JPH0394548A - Ｆｓｋの復調方式 - Google Patents
Ｆｓｋの復調方式Info
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- JPH0394548A JPH0394548A JP1230518A JP23051889A JPH0394548A JP H0394548 A JPH0394548 A JP H0394548A JP 1230518 A JP1230518 A JP 1230518A JP 23051889 A JP23051889 A JP 23051889A JP H0394548 A JPH0394548 A JP H0394548A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は変復調方式、とくにたとえばファクシミリ装置
などの画像伝送装置に有ｉｌ＋に適用されるデータ伝送
方式に関する． ［従来の技術］ ＦＳＫ信号方式についてはたとえばＣＣｒＴＴ勧告Ｖ．
２ｌに示されたものがある。また、 ＦＳＫ信号方式の
復調部の実現方法については、たとえば村野、海上著「
情報通信におけるディジタル信号処理」昭晃堂（第２８
頁）に記載されたものがある。この方式におけるモデム
の復調部では、ＦＳκ変調された受信信号のレベルを一
定にするためこれを自動利得制御回路（ＡＧ（：ｌに入
力し、その出力を２つの狭帯域通過フィルタに入力し、
各フィルタの出力の一乗値を積分する電力積分処理を施
し、その積分値を比較することにより２値ｆ０． １１
に再生している。
などの画像伝送装置に有ｉｌ＋に適用されるデータ伝送
方式に関する． ［従来の技術］ ＦＳＫ信号方式についてはたとえばＣＣｒＴＴ勧告Ｖ．
２ｌに示されたものがある。また、 ＦＳＫ信号方式の
復調部の実現方法については、たとえば村野、海上著「
情報通信におけるディジタル信号処理」昭晃堂（第２８
頁）に記載されたものがある。この方式におけるモデム
の復調部では、ＦＳκ変調された受信信号のレベルを一
定にするためこれを自動利得制御回路（ＡＧ（：ｌに入
力し、その出力を２つの狭帯域通過フィルタに入力し、
各フィルタの出力の一乗値を積分する電力積分処理を施
し、その積分値を比較することにより２値ｆ０． １１
に再生している。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながらこのような従来技術では，デイジタルフィ
ルタ、電力積分、ＡＧＣなと演Ｗ量が比較的多くなり回
路規模が大きくなるという問題点があった６また、実際
に２つのフィルタ出力の大小を比較する場合、各フィル
タの二乗値の差分信号の伝送レートを遮断周波数とする
低帯域通過フィルタ（ＬＰＦＩ に通し、その出力信号
を所定のＩＪ｛ａと比較して、ｒＯＪまたはｒｌ４の２
値に変換する方式がとられている。このため、瞬断によ
り信号が一時的に欠落した場合、ＬＰＦの出力信号の振
幅変化が小さくなり、閾値によって２値信号に変換する
際に誤判別を生ずる確率が大きかった。
ルタ、電力積分、ＡＧＣなと演Ｗ量が比較的多くなり回
路規模が大きくなるという問題点があった６また、実際
に２つのフィルタ出力の大小を比較する場合、各フィル
タの二乗値の差分信号の伝送レートを遮断周波数とする
低帯域通過フィルタ（ＬＰＦＩ に通し、その出力信号
を所定のＩＪ｛ａと比較して、ｒＯＪまたはｒｌ４の２
値に変換する方式がとられている。このため、瞬断によ
り信号が一時的に欠落した場合、ＬＰＦの出力信号の振
幅変化が小さくなり、閾値によって２値信号に変換する
際に誤判別を生ずる確率が大きかった。
本発明は、このような従来技術の欠点を解消し、受信Ｆ
ＳＸ変調信号をバースト信号として取り出し、狭帯域フ
ィルタに入力し、その出力波形の大小、遷移形状により
「０」または「１」の２値を判定することにより、回路
規模ち小さく，瞬断による誤判定を減少するＦＳＫの復
調方式を提供することを目的とする。
ＳＸ変調信号をバースト信号として取り出し、狭帯域フ
ィルタに入力し、その出力波形の大小、遷移形状により
「０」または「１」の２値を判定することにより、回路
規模ち小さく，瞬断による誤判定を減少するＦＳＫの復
調方式を提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］
本発明は上述の問題点を解消するために、受信した信号
を２値の送信データに変換し各データに対応する搬送波
を該データで変調して送信する送信側からの信号を受け
、送信側からの送信データを復調するＦＳＫ方式におい
て、方式が適用された受信手段は、送信側からの信号を
入力し，送信レート長のバースト信号を出力する狭帯域
通過フィルタと、バースト信号を入力し、２値を判定し
て送信データに復調する判定手段とを有する。
を２値の送信データに変換し各データに対応する搬送波
を該データで変調して送信する送信側からの信号を受け
、送信側からの送信データを復調するＦＳＫ方式におい
て、方式が適用された受信手段は、送信側からの信号を
入力し，送信レート長のバースト信号を出力する狭帯域
通過フィルタと、バースト信号を入力し、２値を判定し
て送信データに復調する判定手段とを有する。
本発明はまた、受信した信号を２値の送信データに変換
しこの２値データをキャリア周波数に対応づけて変調し
てパスバンド信号に変換する送信側からパスバンド信号
を受け、パスバンド信号をベースバンド信号に変換し、
同期信号を検出し、この同期信号によりベースバンド信
号から送信データを復調するＦＳＫ方式は、パスバンド
信号から送信データを同期信号に同期して復調する際、
受信した信号を伝送レート長のバースト信号として中心
周（ｆＬ数、先鋭度の異なる複数の狭帯域フィルタに入
力し、複数のフィルタ出力波形を総合的に判定すること
によって２（ｌＭを判定して送信データを復調する。
しこの２値データをキャリア周波数に対応づけて変調し
てパスバンド信号に変換する送信側からパスバンド信号
を受け、パスバンド信号をベースバンド信号に変換し、
同期信号を検出し、この同期信号によりベースバンド信
号から送信データを復調するＦＳＫ方式は、パスバンド
信号から送信データを同期信号に同期して復調する際、
受信した信号を伝送レート長のバースト信号として中心
周（ｆＬ数、先鋭度の異なる複数の狭帯域フィルタに入
力し、複数のフィルタ出力波形を総合的に判定すること
によって２（ｌＭを判定して送信データを復調する。
［作 用１
本発明によれば、データを送受信する ＦＳＫの復調方
式において、受信手段は送信例からの受信信号とこれか
ら検出した同期信号をｌないし〜数の先鋭度の異なる挟
帯域フィルタに入力し、送信？ート長のバースト信号に
変換する。判定手段はこの信号を人力し，その波形の遷
移形状より，または電力値を閾値と比較することにより
２値を判定する。
式において、受信手段は送信例からの受信信号とこれか
ら検出した同期信号をｌないし〜数の先鋭度の異なる挟
帯域フィルタに入力し、送信？ート長のバースト信号に
変換する。判定手段はこの信号を人力し，その波形の遷
移形状より，または電力値を閾値と比較することにより
２値を判定する。
［実流例］
次に添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。
本実施例では，パスバンド信号から伝送信号を同期信号
に合せて復調する際に、受信信号を伝送レート長のバー
スト信号として狭帯域通過フィルタに人力し、フィルタ
の出力波形の大小、遷移ＪＦ■状によって２値信号であ
る「０」またはｒＬ」を判定して伝送信号の復調を行な
うものである。本実施例ではまた，誤判別を少なくする
ために受信信号を伝送レート長のバースト信号として中
心周波数、先鋭度ｆＱ１の異なる複数の狭帯域通過フィ
ルタに入力し、複数のフィルタ出力波形の大小、遷移形
状によって総合的に間定することによって２値信号であ
る「０」または「ｌ』を判定し復調する６のである。本
方式では、後述するように使用するディジタルフィルタ
をＩＩＲ ２次で構成することが出来る。
に合せて復調する際に、受信信号を伝送レート長のバー
スト信号として狭帯域通過フィルタに人力し、フィルタ
の出力波形の大小、遷移ＪＦ■状によって２値信号であ
る「０」またはｒＬ」を判定して伝送信号の復調を行な
うものである。本実施例ではまた，誤判別を少なくする
ために受信信号を伝送レート長のバースト信号として中
心周波数、先鋭度ｆＱ１の異なる複数の狭帯域通過フィ
ルタに入力し、複数のフィルタ出力波形の大小、遷移形
状によって総合的に間定することによって２値信号であ
る「０」または「ｌ』を判定し復調する６のである。本
方式では、後述するように使用するディジタルフィルタ
をＩＩＲ ２次で構成することが出来る。
第１図には、本発明によるＦＳＸの復調方式の実施例を
適用したモデムの機能ブロック図が示されている。送信
系ＩＡでは、たとえば原稿などから読み取られた画像信
号が「０」または「■」の２値に変換されてキャリア周
波数変換部ＩＯに入力される。ここでは、２ （ｄｉデ
ータを周波数の異なる２つの正弦波、すなわちｆＯ ｆ
＝ｌ８５０１１ｚｌに「０」を、ｆｌｕ・１６５０ＨＺ
ｌ に「１」を対応づけて変換する．次に、この正弦波
を帯域通過フィルタｌ２に通した後、Ｄ／Ａ変換部１４
によってアナログ信号に変換する。そして、符号間干渉
をなくすための二乗余弦特性を持つローバスフィルタ（
ＬＰＦＩ １６に通した後、伝迭路に送出する。
適用したモデムの機能ブロック図が示されている。送信
系ＩＡでは、たとえば原稿などから読み取られた画像信
号が「０」または「■」の２値に変換されてキャリア周
波数変換部ＩＯに入力される。ここでは、２ （ｄｉデ
ータを周波数の異なる２つの正弦波、すなわちｆＯ ｆ
＝ｌ８５０１１ｚｌに「０」を、ｆｌｕ・１６５０ＨＺ
ｌ に「１」を対応づけて変換する．次に、この正弦波
を帯域通過フィルタｌ２に通した後、Ｄ／Ａ変換部１４
によってアナログ信号に変換する。そして、符号間干渉
をなくすための二乗余弦特性を持つローバスフィルタ（
ＬＰＦＩ １６に通した後、伝迭路に送出する。
受信系ＩＢでは、伝送路からの受信信号ＳＯをロパスフ
ｆルタｆＬＰＦ） ２０に通した後、Ａ／Ｄ変換部２２
によりディジタル信号Ｓ１に変換する６周波数識別部２
４は、信号ＳＬを２値データに復調する。第２図は、第
１図における周波数識別部２４をより詳細に示した機能
ブロック図の一実施例である。
ｆルタｆＬＰＦ） ２０に通した後、Ａ／Ｄ変換部２２
によりディジタル信号Ｓ１に変換する６周波数識別部２
４は、信号ＳＬを２値データに復調する。第２図は、第
１図における周波数識別部２４をより詳細に示した機能
ブロック図の一実施例である。
同朋検出回路２はディジタル信号Ｓ１を入力すると同朋
信号Ｓ２を検出してこれを出力する。狭帯域通過フィル
タ４は、ディジタル信号Ｓ１および同期信号Ｓ２を入力
し、これらより伝送レート長のバースト波の出力信号Ｓ
３を出力する．判定部６は、出力信号Ｓ３を人力してそ
のパワー（Ｓｎ）を計算し、これを所定のＩＪ値と比較
して２値データ（０．１１ を出力する。
信号Ｓ２を検出してこれを出力する。狭帯域通過フィル
タ４は、ディジタル信号Ｓ１および同期信号Ｓ２を入力
し、これらより伝送レート長のバースト波の出力信号Ｓ
３を出力する．判定部６は、出力信号Ｓ３を人力してそ
のパワー（Ｓｎ）を計算し、これを所定のＩＪ値と比較
して２値データ（０．１１ を出力する。
たとえば、狭帯域通過フィルタ４の中心周波数［０を１
８５０Ｈｚとし，モデム間に［ １０１０］の２値信号
が伝送された場合を第６図を用いて説明する，受信系Ｌ
Ａでは、第６図（イ）に示された受信信号Ｓロを、挟帯
域通過ディジタルフィルタ４により第６図ｃ口）の伝送
レート（たとえば３ＱＱＨｚ ）長のバースト波として
切り出し、同図（ハ）の信号Ｓ３を判定部６に入力する
。このとき周波数識別部２４は、同期信号Ｓ２に同期し
て狭帯域通過ディジタルフィルタ４の初ｉｇｌ値をクリ
アする操作を行なう。
８５０Ｈｚとし，モデム間に［ １０１０］の２値信号
が伝送された場合を第６図を用いて説明する，受信系Ｌ
Ａでは、第６図（イ）に示された受信信号Ｓロを、挟帯
域通過ディジタルフィルタ４により第６図ｃ口）の伝送
レート（たとえば３ＱＱＨｚ ）長のバースト波として
切り出し、同図（ハ）の信号Ｓ３を判定部６に入力する
。このとき周波数識別部２４は、同期信号Ｓ２に同期し
て狭帯域通過ディジタルフィルタ４の初ｉｇｌ値をクリ
アする操作を行なう。
第３図にはフィルタ４の一構成例が示されている。同図
に示すように、フィルタ４は、ｌサンプルの遅延を行な
う遅延器４０．４４ ．乗算；ｉｉ４１．４３、加算器
４２などで構成されている。このディジタルフィルタは
ＩｒＲ ２次のフィルタである。このため、その漸化式
はＺ変換を用いて次のように示すことができる。
に示すように、フィルタ４は、ｌサンプルの遅延を行な
う遅延器４０．４４ ．乗算；ｉｉ４１．４３、加算器
４２などで構成されている。このディジタルフィルタは
ＩｒＲ ２次のフィルタである。このため、その漸化式
はＺ変換を用いて次のように示すことができる。
ｙｎ＝ ａＯＸ Ｘｎ＋ ａｌ Ｘ Ｘｎ−１＋ ａ２
Ｘ Ｘｎ−２＋ ｂｔｘ ｙｎ−１＋ ｂ２ Ｘ ｙｎ
−２ ここで、Ｘｎは、時刻ｎのときの人力、ｙｎはそのとき
の出力である。また， ａｏ，ａ１、ａ２．ｂ１、ｂ２
は、狭帯域通過ディジタルフィルタの特性によって決ま
るフィルタ係数である， いま、時刻ｎの入力Ｘｎがフィルタ４に入力されるとき
に同期信号が検出されるとする。このときフィルタ４の
出力を伝送レート（たとえば３ ０ ０ ＩＩ ｚ １
長のバースト的な信号とするためには、ｎ−１時刻まで
の入出力値を順に保持しできたレジスタＸｎ−１．Ｘｎ
−２．ｙｎ−１．ｙｎ−２の値を「０１にクリアすれば
よい。これにより得られた波形は第６図（ハ）のように
なり，この波形を判別部６に人力して「０」またはｒｌ
」を判定する。
Ｘ Ｘｎ−２＋ ｂｔｘ ｙｎ−１＋ ｂ２ Ｘ ｙｎ
−２ ここで、Ｘｎは、時刻ｎのときの人力、ｙｎはそのとき
の出力である。また， ａｏ，ａ１、ａ２．ｂ１、ｂ２
は、狭帯域通過ディジタルフィルタの特性によって決ま
るフィルタ係数である， いま、時刻ｎの入力Ｘｎがフィルタ４に入力されるとき
に同期信号が検出されるとする。このときフィルタ４の
出力を伝送レート（たとえば３ ０ ０ ＩＩ ｚ １
長のバースト的な信号とするためには、ｎ−１時刻まで
の入出力値を順に保持しできたレジスタＸｎ−１．Ｘｎ
−２．ｙｎ−１．ｙｎ−２の値を「０１にクリアすれば
よい。これにより得られた波形は第６図（ハ）のように
なり，この波形を判別部６に人力して「０」またはｒｌ
」を判定する。
第９Ａ図には、従来技術における復調方式の機能ブロッ
ク図かを示されている。たとえばこの従来技術の回路に
、第６図（イ）の受信信号ＳＯと同一の第９Ｂ図（イ）
の入力波形を人力したときの低域通過フィルタ（ＬＰＦ
）６０の出力波形を同図（ホ）に示す。判定部６２は、
この出力波形を所定の閾値と比較して２値データ（０，
１）を判定する。
ク図かを示されている。たとえばこの従来技術の回路に
、第６図（イ）の受信信号ＳＯと同一の第９Ｂ図（イ）
の入力波形を人力したときの低域通過フィルタ（ＬＰＦ
）６０の出力波形を同図（ホ）に示す。判定部６２は、
この出力波形を所定の閾値と比較して２値データ（０，
１）を判定する。
従来方式では、第２図に示した実施例の回路と比較する
と、得られる低域通過フィルタ＋ＬＰＦ１ ６０の出力
を判定部６２で所定の閾値と比較し、「０１またはｒ
ｌ Ｊの２値を判定する。このため従来方式では、２つ
の狭帯域通過フィルタ５２． ５４および１つのＬＰＦ
６０の合計３つのディジタルフィルタと，ＡＧＩＣ回路
５０、乗算回路５６．５７加算回路５８などが必娑とな
る。したがって従来技術と比較すると、本実施例の方式
は？ｖ４Ｈａも少なくまた回路規模も小さくなるという
利点がある． 次に、第７図（イ）を用いて第２図に示した本実施例に
おける判定部６の処理手順を説明する。
と、得られる低域通過フィルタ＋ＬＰＦ１ ６０の出力
を判定部６２で所定の閾値と比較し、「０１またはｒ
ｌ Ｊの２値を判定する。このため従来方式では、２つ
の狭帯域通過フィルタ５２． ５４および１つのＬＰＦ
６０の合計３つのディジタルフィルタと，ＡＧＩＣ回路
５０、乗算回路５６．５７加算回路５８などが必娑とな
る。したがって従来技術と比較すると、本実施例の方式
は？ｖ４Ｈａも少なくまた回路規模も小さくなるという
利点がある． 次に、第７図（イ）を用いて第２図に示した本実施例に
おける判定部６の処理手順を説明する。
ディジクルフィルタ４より出力された時刻ｎの出力信号
をｙｎを判定部６が入力すると（１００１ ．判定部６
は伝送レート長（Ｔｌ区間毎のバワーＳｎを次式ｎ＝慣 は同期がとれたときの時刻である。次にパワーＳｎを伝
送レートごとに所定の閾値Ｔ１と比較する［１０４１
．そしてパワー｛直ＳｎがＳｎ≧ＴＩのときｒＱＪと判
定しｆｌ０６） ． またパワー値ＳｎがＳｎ＜ＴＩの
とき「１」と判定してｉｌＯ８１ ．判定結果に基づい
た値を出力する。
をｙｎを判定部６が入力すると（１００１ ．判定部６
は伝送レート長（Ｔｌ区間毎のバワーＳｎを次式ｎ＝慣 は同期がとれたときの時刻である。次にパワーＳｎを伝
送レートごとに所定の閾値Ｔ１と比較する［１０４１
．そしてパワー｛直ＳｎがＳｎ≧ＴＩのときｒＱＪと判
定しｆｌ０６） ． またパワー値ＳｎがＳｎ＜ＴＩの
とき「１」と判定してｉｌＯ８１ ．判定結果に基づい
た値を出力する。
第７図（口）には，判定部６の他の処理手順が示されて
いる．同図に示すようにここでは２つの閾値を用いるこ
とにより判定処理を行なっている．すなわち，この場合
、パワー値ＳｎがＳｎ≧ＴＩのとき「０」と判定し（１
１０） ．パワー値ＳｎがＳｎ≦Ｔ２のとき＋１１２１
ｒ Ｌ Ｊと判定する（１１４） またパワー値
ＳｎがＴ２＜ Ｓｎ＜ Ｔｌのときは不定としてエラコ
ードを発生させる（１１６１ 第４図には、第２図の判定部における他の実施例が示さ
れている。この実施例では、狭帯域通過フィルタ４より
出力された時刻ｎの出力信号Ｓ３を振幅形状判定回路８
に入力し、出力波形の振幅が増加するときには「Ｏ」，
そうでない場合には「１」と判定する。すなわち振幅形
状判定回路８は、出力信号Ｓ３の包絡線を求めその傾き
により２値を判定する。
いる．同図に示すようにここでは２つの閾値を用いるこ
とにより判定処理を行なっている．すなわち，この場合
、パワー値ＳｎがＳｎ≧ＴＩのとき「０」と判定し（１
１０） ．パワー値ＳｎがＳｎ≦Ｔ２のとき＋１１２１
ｒ Ｌ Ｊと判定する（１１４） またパワー値
ＳｎがＴ２＜ Ｓｎ＜ Ｔｌのときは不定としてエラコ
ードを発生させる（１１６１ 第４図には、第２図の判定部における他の実施例が示さ
れている。この実施例では、狭帯域通過フィルタ４より
出力された時刻ｎの出力信号Ｓ３を振幅形状判定回路８
に入力し、出力波形の振幅が増加するときには「Ｏ」，
そうでない場合には「１」と判定する。すなわち振幅形
状判定回路８は、出力信号Ｓ３の包絡線を求めその傾き
により２値を判定する。
従来方式と同実施例の比較を第８図に示す。受信信号（
へ）に瞬断が生じた時のＬＰＦの出力は従来方式は（ト
）の波形となり同実施例では（チ）の波形となる。従来
方式（ト）では出力′ａ形の振幅が小さくなり、２値（
０．１１の判別が難しくなるが、同実施例では波形の振
幅増加が確認でき、瞬断があっても判別が容易である。
へ）に瞬断が生じた時のＬＰＦの出力は従来方式は（ト
）の波形となり同実施例では（チ）の波形となる。従来
方式（ト）では出力′ａ形の振幅が小さくなり、２値（
０．１１の判別が難しくなるが、同実施例では波形の振
幅増加が確認でき、瞬断があっても判別が容易である。
第５図には，第１図における周波数識別部の他の実施例
が示されている。この例では、受信信号を伝送レート長
のバースト信号として、中心周波数および先鋭度（Ｑ）
の異なる複数の狭帯域通過フィルタＦＯ〜Ｆ７に入力し
、同期検出回路３０の同期信号Ｓ２を印加し、複数のフ
ィルタ出力波形を判定部３２に人力して総合的に判断す
ることで、「Ｏ」または「Ｉ」に変換して送信データを
復調するものである。
が示されている。この例では、受信信号を伝送レート長
のバースト信号として、中心周波数および先鋭度（Ｑ）
の異なる複数の狭帯域通過フィルタＦＯ〜Ｆ７に入力し
、同期検出回路３０の同期信号Ｓ２を印加し、複数のフ
ィルタ出力波形を判定部３２に人力して総合的に判断す
ることで、「Ｏ」または「Ｉ」に変換して送信データを
復調するものである。
複数の狭帯域フィルタＦＯ〜Ｆ７の中心周波数は、たと
えば伝送データの０．１に対応するキャリア周波数をｆ
Ｏ ｆ＝１８５０Ｈｚ） ． ｆｌ ｆ＝ｌ６５０１１
ｚｌ とした場合． ｆ２ｆ＝ｆＯ−ｆｉｌ ． ｆ３
ｆ＝ｆＯ／２） ． ｆ４ １＝ｆｌ／２１ ． ｆ
５ （＝ｆＯ＋ｆｌｌ ． ｆ６ （＝２ｘｆロ） ．
ｆ７ （：２ｘｆＬｌ などを用いる．判定部３２で
は、通常は、キャリア周波数［ロ．ｆｌに対応するフィ
ルタ出力のみに着目し，その出力のパワーを比較するこ
とでｒｌＪ、ｒＯＪを判定するか、または第４図に示し
た振幅形状判定回路８に人力して、出力波形の振幅が増
加するフィルタに対応する２値（復調信号）を出力すれ
ば良い．また、通信回線などの影響でキャリア周波数に
対応するフィルタの出力波形からだけでは判定できない
ときには，他のフィルタ出力のパワーの大小、形状など
を用いて判定する．すなわち、たとえばｆＯの２１ｇの
高調波を検出する［６のフィルタ出力が大きいときには
、ｆｌの出力があるとしてｒＯＪを出力する。
えば伝送データの０．１に対応するキャリア周波数をｆ
Ｏ ｆ＝１８５０Ｈｚ） ． ｆｌ ｆ＝ｌ６５０１１
ｚｌ とした場合． ｆ２ｆ＝ｆＯ−ｆｉｌ ． ｆ３
ｆ＝ｆＯ／２） ． ｆ４ １＝ｆｌ／２１ ． ｆ
５ （＝ｆＯ＋ｆｌｌ ． ｆ６ （＝２ｘｆロ） ．
ｆ７ （：２ｘｆＬｌ などを用いる．判定部３２で
は、通常は、キャリア周波数［ロ．ｆｌに対応するフィ
ルタ出力のみに着目し，その出力のパワーを比較するこ
とでｒｌＪ、ｒＯＪを判定するか、または第４図に示し
た振幅形状判定回路８に人力して、出力波形の振幅が増
加するフィルタに対応する２値（復調信号）を出力すれ
ば良い．また、通信回線などの影響でキャリア周波数に
対応するフィルタの出力波形からだけでは判定できない
ときには，他のフィルタ出力のパワーの大小、形状など
を用いて判定する．すなわち、たとえばｆＯの２１ｇの
高調波を検出する［６のフィルタ出力が大きいときには
、ｆｌの出力があるとしてｒＯＪを出力する。
［発明の効果１
このように本発明によれば，パスバンド信号から伝送信
号を同期信号に合せて復調する際に、受信信号を伝送レ
ート長のバースト信号として狭帯域通過フィルタに入力
し、フィルタの出力波形の大小、遷移形状によって「０
１またはｒｌＪを判定して伝送信号を復調する．本発明
で使用する狭帯域通過ディジタルフィルタは、ＩＩＲ
２次で構成することができ、さらにＡＧＣ回路の必要も
なく、？ｉＩｘｍが比較的少なく、回路規模が小さくな
るなどの特徴がある。また、受信信号をバースト信号と
して狭帯域通過フィルタに入力し、その出力波形の大小
、遷移形状により「０」または「ｌ」を判断するため、
瞬断による誤判別を減らすことができる。
号を同期信号に合せて復調する際に、受信信号を伝送レ
ート長のバースト信号として狭帯域通過フィルタに入力
し、フィルタの出力波形の大小、遷移形状によって「０
１またはｒｌＪを判定して伝送信号を復調する．本発明
で使用する狭帯域通過ディジタルフィルタは、ＩＩＲ
２次で構成することができ、さらにＡＧＣ回路の必要も
なく、？ｉＩｘｍが比較的少なく、回路規模が小さくな
るなどの特徴がある。また、受信信号をバースト信号と
して狭帯域通過フィルタに入力し、その出力波形の大小
、遷移形状により「０」または「ｌ」を判断するため、
瞬断による誤判別を減らすことができる。
また本発明によれば、誤判別を少なくするために受信信
号を伝送レート長のバースト信号として中心周波数、先
鋭度ｆＱｌの異なる複数の狭帯域通過フィルタに入力し
、複数のフィルタ出力波形の大小、遷移形状によって総
合的に判定することによって「０」またはｒｌＪを判定
し復調するものである。これによって、瞬断による誤判
別をさらに減らすことができる。
号を伝送レート長のバースト信号として中心周波数、先
鋭度ｆＱｌの異なる複数の狭帯域通過フィルタに入力し
、複数のフィルタ出力波形の大小、遷移形状によって総
合的に判定することによって「０」またはｒｌＪを判定
し復調するものである。これによって、瞬断による誤判
別をさらに減らすことができる。
第１図は本発明によるＦＳＫの復調方式の実施例が適用
されたモデムの機能ブロック図、第２図は、第１図の装
置における受信系の周波数識別部の一実施例を示す機能
ブロック図、第３図は、第２図における狭帯域通過ディ
ジタルフィルタの一例を示す回路図、 第４図は、第２図の判定部に振幅形状判定回路を適用し
たときの適用図、 第５図は、第ｌ図の装置における受信系の周波数識別部
の他の実施例を示す機能ブロック図，第６図は、第２図
の受信系における信号波形図、 第７図（イ）は閾値が１つのときの、また第７図（口）
は閾値が２つの場合の第２図に示した実施例における処
理フロー図、 第８図は、従来方式と本実施例の方式における同一受信
信号に対する周波数識別部への入力波形図、 第９Ａ図は従来技術における機能ブロック図・第９Ｂ図
はその入力波形図および出力波形図である。 −要部 の、＝の言 同期検出回路 ．狭帯域通過ディジタルフィル 判定部 振動幅形状判定回路 ローバスフィルタ ． Ａ／Ｄ変換部 ，周波数識別部 ２ 、 ３０． ４、 ＦＯ〜Ｆ７． ６、 ３２． ８． ． ． ． ． ． ２０． ２２． ２４．
されたモデムの機能ブロック図、第２図は、第１図の装
置における受信系の周波数識別部の一実施例を示す機能
ブロック図、第３図は、第２図における狭帯域通過ディ
ジタルフィルタの一例を示す回路図、 第４図は、第２図の判定部に振幅形状判定回路を適用し
たときの適用図、 第５図は、第ｌ図の装置における受信系の周波数識別部
の他の実施例を示す機能ブロック図，第６図は、第２図
の受信系における信号波形図、 第７図（イ）は閾値が１つのときの、また第７図（口）
は閾値が２つの場合の第２図に示した実施例における処
理フロー図、 第８図は、従来方式と本実施例の方式における同一受信
信号に対する周波数識別部への入力波形図、 第９Ａ図は従来技術における機能ブロック図・第９Ｂ図
はその入力波形図および出力波形図である。 −要部 の、＝の言 同期検出回路 ．狭帯域通過ディジタルフィル 判定部 振動幅形状判定回路 ローバスフィルタ ． Ａ／Ｄ変換部 ，周波数識別部 ２ 、 ３０． ４、 ＦＯ〜Ｆ７． ６、 ３２． ８． ． ． ． ． ． ２０． ２２． ２４．
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、受信した信号を２値の送信データに変換し各データ
に対応する搬送波を該データで変調して送信する送信側
からの信号を受け、該送信側からの送信データを復調す
るＦＳＫ方式において、該方式が適用された受信手段は
、 前記送信側からの信号を入力し、送信レート長のバース
ト信号を出力する狭帯域通過フィルタと、 前記バースト信号を入力し、前記２値を判定して前記送
信データに復調する判定手段とを有することを特徴とす
るＦＳＫの復調方式。 ２、受信した信号を２値の送信データに変換し該２値デ
ータをキャリア周波数に対応づけて変調してパスバンド
信号に変換する送信側から該パスバンド信号を受け、 該パスバンド信号をベースバンド信号に変換し、同期信
号を検出し、該同期信号により前記ベースバンド信号か
ら前記送信データを復調するＦＳＫ方式において、該方
式は、 前記パスバンド信号から送信データを同期信号に同期し
て復調する際、 受信した信号を伝送レート長のバースト信号として中心
周波数、先鋭度の異なる複数の狭帯域フィルタに入力し
、 該複数のフィルタ出力波形を総合的に判定することによ
って２値を判定して送信データを復調することを特徴と
するＦＳＫの復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230518A JPH0394548A (ja) | 1989-09-07 | 1989-09-07 | Ｆｓｋの復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1230518A JPH0394548A (ja) | 1989-09-07 | 1989-09-07 | Ｆｓｋの復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0394548A true JPH0394548A (ja) | 1991-04-19 |
Family
ID=16909006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1230518A Pending JPH0394548A (ja) | 1989-09-07 | 1989-09-07 | Ｆｓｋの復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0394548A (ja) |
-
1989
- 1989-09-07 JP JP1230518A patent/JPH0394548A/ja active Pending
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