JPH04100356A - Ｐｓｋ遅延検波復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 ＡＦＣ回路を備えてなるＰＳＫ遅延検波復調器に関し、 バースト動作に容易に対応し得、短時間で安定な引込み
を可能にすることを目的とし、他からの制御量に応じて
可変なローカル周波数のクロックを発生するローカル周
波数発生手段と、所定の符号により変調された信号を受
信して、前記ローカル周波数を用いて遅延検波を行い、
所定の符号の値を識別判定する遅延検波復調手段とを有
してなるＰＳＫ遅延検波復調器において、前記所定の符
号の値を識別判定する前の信号成分と該信号成分の識別
判定結果とを比較することにより、前記ローカル周波数
の所定の値からのオフセットに関する情報を抽出するオ
フセット情報抽出手段と、与えられたフィルタ特性制御
量に従ってループ時定数が可変であり、前記オフセット
に関する情報を受けて低域濾波および増幅し、前記ロー
カル周波数発生手段の前記制御量として供給するフィル
タ手段と、前記フィルタ手段に対して前記フィルタ特性
制御量を与え、該フィルタ特性制御量に従ったループ時
定数をクロック引込みの進行に従って漸次大きくしてゆ
くように制御するフィルタ特性制御手段とを有するよう
に構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、ＡＦＣ回路を備えてなるＰＳＫ遅延検波復調
器に関する。

ＰＳＫ　（位相シフトキーイング）の復調方法としては
同期検波と遅延検波とがあるが、移動通信に適用する場
合、静特性では同期検波に比して劣るものの、フェージ
ングによる劣化が少ない遅延検波方式が有利であると考
えられる。また、次世代のディジタル携帯・自動車電話
システムにはＴＤＭＡ方式が採用されるが、これに用い
る復調器はバースト動作に対応する必要があり、この点
からも遅延検波方式は有利と考えられる。しかし遅延検
波では送受信間の周波数ずれにより復調特性が劣化する
問題があるためＡＦＣ回路が不可欠である。このような
システムに用いるＡＦＣ回路には、引き込み時間が短く
バースト動作が容易、かつ移動通信に特有のフェージン
グ環境下においても安定に動作する性能が求められる。

〔従来の技術〕

まず、遅延検波方式の原理をＱＰＳＫの場合について説
明する。第８図は、ＱＰＳＫ遅延検波復調器のブロック
図である。第８図において、３１は周波数変換回路（乗
算器）、３２はローカル発振器、３３および３５は遅延
回路、３４および３６は乗算器、３７および３８はロー
パスフィルタ、３９および４０は識別回路、そして、４
１はパラレル・シリアル変換回路である。

ＱＰＳＫでは２ビツトを１シンンボルとして伝送する。

変調側では伝送するデータＸ、（Ｘ、＝０．１．２．３
）に和分変換を施す、変換後のデータをＹ、とすると Ｙ正＝　（Ｙｔ−＋　＋Ｘ＝　）　　ｎｏｄ　　４　　
　　（１）と表される。このＹムの４つの値に対応して
搬送波の位相を±π／４、±３π／４と変調する。この
変調位相φ□を φｉ　＝ｘ／　２　ＸＹｉ　＋ｘ／　４　　　　　　　
　（２）とすると変調波は次式で与えられる。

Ｒｙｘ（ｔ）＝ｃｏｓ　（（ＡＴＣｔ＋φｉ）　　　　
＜３）ここでω。は搬送波周波数である。この変調波を
ω、のローカル周波数（第８図の発振器３２の周波数）
をもつ受信機で受信した場合、乗算器３１における周波
数変換後の信号は Ｒ（ｔ）＝ｃｏｓ　（（ωＣ−ω１）１＋φ、）＝ｃｏ
ｓ（ωＩＦｔ＋φｉ　）　　　　　（４）となる。ここ
で、ωＩＦ−ωＣ−ωＬである。

遅延検波ではこのＲ（ｔ）とＲ（ｔ）を遅延した信号と
を乗積して得られる位相差を検出して復調を行う。すな
わち、１シンンボル時間をＴとして、遅延回路３３およ
び３５において、Ｒ（ｔ）をそれぞれＴ−τとＴ＋τ遅
延した信号 Ｒ（ｔ−Ｔ＋τ） −ｃ　ｏ　Ｓ　（ω＋ｙ　（ｔ　　Ｔ＋ｒ）＋φ１）（
５）Ｒ（ｔ−Ｔ−τ） −ｃｏｓ　（ωｒｒｃｔ　　Ｔ　　ｒ）十φｉ　）　（
６）を用いる。ここでω、２、Ｔ、τは以下の関係を満
たしているものとする。

ωｔｒＴ−２ｎ　ｘ、　　　　（ｎは自然数）（７）ω
、Ｆτ＝π／　４　　　　　　　　　　　　　　　（８
）上記の２つの遅延信号Ｒ（ｔ−Ｔ＋τ）およびＲ（ｔ
−Ｔ−τ）を、乗算器３４および３６において、それぞ
れ、Ｒ（ｔ）と乗積して、ローパスフィルタ３７および
３８でその低周波成分を取り出す、（振幅の係数は省略
する） Ｄｒ　＝Ｒ（ｔ）　ＸＲ（ｔ　　Ｔ＋τ）＝ｃ　ｏ　ｓ
　（ω＋ｒ　ｃ’ｒ−τ）＋φ、−φト、）＝ｃｏｓ（
φ、−φ、−１−π／４）　　　　（９）Ｄｏ　”Ｒ（
ｔ）　ＸＲ（ｔ　　Ｔ−τ）＝ｃｏｓ（φ、−φｉ１＋
π／４）ａω得られたＩ、Ｑチャネルの復調信号Ｄｒ、
Ｄｏの正負を、識別回路３９および４０において、最適
タイミングで識別して２ビツトの二値符号に変換しデー
タＩおよびＱを再生する。

ここでω、が設計周波数から一Δωオフセットした状態
を考える。

ωＬ　′−ωＬ−Δω ωＩＦ””ωＣ−ωＬ’＝ω１ｒ＋Δω　　　　００Ｔ
）τであるので、各チャネルの復調信号は次式で近似で
きる。

Ｄｒ ｃｏｓ　（φ、−φト１−π／４＋Δω（Ｔ−τ））’
；ｃｏｓ（φ□　−φ＝−Ｉ　　ｘ／４＋ΔωＴ）０２
１Ｄ＠　　”ｗｃ　ＯＳ　（φ五−φ＝−、−１−ｃ／
４＋ΔωＴ）０■ このようにΔωのローカル周波数オフセットがある場合
、復調信号にΔωＴという不要な成分が加わるため、識
別余裕が減少し特性の劣化が生じる。この劣化を防ぐた
めにＡＦＣ（自動周波数制御！Ｉ）回路が用いられる。

第９図は、コスタス法によるベースバンド４週倍を用い
たＡＦＣ回路のブロック図である。第９図において、５
１および５２は、それぞれ、第８図の乗算器３１および
ローカル発振器３２に対応する。また、５３は、第８図
の構成において上記の乗算器３１およびローカル発振器
３２、そして、パラレル・シリアル変換回路４１を除い
た構成に対応するものである。さらに、第９図において
、５４は加算器、５５．５７および５８は乗算器、５６
は減算器、５９はローパスフィルタ、そして、６０は増
幅器である。第８図のローカル発振器３２に対応する発
振器５２は、例えば、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）
により構成される。

コスタス法では、第９図のＡＦＣ回路の加算器５４、ｆ
ＩＩｉ夏器５６および乗算器５５．５７および５８から
なる構成によって、以下の演算により受信信号より変調
成分が取り除かれ、オフセットによる誤差成分Ｅが第９
図の乗算器５８の出力として求められる。

一 ＝ＤＩ　′ＸＤＱ′Ｘ（Ｄ！　’　＋Ｄｏ”）Ｘ（Ｄｒ
”−Ｄ、”　）＝−１／４ ＸＳ　ｉｎ　（４（φ、−φｉ−＋　　ｇ／４＋Δ（１
）Ｔ））−１／４Ｘｓｉｎ（４ΔωＴ）　　　　　　　
Ｑ４）°、°　　φｉ−φ１−＋−ｋｘ／２．（ｋは自
然数）得られた誤差電圧Ｅ（乗算器５８の出力）はロー
パスフィルタ５９、アンプ６０を通した後、電圧制御水
晶発振器（ＶＣＸＯ）を用いた受信機のローカル発振器
５２の制御電圧に帰還してフィードバックループを構成
する。このループはフィル夕帯域とアンプゲインで決ま
るループ時定数をもって、誤差電圧Ｅ＝０、つまりΔω
Ｔ＝Ｏとなるように動作するため、受信機ローカル発振
器の送信搬送波に対する偏差が補正され、ＡＦＣとして
機能する。

上記の他に、変復調方式に拠らない一般的なＡＦＣとし
て、受信ＩＦ周波数を中心周波数とするディスクリミネ
ータを用いる方法がある。ディスクリミネータは入力周
波数に比例した電圧を出力するので、これが零になるよ
うなループを構成してＡＦＣ動作を行う。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の方法の問題点は、引き込み時間が長い、バースト
動作への適用が難しいという二点である。

まず、引き込み時間について述べる。引き込み時間はＡ
ＦＣが動作を開始してループが定常状態になるまでの時
間であり、従来のＡＦＣではループフィルタ帯域とアン
プゲインで決まるループ時定数で決定される。この引き
込み時間の短縮とｖＣＸＯＣＸ入出クトラムのＳ／Ｎ、
および受信信号のＳ／Ｎが低い状態でのＡＦＣの安定性
は相反する。このためループ時定数を小さくしてＴＤＭ
Ａ（時分割多元接続）方式に適用可能な引き込み時間を
実現した場合、十分なりｃｘｏ出力のＳ／Ｎ、低受信Ｓ
／Ｎ下での安定性が得られな（なる。よって単純に引き
込み時間を短くすることはできない。

次にバースト動作について述べる。回路規槓、消費電力
等から考えて、ＡＦＣに用いられているフィルタ、アン
プは通常アナログ回路で構成される。よってバースト動
作をするためには、自分のタイムスロット以外の時間は
ローカルの発振周波数を一定に保つように、ｖｃｘｏの
制御電圧を保持するためのアナログホールド回路が必要
になるという問題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、なされたもので、バー
スト動作に容易に対応し得、短時間で安定な引込みが可
能なＡＦＣ回路を備えるＰＳＫ遅延検波復調器を提供す
ることを目的とするものである。

［課題を解決するための手段〕 第１図は、本発明の基本構成図である。

第１図において、１はローカル周波数発生手段、２は周
波数変換手段、３は遅延検波復調手段、４はオフセット
情報抽出手段、５はフィルタ手段、そして、６はフィル
タ特性制御手段である。

ローカル周波数発生手段１は、他からの制御量に応じて
可変なローカル周波数のクロックを発生する。

遅延検波復調手段３は、所定の符号により変調された信
号を受信して、前記ローカル周波数を用いて遅延検波を
行い、所定の符号の値を識別判定する。

オフセット情報抽出手段４は、前記所定の符号の値を識
別判定する前の信号成分と該信号成分の識別判定結果と
を比較することにより、前記ローカル周波数の所定の値
からのオフセットに関する情報を抽出する。

フィルタ手段５は、与えられたフィルタ特性制御量に従
ってループ時定数が可変であり、前記オフセットに関す
る情報を受けて低域濾波および増幅し、前記ローカル周
波数発生手段１の前記制御量として出力する。

フィルタ特性制御手段６は、前記フィルタ手段５に対し
て前記フィルタ特性制御量を与え、該フィルタ特性制御
量に従ったループ時定数をクロック引込みの進行に従っ
て漸次大きくしてゆくように制御する。

さらに、上記の構成において、前記フィルタ特性Ｗｉ御
手段６は、さらに、ループ時定数が所定の最大値に達す
ると該最大値に固定するようにすることができる。

また、第１図の構成において、前記フィルタ特性制御手
段６は、バースト信号の受信時には、前記フィルタ手段
５をリセットするようにすることができる。

さらに、第１図の構成において、前記オフセット情報抽
出手段４は、前記所定の符号の値を識別判定する前の信
号成分と該信号成分の識別判定結果とを比較することに
より、前記ローカル周波数の所定の値からのオフセット
の有無と該オフセットの方向を示す信号を検出するオフ
セット検出手段を有してなるように構成することができ
、さらに、前記所定の値の何れかに同定する前の信号成
分と該信号成分に最も近いディジタル値とを比較するこ
とにより、前記ローカル周波数の前記所定の値からのオ
フセットの値を求め、前記制御量のプリセット値として
出力するプリセット値出力手段をも有してなるように構
成することができる。

また、前記フィルタ手段５は、前記オフセットの方向を
示す信号を累積し、該累積値が所定の値に達することに
より、前記制御量として出力し、該所定の値は可変であ
り、 前記フィルタ特性制御手段６は、該フィルタ手段６にお
ける前記所定の値を、クロック引込みの進行に従って漸
次大きくしてゆくように制御するものとすることができ
る。

また、前記フィルタ手段５は、引込みの初期時には、前
記プリセット値を選択して前記制御量として前記ローカ
ル周波数発生手段１に供給し、該プリセット値の供給の
後は、前記フィルタ手段５の出力を前記制御量として前
記ローカル周波数発生手段１に供給するセレクタ手段２
０を有してなるように構成することができる。

そして、前記フィルタ特性制御手段６は、引込みの初期
時には、前記プリセット値を選択して前記制御量として
前記ローカル周波数発生手段１に供給し、該プリセット
値の供給の後は、前記フィルタ手段５の出力を前記制御
量として前記ローカル周波数発生手段１に供給するよう
に、前記セレクタ手段２０を制御することができる。

〔作　用〕

第１図の構成によれば、オフセット情報抽出手段４の出
力から得られるオフセットに関する情報は、積分機能を
有したフィルタ手段５を介して、ローカル周波数発生手
段１の制御量として供給され、クロックのローカル周波
数を制御する。ここで、フィルタ手段５は、前記オフセ
ットに関する情報を受けて、与えられたフィルタ特性制
御量に従った区間、該オフセットに関する情報を積分し
て、前記制御量として出力するが、前記フィルタ特性制
御量は、フィルタ特性制御手段６によって、前記フィル
タ手段５に対して該フィルタ特性制御量に従った区間を
クロック引込みの進行に従って漸次大きくしてゆくよう
に制御するので、クロック引込みの初期においては、抽
出されたオフセットに対して素早く応答し、クロック引
込みの進行と共に、オフセットが小さくなるのと並行し
てフィルタ特性制御量に従った区間は長くなり、ローカ
ル周波数発生手段１から出力されるローカル周波数は、
より安定するようになる。

〔実施例〕

第２図は、本発明の実施例の構成を示すものである。第
２図の構成は、前述の従来の構成の説明におけるように
、ＱＰＳＫ遅延検波復調器に使用するＡＦＣ回路の主要
部のブロック図である。

第２図において、１１および工２はＡ／Ｄ変換回路、１
３はキャリアオフセット検出回路、１４はランダムウオ
ークフィルタ、１５および１９はカウンタ、１６はコン
パレータ、１７および２０はセレクタ、１８はモード制
御回路、そして、２１はＤ／Ａ変換回路である。

例えば、第８図のローパスフィルタ３７および３８から
得られる、所定の値の何れかに同定される前のＱＰＳＫ
遅延検波復調出力Ｄ＋おりびり。

は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換化１１および１２によってデ
ィジタル化され、キャリアオフセット検出回路１３に供
給される。

第３図は、キャリアオフセット検出回路１３における復
調出力のオフセット決定の様子を示すものである。ＱＰ
ＳＫにおいては、（１，Ｑ）＝（１，１）、（０，ｔ）
、（０，ｏ）、（ｔ、０）の４つの位相状態が復調され
る筈であるが、上記のローカル周波数のオフセットΔω
によって、例えば、第３図に示されるように、遅延検波
復調された（　Ｄ　Ｉ＋　ＤＪと同じ象限の識別判定値
（ＬＱ）とがなす角度はΔωＴとなる。キャリアオフセ
ット検出回路１３は、シンボルクロック毎に、上記の遅
延検波復調された（Ｄｌ、ＤＱ）と同し象限の識別判定
値（Ｉ、Ｑ）とを、例えば、第８図の構成のＱＰＳＫ遅
延検波復調器から入力して上記のオフセットΔωＴの有
無を判定する機能、該オフセットの符号（オフセントの
方向）を求める機能、および、上記のオフセットΔωＴ
を演算して求めるＩｌ能を有するもので、専用のハード
ウェアロジック回路から構成される。

ランダムウオークフィルタ１４は、カウンタ１５、コン
パレータ１６、および、セレクタ１７からなり、カウン
タ１５のカウントはリセット時には中央値に設定され、
上記のキャリアオフセット検出回路１３からのオフセッ
トΔωＴの有無の判定結果に応じてカウントイネーブル
となり、上記のキャリアオフセット検出回路１３からの
オフセットの符号（オフセットの方向）に応じてカウン
トアツプまたはダウンする。カウンタ１５のカウントは
コンパレータ１６においてプラス方向およびマイナス方
向のしきい値と比較され、プラス方向およびマイナス方
向のしきい値を超えると、イネーブル信号と共に、それ
ぞれ、カウントアツプ信号およびカウントダウン信号を
周波数制御カウンタ１９に対して出力する。

周波数制御カウンタ１９は、前述のローカル周波数発振
器（例えば、ｖｃｘｏからなる）に対する制御電圧に対
応するディジタル値を出力するもので、第２図の構成で
は、周波数制御カウンタ１９の出力はセレクタ２０およ
びＤ／Ａ変換回路２１を介してローカル周波数発振器に
供給される。

本発明の実施例の第１の特徴として、上記のキャリアオ
フセット検出回路１３にて演算されたオフセットΔωＴ
は、クロック引き込みの初期時に、上記のローカル周波
数発振器（例えば、ｖｃｘ。

からなる）に対する制御電圧の初期値（プリセット値）
としてセレクタ２０およびＤ／Ａ変換回路２１を介して
ローカル周波数発振器に供給される。

プリセット値は、 Δω ＝　　（ａ　ｔ　ａ　ｎ　　（ＤＱ０／　ＤＩＧ）　　
±ｘ　／　４　）　／　Ｔａ２ と表される。セレクタ２０は、例えば、ＴＤＭＡ処理回
路から得られるフレーム同期はずれ信号によってリセッ
トされ、クロック引き込みの初期時には、上記のキャリ
アオフセット検出回路１３からのオフセットΔωＴを遺
灰し、その後は、上記の周波数制御カウンタ１９の出力
を選択する。

本発明の実施例の第２の特徴として、上記のランダムウ
オークフィルタ１４内のコンパレータ１６におけるしき
い値は可変となっており、セレクタ１７が出力する選択
制御信号によって、予め設定された複数のしきい値の内
筒れか１つ（プラス方向およびマイナス方向のしきい値
の組み合わせ）をしきい値として使用する。セレクタ１
７は、モード制御回路１８からのモード制御信号に応じ
て上記の選択制御信号を出力する。モード制御回路１８
は、カウンタから構成され、コンパレータ１６が出力す
る上記のイネーブル信号を入力して、予め設定された所
定の数ｍカウントする毎に上記のモード制御信号の値を
１つカウントアンプする。

カウントが所定の最大値に達するとモード制御信号の値
は、この最大値に固定され、第２図の構成のループ時定
数は固定される。モード制御回路１８も、セレクタ２０
と同様に、例えば、フレーム同期はずれ信号によってリ
セットされる。第４図は、上記のモード制御信号が示す
値とコンパレータ１６における上記のしきい値、すなわ
ち、ランダムウオークフィルタ１４におけるフィルタ段
数の関係の１例を示すものである。ここで、上記の予め
設定された所定の数ｍとしては、例えば、ｍ＝１とする
ことができる。

以上の構成により、ＡＦＣは引き込み動作開始時にまず
初期値プリセットにより周波数オフセットを大まかに修
正し、ループフィルタ帯域を広くした状態で最適周波数
近くまで高速に引き込ませる。その後、周波数制御カウ
ンタがｍ回カウントを行う毎にフィルタ段数を上げてフ
ィルタ帯域を狭く（ループ時定数を大きく）シていき、
最終的には十分に大きなループ時定数を持たせた状態で
ＡＦＣを動作させる。初期値プリセットではブリセント
時の受信Ｓ／Ｎによりその精度がかなり影響されるため
、最初からフィルタ帯域を狭くしておくと最適周波数ま
で引き込むのに時間がかかる場合がある。このためフィ
ルタ帯域を可変とし、低Ｓ／Ｎ下で引き込み時間が増大
するのを防いでいる。これらより、引き込み時間の短縮
、■ＣｘＯ出カスペクトラムのＳ／Ｎ、および、低受信
ＳＺＮ下での安定性を両立することが可能となる。

またｖｃｘｏの発振周波数はＤ／Ａコン八−へを介して
周波数制御カウンタによって設定されているので、この
カウンタを自分のタイムスロット時のみイネーブルにす
ることで、ＴＤＭＡにおけるバースト動作に容易に対応
できる。

上記の構成では、周波数誤差信号を受信機のローカル発
振周波数に帰還してＡＦＣループを構成する方法につい
て述べたが、この他に遅延検波復調器（例えば、第８図
）に用いている遅延素子（３３）の遅延量（Ｔ）に帰還
する方法が考えられる。この場合は遅延時間Ｔを可変し
て、オフセットしたωＩＦ′に対して式（７）の関係を
満たすようにＡＦＣを動作させる。具体的には遅延素子
をシフトレジスタで構成し、このシフトレジスタのサン
プルクロックを与えるｖｃｘｏの発振周波数を制御する
ことで実現できる。

第５図〜第７図は、従来方式と本発明によるＡＦＣの緒
特性の実測値を比較して示すものである。

各測定は、ロールオフ率０．５のレイズドコサイン特性
のナイキストフィルタにより帯域制限を施したπ／４シ
フ）ＱＰＳＫ変調波を、ＩＦ帯遅延検波方式により復調
して行った。ＡＦＣのフィルタ帯域可変は４段階とし、
各モードの設定は第４図に示す値を用いた。

第５図は定常状態でのＡＦＣの効果を示すものである。

横軸はキャリア周波数オフセット、縦軸は誤り率１０−
ｔを与える復調器入力でのＥ　ｂ　／　Ｎ　。

である。

第６図は、入力Ｅｂ／Ｎｏに対する引き込み時間特性を
示す。これより本方式により引き込み時間が短縮されて
いることが判る。

第７図は、入力Ｅ　ｂ　／　Ｎ　ｏに対するユニークワ
ード不検出確率のグラフを示す。ユニークワード不検出
確率は、キャリア周波数がΔｆずれた状態でプリアンプ
ル（４０ビツト）＋ユニークワード（１６ビツト）のバ
ーストを受信した時に、ユニークワード検出に失敗する
確率で、ＴＤＭＡ方式へ適用する場合重要な特性である
。測定はユニークワード検出時のトレランス（誤り許容
数）を３ビツトで行った。これより本ＡＦＣによりΔｆ
＝２ｋＨｚのオフセット時に、オフセット無しの特性か
ら１ｄＢ以内の劣化となっていることが判る。よって本
ＡＦＣは、ＴＤＭＡシステムに用いる復調器に対しても
適用可能である。

〔発明の効果〕

本発明のＰＳＫ遅延検波復調器によれば、バースト動作
に容易に対応し得、短時間で安定な引込みを可能にする
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成図、 第２図は本発明の実施例の構成図、 第３図は、復調出力のオフセット決定の１例を示す図、 第４図は、第２図の構成におけるモード設定の１例を示
す図、 第５図〜第７図は、従来方式と本発明によるＡＦＣの緒
特性の実測値を比較して示す図、第８図は遅延検波復調
器のブロック図、そして、第９図は、従来のコスタス型
ＡＦＣ回路のブロック図である。 ［符号の説明］ １・・・ローカル周波数発生手段、 ２・・・周波数変換手段、　３・・・遅延検波復調手段
、４・・・オフセット情報抽出手段、 ５・・・フィルタ手段、 ６・・・フィルタ特性制御手段、 １１．１２・・・Ａ／Ｄ変換回路、 １３・・・キャリアオフセット検出回路、４・・・ラン
ダムウオークフィルタ、 ５，１９・・・カウンタ、１６・・・コンパレータ、７
．２０・・・セレクタ、１８・・・モード制御回路、１
・・・Ｄ／Ａ変換回路、 １．５１・・・周波数変換回路（乗算器）、２．５２・
・・ローカル発振器、 ３．３５・・・遅延回路、３４．３６・・・乗算器、７
．３８・・・ローパスフィルタ、 ９．４０・・・識別回路、 １・・・パラレル・シリアル変換回路、４・・・加算器
、 ５．５７．５８・・・乗算器、 ６・・・ｍＸ器、　　　　５９・・・ローパスフィルタ
、０・・・増幅器。 ΔｗＴ ０・正しい復調出力 ・・オフセットした出力 復調出力のオフセット決定の １例を示す図 モード設定の１例を示す図 第４　ｍ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、他からの制御量に応じて可変なローカル周波数のク
   ロックを発生するローカル周波数発生手段（１）と、 所定の符号により変調された信号を受信して、前記ロー
   カル周波数を用いて遅延検波を行い、所定の符号の値を
   識別判定する遅延検波復調手段（３）とを有してなるＰ
   ＳＫ遅延検波復調器において、 前記所定の符号の値を識別判定する前の信号成分と該信
   号成分の識別判定結果とを比較することにより、前記ロ
   ーカル周波数の所定の値からのオフセットに関する情報
   を抽出するオフセット情報抽出手段（４）と、 与えられたフィルタ特性制御量に従ってループ時定数が
   可変であり、前記オフセットに関する情報を受けて低域
   濾波および増幅し、前記ローカル周波数発生手段（１）
   の前記制御量として供給するフィルタ手段（５）と、 前記フィルタ手段（５）に対して前記フィルタ特性制御
   量を与え、該フィルタ特性制御量に従ったループ時定数
   をクロック引込みの進行に従って漸次大きくしてゆくよ
   うに制御するフィルタ特性制御手段（６）とを有するこ
   とを特徴とするＰＳＫ遅延検波復調器。 ２、前記オフセット情報抽出手段（４）は、さらに、前
   記所定の値の何れかに同定する前の信号成分と該信号成
   分の識別判定結果とを比較することにより、前記ローカ
   ル周波数の前記所定の値からのオフセットの値を求め、
   前記制御量のプリセット値として出力するプリセット値
   出力手段（１３）をも有する請求項１記載のＰＳＫ遅延
   検波復調器。 ３、前記フィルタ手段（５）は、前記オフセットの方向
   を示す信号を累積し、該累積値が所定の値に達すること
   により、前記制御量として出力し、該所定の値は可変で
   あり、 前記フィルタ特性制御手段（６）は、該フィルタ手段（
   ６）における前記所定の値を、クロック引込みの進行に
   従って漸次大きくしてゆく請求項２記載のＰＳＫ遅延検
   波復調器。 ４、前記フィルタ手段（５）は、引込みの初期時には、
   前記プリセット値を選択して前記制御量として前記ロー
   カル周波数発生手段（１）に供給し、該プリセット値の
   供給の後は、前記フィルタ手段（５）の出力を前記制御
   量として前記ローカル周波数発生手段（１）に供給する
   セレクタ手段（２０）を有する請求項２記載のＰＳＫ遅
   延検波復調器。 ５、前記フィルタ特性制御手段（６）は、さらに、ルー
   プ時定数が所定の最大値に達すると該最大値に固定する
   請求項１記載のＰＳＫ遅延検波復調器。