JPH04108347U - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】無停電電源装置の交流電源電流を正弦波化する
だけでなく、順変換部の無効電流をも補償し、入力力率
を改善するものである。 【構成】充電器が蓄電池を充電するための電流のほか、
順変換部の交流入力電流から基本波成分或いは基本波成
分の有効電流成分を打ち消す電流を供給することに有
る。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は通信装置や電子計算機や医療機器等に無停電の交流電力を供給するた めの無停電電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】

図４に従来の無停電電源装置（以下ＵＰＳと略称する）の一例を示す全体構成 図であり、１は商用３相交流電源、２は順変換部、３は逆変換部、４は負荷、５ はスイッチ、６は充電器、７はリアクトル、８はコンデンサ、９は蓄電池、10、 12は電圧検出回路、13は電流検出器、14は電流検出回路、16は制御回路、17は半 導体素子駆動回路である。

【０００３】 かかる構成のＵＰＳは、ＪＥＣ−2431をはじめ多種多様な文献に説明されてい るのでここでのＵＰＳの動作の詳細な説明は省略するが、本考案に関係する充電 器６ならびに充電器６の制御方法については以下に説明する。 充電器６は、サイリスタ等の導通角制御の可能な半導体にて整流ブリッジが構 成される電圧検出回路12にて蓄電池９の電圧が検出され、蓄電池９を定電圧充電 するために制御回路16に加えられる。 また電圧検出回路10は商用３相交流電源１の電圧ならびに位相を検出し、制御 回路16に与える。制御回路16は前記充電々圧指令及び商用３相交流電源１の電圧 らびに位相の状態より導通角制御のための演算を行い、導通角制御指令を半導体 駆動回路17に与える。半導体駆動回路17は前記導通角制御指令に基づき充電器６ の整流ブリッジに用いられた半導体を駆動する。 また電流検出器13ならびに電流検出器14によって検出された充電流信号は、蓄 電池９を定電流充電するために制御回路16に加えられる蓄電池９を定電圧充電す るか定電流充電するかは制御回路16によって切換られる。

【０００４】 順変換部２は交流を直流に変換する部分であり、ダイオードを用いて構成され ることが多い。ダイオードによって構成された順変換部２に流入する交流電流は 、正弦波電流とはならず、多くの高調波を含んだひずみ波交流電流となることは 整流理論によって示されている。 このようなひずみ波交流電流が電源系統に流出することによる深刻な影響が、 電気共同研究「電力系統における高調波とその対策」、46巻第２号に示されてい る。したっがて、最近ではこのひずみ波交流電流を正弦波に近ずける方法の良悪 がＵＰＳの重要品質となってきている。 このための従来の方法として、順変換部の整流を多重整流方式あるいは自己消 己形半導体によるＰＷＭ正弦コンバータとするなどが公知となっている。（参 考文献半導体電力変換回路、電気学会、多重整流方式P184〜189 、ＰＷＭ正弦コ ンバータ方式P199〜214 ）

【０００５】

【考案が解決しようとする課題】

従来の方法である多重整流方式においては、多巻線トランスの追加、整流用ダ イオード及びこの整流用ダイオードの冷却装置の増加により、順変換部の大型か が不可避であった。 また、ＰＷＭ正弦はコンバータ方式においては、ＰＷＭ動作に伴う自己消弧形 半導体の高周波スイッチングが必要となるため、この自己消弧形半導体の導通損 失の他、スイッチング損失が発生し、この方式においても順変換部の大型化が不 可避であった。 ここで順変換部について考えてみると、重要なことは順変換部の入力電流に高 調波成分が含有していてもＵＰＳにとっては全く支障が無く、問題なのはこの高 調波成分が電源系統に流出することである。 前記した従来方法のいずれも、高調波成分の電源系統への流出を制御するため に順変換部の入力電源を正弦化しようとするものである。つまり、たかだか20〜 30％程度の高調波成分を低減するために、100 ％容量を許容し得る多巻線トラン スや、ＰＷＭ正弦波コンバータを使用せざるを得ず、ＵＰＳにとっては価格、重 量、外形、効率の面で大きな課題となっていた。 本考案はこのような点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、新 たな追加部分をほとんど必要とせず、ＵＰＳの交流電流を正弦波化するだけでな く、順変換部の無効電流をも補償し、入力率を改善し得るＵＰＳを提供するもの である。

【０００６】

【課題を解決するための手段】

つまり、その目的を達成するための手段は、商用交流電源より直流変換する順 変換部と、この順変換部にて変換された直流を交流に交換する逆変換部と、前記 商用交流電源の停電時、前記逆変換部にスイッチを介して直流を供給する蓄電池 と、この蓄電池を充電する充電器から成り、この充電器の交流端は前記順変換部 の交流端に接続される構成のＵＰＳにおいて、前記充電器が蓄電池を充電するた めの電流の他、前記順変換部の交流入力電流から基本波成分あるいは基本波成分 の有効電流を打ち消す電流を供給するものである。

【０００７】

【作用】

充電器は蓄電池を充電するという本来の機能の他に、順変換部の交流入力電流 から基本波成分を除いた高調波電流を打ち消す電流すなわち同じ大きさを持ち極 性が反対の電流を供給することにより、順変換部と充電器の接続点より電源側の 線路電流の高調波成分を消失せしめ正弦波電流とすることができる。 また、順変換部の交流入力電流の基本波成分の有効電流成分を除いた電流、す なわち高調波電流と無効電流成分を打ち消す電流を供給することにより、順変換 部と充電器との接続点より電源側の線路電流は高調波成分が消滅し、力率が１の 正弦波電流とすることができる。 以下、本考案の一実施例を、図面に基づいて詳述する。

【０００８】

【実施例】

図１に本考案によるＵＰＳの一実施例を示す全体構成図であり、１は商用３相 交流電源、２は順変換部、３は逆変換部、４は負荷、５はスイッチ、７はリアク トル、８はコンデンサ、９は蓄電池、10，12は電圧検出回路、13，101 ，102 は 電流検出器、14，103 ，104 は電流検出回路、105 は補償電流検出回路、106 は 制御回路、107 は半導体素子駆動回路、108 は充電器である。またＡは順変換部 ２と充電器108 の分岐を示す。 図１において、電圧検出器10により商用３相交流電源の電圧ならびに位相を検 出し、これを補償電流検出回路105 に与える。さらに、電流検出器101 および電 源検出回路103 にて前記順変換部２の交流入力電流を検出し、これを補償電流検 出回路105 に与える。補償電流検出回路105 において順変換部２の交流入力電流 の基本波成分を除いた成分を打ち消すための電流あるいは、基本波成分の有効電 流成分を除いた電流をうちけすための電流が演算される。この演算の１手法例は 、電気学会論文誌、Ｂ60「瞬時無効電力の一般化理論とその応用」昭和58-7にも 示されており、このように演算された補償電流検出回路105 の出力は制御回路10 6 に与えられる。この制御回路106 には、この他電圧検出回路10によって検出さ れた商用３相交流電流の電圧ならびに位相の信号、電流検出器102 および電流検 出回路104 によって検出された充電器108 の交流入力電流の信号、さらに従来例 と同様に、電圧検出回路12の出力及び電流検出回路14の出力が制御回路106 に入 力される。

【０００９】 制御回路106 においては、補償電流検出回路105 の出力と電圧回路12の出力を 重畳し、これと制御電流検出回路104 の出力と比較することにより定電圧制御を 行なう。また前記補償電流検出回路105 の出力と前記電流検出回路14との比較を 重畳し、これと前記電流検出回路104 との出力を比較することにより定電流制御 を行なう。 このようにして得られた制御回路106 の出力は、半導体素子駆動回路107 を介 し充電器108 を構成している半導体を駆動することにより順変換部２の交流入力 電流から基本波成分を除いた成分を打ち消す電流あるいは基本波成分の有効電流 成分を除いた電流を打ち消す電流を供給することができる。 リアクトル７及びコンデンサ８は本考案の本質上不可欠なものでは無いが、前 述した制御を行なう場合充電器180 は高周波スイッチングを行なうことが多い。 そのためこれに伴う高周波リップル電流が蓄電池９に流れ出しこの蓄電池９の寿 命を短縮させる恐れがある。したがって、これを防止するために実構成上はリア クトル７、コンデンサ８を付加するほうがより良いので実施例においても付加し たものである。

【００１０】 図２は図１における充電器108 の実際の1 実施例を示す回路図であり、Ｔ_r １ 〜Ｔ_r ６はトランジスタ、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、Ｌ１〜Ｌ３はリアクトルで ある。自己消弧形半導体であるトランジスタを用い、図２の接続にて整流ブリッ ジを構成することにより、本考案の充電器の動作が可能となる。 図２はトランジスタを用いた例であるが、自己消弧形半導体で高周波スイッチ ングが可能なものであれば適応可能なことは言うまでもない。また、本考案の実 施例では三相構成で説明したが、単層構成にても本考案が適用可能なことも言を 待たない。

【００１１】 図３は、図１の実施例をより詳細に説明するための波形例である。 図３において、（イ）の実線は順変換部２の交流入力電流の一相分を示す。電 流検出器101 は電流を検出する。同じく（イ）の破線は交流入力電流の基本線成 分を示している。( ロ）の破線は順変換部２の交流入力電流から基本波成分を除 いた電流を打消す電流成分を示している。また（ロ）の一点鎖線は蓄電池９を充 電するための電流を示している。そして（ロ）の実線は前記破線と一点鎖線の電 流の和であり、充電器108 の入力電流（すなわち電流検出器102 の部分）の一相 分を示す。

【００１２】 充電器108 の入力電流を（ロ）の実線の如くなるように制御することにより、 商用３相交流電源の電流は（ハ）に示す如く高周波成分を含まない電流とするこ とができる。

【００１３】

【考案の効果】

以上述べたように本考案によれば、順変換部へ流入する交流入力電流に対し、 基本波成分を除いた電流を打ち消す電流を充電器から供給することにより、順変 換部と充電器の接続点Ａより電源側の線路電流の高調波成分を消滅させ正弦波電 流とすることができる。 また、順変換部へ流入する交流入力電流の有効電流成分を除いた電流を打ち消 す電流を充電器より供給することにより、順変換部と充電器との接続点Ａより電 源側の線路電流を力率１の正弦波電流とすることができるので、電源側の容量を 低減できる。

【００１４】 さらに、従来の充電器はサイリスタ等の非自己消弧形半導体を用いて構成され 、この充電器の容量はＵＰＳの10% 〜20% 程度を占めていたが、此れに対し本考 案による充電器は蓄電池の充電電流の他、高調波電流成分や無効電流成分（基本 波の有効電流成分以外）を供給するとしてもその容量はＵＰＳの20% 〜30% 程度 にとどまり、ＵＰＳに元々必要な充電電流容量が若干増加するだけである。 この代償にも増して、従来の多重電流方式による多巻線トランス，ダイオード 等の大電力部品の増加を必要とせず、またＰＷＭ正弦波コンバータ方式による大 容量自己消弧形半導体を必要としないという本考案による効果は、ＵＰＳの外形 ，価格，重量，効率などに対して非常に大きく、産業上の利用価値は高い。

【００１５】

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本考案の一実施例を示す全体構成図であ
る。

【図２】図２は図１の充電器の一実施例を示す回路図で
ある。

【図３】図３は図１の波形例である。

【図４】図４は従来の一例を示す全体構成図である。

【００１６】

【符号の説明】

１ 商用３相交流電源 ２ 順変換部 ３ 逆変換部 ４ 負荷 ５ スイッチ ６ 充電器 ７ リアクトル ８ コンデンサ ９ 蓄電池 10 電圧検出回路 12 電圧検出回路 13 電流検出回路 14 電流検出回路 16 制御回路 17 半導体素子駆動回路 101 電流検出器 102 電流検出器 103 電流検出回路 104 電流検出回路 105 補償電流検出回路 106 制御回路 107 半導体素子駆動回路 108 充電器

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】商用交流電源より直流に変換する順変換部
   と、該順変換部にて変換された直流を交流に変換する逆
   変換部と、前記商用交流電源の停電時前記逆変換部にス
   イッチを介して直流を供給する蓄電池と、該蓄電池を充
   電する充電器から成り、該充電器の交流端は前記順変換
   部の交流端に接続され、該充電器直流端は前記蓄電池に
   接続される構成の無停電電源装置において、前記充電器
   が蓄電池を充電するための電流の他前記順変換部の交流
   入力電流から基本波成分あるいは基本波成分の有効電流
   成分を除いた電流を打ち消す電流を供給することを特徴
   とする無停電電源装置。