ
ョッパー用のスイッチング素子として働くトランジスタ
Ｑ。

の駆動信号Ｓ２は常に供給され、他方のトランジスタＱ
、の駆動信号Ｓ、は間欠的に供給されている。

したがって、電源側から見れば、チョッパー回路は常に
動作しており、入力電力は減らない、一方、負荷側から
見れば、放電灯点灯回路が高周波的な動作と直流的な動
作とを交互に切り替えており、直流的な動作期間では、
フィラメント電流が減少するので、出力電力が減少する
。

ところで、例えば、電源変動によって入力電力が増大し
た場合には、チョッパー回路を間欠的に停止させて、入
力電力を減少させたい場合がある。

この場合の動作波形図を第１１図に示す、第１１図に示
す本実施例の動作によれば、交流電源Ｖｓの正の半サイ
クルでは、チョッパー用のスイッチング素子として働く
トランジスタＱ１の駆動信号Ｓ、が間欠的に停止し、他
方のトランジスタＱ２の駆動信号Ｓ２は常に供給されて
いる。負の半サイクルでは、チョッパー用のスイッチン
グ素子として働くトランジスタＱ２の駆動信号Ｓ２が間
欠的に停止し、他方のトランジスタＱ、の駆動信号Ｓ１
は常に供給されている。したがって、電源側から見れば
、チョッパー回路は間欠的に停止しており、入力電力が
減少する。一方、負荷側から見れば、放電灯点灯回路が
高周波的な動作と直流的な動作とを交互に切り替えてお
り、その動作は第９図に示す場合と実質的に同様となる
。

本実施例にあっては、チョッパー回路が間欠的に動作を
停止することになるので、入力電流の高調波歪みを低減
する機能は成る程度犠牲になるが、入力電力を自由に低
減することができるので、制御の自由度が高くなる。な
お、直流的なランプ電流ＩＺａやフィラメント電流ｒｐ
ｈを間欠的に流すことにより、点灯時のフィラメント電
流を低減できる効果については、他の実施例と同様に得
られることは言うまでもない。

［実施例９］ 第１２図（ａ）乃至（ｃ）は本実施例の第９実施例の動
作波形図である。放電灯点灯回路に高周波的なランプ電
流Ｉｆａ及びフィラメント電流Ｉｐｈを流す場合のスイ
ッチング周波数ｆ１と、直流的なランプ電流Ｉｌａ及び
フィラメント電流Ｉｐｈを流す場合のスイッチング周波
数ｒ２とが路間−であれば、直流的な動作期間における
ランプ電流１１ａは、第１２図（ａ）に示すように、鋸
歯状波形となる。一方、第１２図（ｂ）　、　（ｃ）に
示すように、直流的な動作期間におけるスイッチング周
波数ｒ２を高周波的な動作期間におけるスイッチング周
波数ｆ１よりも高くすると、コンデンサＣ１に流れるフ
ィラメント電流Ｉｐｈは主として高周波成分となり、放
電灯１ａに流れるランプ電流■１ａは主として直流成分
となる。

これにより、ランプ電流１１ｍのリップル成分が除去さ
れて、フラットな電流にすることが可能となる。

［発明の効果］ 本発明にあっては、放電灯のフィラメントの非電源測端
子間にコンデンサを並列的に接続されたインバータ式の
放電灯点灯装置において、放電灯の点灯時に一方のスイ
ッチング素子がオン・オフ動作を行い、他方のスイッチ
ング素子がオン・オフ動作を停止する期間を設けたから
、上記の期間には直流的なランプ電流とフィラメント電
流が流れることになり、コンデンサを介して流れるフィ
ラメント電流はランプ電流に比べて流れにくくなり、放
電灯の点灯時におけるフィラメント電流を低減すること
ができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の動作波形図
、第４図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本発
明の第４実施例の回路図、第６図は本発明の第５実施例
の回路図、第７図は同上の動作波形図、第８図は本発明
の第６実施例の回路図、第９図は同上の動作波形図、第
１０図は本発明の第７実施例の回路図、第１１図は本発
明の第８実施例の動作波形図、第１２図は本発明の第９
実施例の動作波形図、第１３図は従来例の回路図、第１
４図（ａ）　、　（ｂ）は同上に用いる放電灯点灯回路
の回路図、第１５図は同上の動作波形図である。 Ｑ、、Ｑ、はトランジスタ、１ａは放電灯、Ｃ４はコン
デンサである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）フィラメントの非電源側端子間にコンデンサを並
   列的に接続された放電灯を含む放電灯点灯回路と、直流
   電源の直流電圧を入力とし直列接続された第１及び第２
   のスイッチング素子のオン・オフ動作により放電灯点灯
   回路に電力を供給するスイッチング回路と、放電灯の点
   灯時に第１及び第２のスイッチング素子のうち一方がオ
   ン・オフ動作を行い、他方がオン・オフ動作を停止する
   期間を設ける制御手段とを備えることを特徴とする放電
   灯点灯装置。