JPH0411052B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0411052B2 JPH0411052B2 JP59005015A JP501584A JPH0411052B2 JP H0411052 B2 JPH0411052 B2 JP H0411052B2 JP 59005015 A JP59005015 A JP 59005015A JP 501584 A JP501584 A JP 501584A JP H0411052 B2 JPH0411052 B2 JP H0411052B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- voltage
- signal
- transistor
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、２種類の信号を切換えて、その切換
信号でFM変調器を駆動するような構成の回路に
関するもので、特に１個の電圧制御発振器（以下
VCOと略す）をFM変調器とPLL方式のFM復調
器とに兼用して使用する場合に、非常に有効なも
のである。
信号でFM変調器を駆動するような構成の回路に
関するもので、特に１個の電圧制御発振器（以下
VCOと略す）をFM変調器とPLL方式のFM復調
器とに兼用して使用する場合に、非常に有効なも
のである。
従来例の構成とその問題点
従来FM変調を行なう場合、入力電圧信号を
VCOに入力することによつて、FM変調信号を得
る方法が一般的であつた。
VCOに入力することによつて、FM変調信号を得
る方法が一般的であつた。
またFM復調を行なう場合、例えばPLL方式を
用いる場合では、入力FM変調信号とVCO出力信
号とを位相比較し、その誤差信号をローパスフイ
ルタを通して、VCOに入力するとともに出力復
調信号として得るような方式が一般的に使用され
ていた。
用いる場合では、入力FM変調信号とVCO出力信
号とを位相比較し、その誤差信号をローパスフイ
ルタを通して、VCOに入力するとともに出力復
調信号として得るような方式が一般的に使用され
ていた。
このようにPLL方式を用いてFM復調する場
合、PLL回路に使用しているVCOの入力信号を
切換えることによつて、FM変調をも行なうこと
ができ、１つのVCOの入力信号を切換えること
によつて、FM変調器とFM復調器を１つのVCO
で構成することが可能であつた。
合、PLL回路に使用しているVCOの入力信号を
切換えることによつて、FM変調をも行なうこと
ができ、１つのVCOの入力信号を切換えること
によつて、FM変調器とFM復調器を１つのVCO
で構成することが可能であつた。
第１図に、１つのVCOでFM変復調を行なうよ
うに構成した回路の一例を示す。
うに構成した回路の一例を示す。
この回路をFM変調器として使用する場合、ス
イツチ４をＭ側に切換え、入力端子１より変調信
号を入力する。変調信号はコンデンサ２にてDC
成分を除去されたあと可変抵抗３を通して基準バ
イアス電圧を付加される。この基準バイアス電圧
は、FM変調されるときの中心周波数を決定する
ものである。基準バイアス電圧を付加された変調
信号は、スイツチを通してVCO５に入力される。
VCO５は、入力信号電圧に比例した周波数の信
号を発振する回路であるから、この出力信号は、
FM変調信号となつて出力端子６に出力される。
イツチ４をＭ側に切換え、入力端子１より変調信
号を入力する。変調信号はコンデンサ２にてDC
成分を除去されたあと可変抵抗３を通して基準バ
イアス電圧を付加される。この基準バイアス電圧
は、FM変調されるときの中心周波数を決定する
ものである。基準バイアス電圧を付加された変調
信号は、スイツチを通してVCO５に入力される。
VCO５は、入力信号電圧に比例した周波数の信
号を発振する回路であるから、この出力信号は、
FM変調信号となつて出力端子６に出力される。
一方この回路をFM復調器として使用する場
合、スイツチ４をＤ側に切換え、入力端子７より
FM変調信号を入力する。このFM変調信号はリ
ミツタ回路８によつて、AM成分を除去されたあ
と、位相比較器９に入力される。位相比較器９
は、AM成分を除去されたFM変調信号とVCO５
の出力信号の位相を比較し、その誤差電圧を出力
する。誤差電圧はローパスフイルタ１０を通し
て、復調出力端子１１に出力されるとともに、ス
イツチ４を通してVCO５に入力される。これら
の系はPLLループを構成しており、VCO５の出
力信号が、入力FM変調信号と、位相が一致する
ように、即ち周波数が全ての時間で一致するよう
に働らく。そうするとVCO５に入力される信号、
つまり位相比較器９の誤差信号は、入力FM変調
信号をつくり出した変調信号と同等であるから、
即ちFM復調信号となりうるのである。
合、スイツチ４をＤ側に切換え、入力端子７より
FM変調信号を入力する。このFM変調信号はリ
ミツタ回路８によつて、AM成分を除去されたあ
と、位相比較器９に入力される。位相比較器９
は、AM成分を除去されたFM変調信号とVCO５
の出力信号の位相を比較し、その誤差電圧を出力
する。誤差電圧はローパスフイルタ１０を通し
て、復調出力端子１１に出力されるとともに、ス
イツチ４を通してVCO５に入力される。これら
の系はPLLループを構成しており、VCO５の出
力信号が、入力FM変調信号と、位相が一致する
ように、即ち周波数が全ての時間で一致するよう
に働らく。そうするとVCO５に入力される信号、
つまり位相比較器９の誤差信号は、入力FM変調
信号をつくり出した変調信号と同等であるから、
即ちFM復調信号となりうるのである。
このように１つのVCOの入力信号を切換える
ことによつてFM変調器とFM復調器を１つの
VCOで構成することが可能であるが、ここでの
VCOの入力信号を切換えるスイツチ（第１図の
４）に注目してみる。このスイツチは、ダイナミ
ツクレンジが充分とれていること、信号切換時の
クロストークがないこと、等の基本性能の他に、
信号切換時のDC変動がないこと、入力信号のDC
成分は確実に伝送できること等、きわめて、高い
性能のものが要求される。よつて従来は、このス
イツチを電子スイツチ化をすることは、きわめて
困難であり、一般には機械的スイツチ、あるい
は、リレー等を使用するしかなかつた。
ことによつてFM変調器とFM復調器を１つの
VCOで構成することが可能であるが、ここでの
VCOの入力信号を切換えるスイツチ（第１図の
４）に注目してみる。このスイツチは、ダイナミ
ツクレンジが充分とれていること、信号切換時の
クロストークがないこと、等の基本性能の他に、
信号切換時のDC変動がないこと、入力信号のDC
成分は確実に伝送できること等、きわめて、高い
性能のものが要求される。よつて従来は、このス
イツチを電子スイツチ化をすることは、きわめて
困難であり、一般には機械的スイツチ、あるい
は、リレー等を使用するしかなかつた。
このような問題は、この回路構成をすべてIC
化しようとした場合、非常に大きな障害となつて
いた。
化しようとした場合、非常に大きな障害となつて
いた。
発明の目的
本発明は、上記のような問題について改善を加
え、このような高性能のスイツチを用いることな
く、１個のVCOにて、FM変調器とFM復調器を
同時に構成でき、しかもこの全回路をすべてIC
化することも可能な回路構成を提供するものであ
る。
え、このような高性能のスイツチを用いることな
く、１個のVCOにて、FM変調器とFM復調器を
同時に構成でき、しかもこの全回路をすべてIC
化することも可能な回路構成を提供するものであ
る。
発明の構成
本発明は、第１の電圧信号を第１の電圧−電流
変換器によつて第１の電流信号に変換する第１の
手段と、第２の電圧信号を第２の電圧−電流変換
器によつて第２の電流信号に変換する第２の手段
と、前記第１の手段によつて得られた第１の電流
信号と、前記第２の手段によつて得られた第２の
電流信号とを加算する第３の手段と、前記第３の
手段によつて得られた加算電流信号で電流制御形
発振器を駆動する第４の手段と、第１の電圧−電
流変換器と第２の電圧−電流変換器のいずれか一
方が動作するように制御する第５の手段と少なく
とも５つの手段を備えていることを特徴とした入
力切換器付電圧制御発振器である。
変換器によつて第１の電流信号に変換する第１の
手段と、第２の電圧信号を第２の電圧−電流変換
器によつて第２の電流信号に変換する第２の手段
と、前記第１の手段によつて得られた第１の電流
信号と、前記第２の手段によつて得られた第２の
電流信号とを加算する第３の手段と、前記第３の
手段によつて得られた加算電流信号で電流制御形
発振器を駆動する第４の手段と、第１の電圧−電
流変換器と第２の電圧−電流変換器のいずれか一
方が動作するように制御する第５の手段と少なく
とも５つの手段を備えていることを特徴とした入
力切換器付電圧制御発振器である。
実施例の説明
第４図は本発明の具体的な構成の一例である。
図における３１は、電圧制御形発振器である。こ
れは入力信号の電流流出入量に比例した周波数の
信号を発振する発振器である。また２８及び２９
は電圧−電流変換器であり、入力信号の電圧情報
を電流情報に交換するもの、つまり入力信号の電
圧に応じて出力の電流の流出入量を制限するもの
である。
図における３１は、電圧制御形発振器である。こ
れは入力信号の電流流出入量に比例した周波数の
信号を発振する発振器である。また２８及び２９
は電圧−電流変換器であり、入力信号の電圧情報
を電流情報に交換するもの、つまり入力信号の電
圧に応じて出力の電流の流出入量を制限するもの
である。
入力端子１に入つた変調信号は、コンデンサ２
にてDC成分を除去されたあと電圧−電流変換器
２８によつて電流信号に変換される。
にてDC成分を除去されたあと電圧−電流変換器
２８によつて電流信号に変換される。
一方PLL系を構成している回路で、位相比較
器９より出力された誤差電圧信号もローパスフイ
ルタ１０を通つたあと電圧−電流変換器２９によ
つて電流信号に変換される。
器９より出力された誤差電圧信号もローパスフイ
ルタ１０を通つたあと電圧−電流変換器２９によ
つて電流信号に変換される。
そして電流信号に変換された変調信号と、電流
信号変換された誤差電圧信号とを、そのまま加算
して電流制御形発振器３１に入力する。ここで電
圧−電流変換器２８と電圧−電流変換器２９は同
時に動作することはなく、どちらか一方だけが動
作するようになつている。つまり本回路をFM変
調器として作用する場合は、スイツチ３０をＭ側
に切換え、電源端子３２より入力された電源出力
を変調信号側の電圧−電流変換器２８に加えるこ
とによつて変調信号側の電圧−電流変換器２８の
方のみを動作させる。逆に回路をFM復調器とし
て使用する場合は、スイツチ３０をＤ側に切換
え、電源端子３２により入力された電源入力を誤
差電圧側の電圧−電流変換器２９に加え、誤差電
圧側の電圧−電流変換器の方のみを動作させる。
よつて電圧制御形発振器３１に入力される電流信
号は変調信号か、誤差信号かのいずれかが入力さ
れるわけで、電圧−電流変換器によつて２つの入
力信号が、電流信号の状態で切換えられることに
なる。
信号変換された誤差電圧信号とを、そのまま加算
して電流制御形発振器３１に入力する。ここで電
圧−電流変換器２８と電圧−電流変換器２９は同
時に動作することはなく、どちらか一方だけが動
作するようになつている。つまり本回路をFM変
調器として作用する場合は、スイツチ３０をＭ側
に切換え、電源端子３２より入力された電源出力
を変調信号側の電圧−電流変換器２８に加えるこ
とによつて変調信号側の電圧−電流変換器２８の
方のみを動作させる。逆に回路をFM復調器とし
て使用する場合は、スイツチ３０をＤ側に切換
え、電源端子３２により入力された電源入力を誤
差電圧側の電圧−電流変換器２９に加え、誤差電
圧側の電圧−電流変換器の方のみを動作させる。
よつて電圧制御形発振器３１に入力される電流信
号は変調信号か、誤差信号かのいずれかが入力さ
れるわけで、電圧−電流変換器によつて２つの入
力信号が、電流信号の状態で切換えられることに
なる。
以上のように、２つの信号を電流信号の状態で
切換えれば、電源電圧が低い場合でもダイナミツ
クレンジが充分にとれ、しかもクロストークや信
号切換時のDCリーク電流の変動等もほどんど発
生しない。
切換えれば、電源電圧が低い場合でもダイナミツ
クレンジが充分にとれ、しかもクロストークや信
号切換時のDCリーク電流の変動等もほどんど発
生しない。
なお、第４図の構成では、２つの電圧−電流変
換器２８，２９に加える電源入力を切換えること
によつて動作する側を切換えていたが、２つの電
圧−電流変換器２８，２９の基準バイアス電流源
をどちらか一方のみが動作するように切換えるこ
とによつて、２つの電圧−電流変換器２８，２９
の動作する側を切換えるようにしてもよい。また
スイツチ３０は電子スイツチを用いることも可能
である。
換器２８，２９に加える電源入力を切換えること
によつて動作する側を切換えていたが、２つの電
圧−電流変換器２８，２９の基準バイアス電流源
をどちらか一方のみが動作するように切換えるこ
とによつて、２つの電圧−電流変換器２８，２９
の動作する側を切換えるようにしてもよい。また
スイツチ３０は電子スイツチを用いることも可能
である。
第４図において３は、電流制御形発振器の発振
中心周波数を決定するためのバイアス電流調整用
の可変抵抗３である。またリミツタ８、位相比較
器９、ローパスフイルタ１０は、第１図の回路の
それと同じ動作を行なう。
中心周波数を決定するためのバイアス電流調整用
の可変抵抗３である。またリミツタ８、位相比較
器９、ローパスフイルタ１０は、第１図の回路の
それと同じ動作を行なう。
第２図は従来一般に使用されているVCO回路
の具体的な一例である。図に示した回路はエミツ
タ結合形マルチバイブレータ方式である。この回
路について簡単に説明する。この回路方式は無安
定マルチバイブレータを構成しており、トランジ
スタ１７とトランジスタ１８は常にどちらかが
ONの状態にある。トランジスタ２０とトランジ
スタ２１は制御端子２２より入力された制御電圧
Vdによつて決まる一定電流IOを流す作用をする。
なおトランジスタ２０のエミツタ抵抗２３とトラ
ンジスタ２１のエミツタ抵抗２４は同じ抵抗値に
しておきその抵抗値をREとするとIOはトランジス
タ内部のエミツタ抵抗成分を無視すれば次式で与
えられる。
の具体的な一例である。図に示した回路はエミツ
タ結合形マルチバイブレータ方式である。この回
路について簡単に説明する。この回路方式は無安
定マルチバイブレータを構成しており、トランジ
スタ１７とトランジスタ１８は常にどちらかが
ONの状態にある。トランジスタ２０とトランジ
スタ２１は制御端子２２より入力された制御電圧
Vdによつて決まる一定電流IOを流す作用をする。
なおトランジスタ２０のエミツタ抵抗２３とトラ
ンジスタ２１のエミツタ抵抗２４は同じ抵抗値に
しておきその抵抗値をREとするとIOはトランジス
タ内部のエミツタ抵抗成分を無視すれば次式で与
えられる。
IO＝Vd−VBE／RE ……(1)
（VBE：トランジスタのベース・エミツタ間電
圧） タイミングコンデンサ１９、は一定電流IOによ
つて充放電をくりかえす。その充放電時間ｔは、
タイミングコンデンサ１９の容量をCOとすると
次式で表わされる。
圧） タイミングコンデンサ１９、は一定電流IOによ
つて充放電をくりかえす。その充放電時間ｔは、
タイミングコンデンサ１９の容量をCOとすると
次式で表わされる。
ｔ＝2COVD／IO ……(2)
（VD：ダイオード１４，１５のON時のアノー
ド・カソード間電圧） よつて発振周波数fOは(1)，(2)式により fO＝１／2t＝IO／4COVD ……(3) ＝１／4COVD（Vd−VBE／RE） ……(4) で表わされる。４式の示すとおり発振周波数fOは
制御電圧Vdに比例したものとなる。なお発振出
力端子１６より得られる。
ド・カソード間電圧） よつて発振周波数fOは(1)，(2)式により fO＝１／2t＝IO／4COVD ……(3) ＝１／4COVD（Vd−VBE／RE） ……(4) で表わされる。４式の示すとおり発振周波数fOは
制御電圧Vdに比例したものとなる。なお発振出
力端子１６より得られる。
ところで(3)式で示されるように発振周波数fOは
トランジスタ２０及びトランジスタ２１のコレク
タ電流IOにも比例している。よつてこの電流IOを
直接制御するようにすれば、本回路は、電流制御
形発振器となりうる。
トランジスタ２０及びトランジスタ２１のコレク
タ電流IOにも比例している。よつてこの電流IOを
直接制御するようにすれば、本回路は、電流制御
形発振器となりうる。
第３図は、第２図に示したVCO回路を電流制
御形発振器に変更した回路の具体的な一例であ
る。
御形発振器に変更した回路の具体的な一例であ
る。
図においてトランジスタ２６は、トランジスタ
２０及びトランジスタ２１と特性ができる限り一
致するようなものを用い、またトランジスタ２０
のエミツタ抵抗２７の抵抗値は抵抗２３及び抵抗
２４と同じ抵抗値REにしておく。このように構
成すれば、トランジスタ２６とトランジスタ２
０，及びトランジスタ２６とトランジスタ２１は
ミラー回路を構成することになり、トランジスタ
２０のコレクタ電流と、トランジスタ２０及びト
ランジスタ２１のコレクタ電流とは、同電流量と
なる。よつて入力電流端子１７より入力された制
御電流Ｉは、タイミングコンデンサ１９を充放電
させる電流IOと等しくなるため、発振周波数fOは fO＝Ｉ／4COVD ……(5) となり入力制御電流Ｉに比例した周波数の発振出
力を得ることができる。
２０及びトランジスタ２１と特性ができる限り一
致するようなものを用い、またトランジスタ２０
のエミツタ抵抗２７の抵抗値は抵抗２３及び抵抗
２４と同じ抵抗値REにしておく。このように構
成すれば、トランジスタ２６とトランジスタ２
０，及びトランジスタ２６とトランジスタ２１は
ミラー回路を構成することになり、トランジスタ
２０のコレクタ電流と、トランジスタ２０及びト
ランジスタ２１のコレクタ電流とは、同電流量と
なる。よつて入力電流端子１７より入力された制
御電流Ｉは、タイミングコンデンサ１９を充放電
させる電流IOと等しくなるため、発振周波数fOは fO＝Ｉ／4COVD ……(5) となり入力制御電流Ｉに比例した周波数の発振出
力を得ることができる。
以上のようにして電流制御形発振器は、エミツ
タ結合形マルチバイブレータ方式のVCOを用い
ることによつて簡単に構成することができる。
タ結合形マルチバイブレータ方式のVCOを用い
ることによつて簡単に構成することができる。
第５図は電圧−電流変換回路の具体的な一例で
ある。図においてトランジスタ３６とトランジス
タ３７は、差動増幅器を構成している。またトラ
ンジスタ３８とトランジスタ３９はミラー回路に
よる定電流負荷となつている。図において電圧入
力端子３３より入力された電圧信号はトランジス
タ３６とトランジスタ３７の間で差動増幅され、
その増幅電流がトランジスタ３６とトランジスタ
３７のコレクタに流出入する。トランジスタ３７
のコレクタ電流はトランジスタ３９とトランジス
タ３８のミラー回路によつてトランジスタ３８の
コレクタ電流に伝達されるためのトランジスタ３
６とトランジスタ３８のコレクタ電流を加算した
電流が、電流出力端子３６より出力される。トラ
ンジスタ３６のエミツタ抵抗４２と、トランジス
タ３７のエミツタ抵抗４３の抵抗値を両方とも
Reとし、トランジスタのhfeが充分に大きく、ま
たトランジスタ内部のエミツタ抵抗分を無視でき
るとすると、出力電流ｉは入力電圧をｖとして次
式で表わされる。
ある。図においてトランジスタ３６とトランジス
タ３７は、差動増幅器を構成している。またトラ
ンジスタ３８とトランジスタ３９はミラー回路に
よる定電流負荷となつている。図において電圧入
力端子３３より入力された電圧信号はトランジス
タ３６とトランジスタ３７の間で差動増幅され、
その増幅電流がトランジスタ３６とトランジスタ
３７のコレクタに流出入する。トランジスタ３７
のコレクタ電流はトランジスタ３９とトランジス
タ３８のミラー回路によつてトランジスタ３８の
コレクタ電流に伝達されるためのトランジスタ３
６とトランジスタ３８のコレクタ電流を加算した
電流が、電流出力端子３６より出力される。トラ
ンジスタ３６のエミツタ抵抗４２と、トランジス
タ３７のエミツタ抵抗４３の抵抗値を両方とも
Reとし、トランジスタのhfeが充分に大きく、ま
たトランジスタ内部のエミツタ抵抗分を無視でき
るとすると、出力電流ｉは入力電圧をｖとして次
式で表わされる。
ｉ＝ｖ／Re ……(6)
以上のように電圧−電流変換回路は比較的簡単
な回路で構成することが可能である。
な回路で構成することが可能である。
なお第５図において３５は、この電圧−電流変
換回路の電源入力端子であり、またトランジスタ
４０は、基準バイアス電流発生用のトランジスタ
であつて５０は、基準バイアス電圧入力端子であ
る。この電圧−電流変換回路の動作のON、OFF
を制御するには、電源入力端子３５に加える電源
をON、OFFするか、あるいは、基準バイアス電
圧入力端子に加えるバイアス電圧をON、OFFす
ればよい。
換回路の電源入力端子であり、またトランジスタ
４０は、基準バイアス電流発生用のトランジスタ
であつて５０は、基準バイアス電圧入力端子であ
る。この電圧−電流変換回路の動作のON、OFF
を制御するには、電源入力端子３５に加える電源
をON、OFFするか、あるいは、基準バイアス電
圧入力端子に加えるバイアス電圧をON、OFFす
ればよい。
上記のような、電圧−電流変換器を２個用い
て、その出力電流信号を混合し、その混合電流信
号を電流制御形発振器に入力すれば本発明の具体
的な構成が実現できる。
て、その出力電流信号を混合し、その混合電流信
号を電流制御形発振器に入力すれば本発明の具体
的な構成が実現できる。
なお２つの電圧−電流変換器の出力電流信号を
混合する場合、その信号が電流状態であるため、
特別な加算器とか、混合器は必要なく、電圧−電
流変換器の出力電流端子（第５図−３４）を直接
結合し、FM中心周波数を決定するバイアス電流
を供給する回路（第４図−３）を結合して電流制
御形発振器の入力端子（第３図−１７）に接続す
るだけでよい。
混合する場合、その信号が電流状態であるため、
特別な加算器とか、混合器は必要なく、電圧−電
流変換器の出力電流端子（第５図−３４）を直接
結合し、FM中心周波数を決定するバイアス電流
を供給する回路（第４図−３）を結合して電流制
御形発振器の入力端子（第３図−１７）に接続す
るだけでよい。
以上説明したように、電流制御形発振器、及び
電圧−電流変換器は比較的簡単な回路で構成で
き、これらを用いて、VCOの入力信号を電流信
号としてスイツチするようにすれば、非常に高性
能なFM変調器とFM復調器を１つのVCOで構成
することができる。
電圧−電流変換器は比較的簡単な回路で構成で
き、これらを用いて、VCOの入力信号を電流信
号としてスイツチするようにすれば、非常に高性
能なFM変調器とFM復調器を１つのVCOで構成
することができる。
発明の効果
このようにして、本発明は、比較的簡単な回路
構成でFM変復調器を１個のVCOで構成でき、し
かも、取扱える信号のダイナミツクレンジが大き
い、変調信号の中心周波数ドリフトが少ない等の
高い性能を持ち、しかも機械的スイツチ等を用い
ていないためIC化も可能である等、非常に多く
の利点をもつているものである。
構成でFM変復調器を１個のVCOで構成でき、し
かも、取扱える信号のダイナミツクレンジが大き
い、変調信号の中心周波数ドリフトが少ない等の
高い性能を持ち、しかも機械的スイツチ等を用い
ていないためIC化も可能である等、非常に多く
の利点をもつているものである。
第１図は従来のFM変復調回路の一例を示すブ
ロツク図、第２図は従来のVCO回路の具体的な
一例を示す電気回路図、第３図は電流制御形発振
器の具体的な一例を示す電気回路図、第４図は本
発明の電流制御形発振器の具体的な構成図の一例
を示すブロツク図、第５図は本発明における電圧
−電流変換器の具体的な一例を示す電気回路図で
ある。 １……変調信号入力端子、４……スイツチ、５
……VCO、６……FM変調信号出力端子、７……
FM変調信号入力端子、８……リミツタ回路、９
……位相比較器、１０……ローパスフイルタ、１
４，１５……ダイオード、１７，１８，２０，２
１，２６，３６，３７，３８，３９……トランジ
スタ、２８，２９……電圧−電流変換器、３１…
…電流制御形発振器、３０……スイツチ。
ロツク図、第２図は従来のVCO回路の具体的な
一例を示す電気回路図、第３図は電流制御形発振
器の具体的な一例を示す電気回路図、第４図は本
発明の電流制御形発振器の具体的な構成図の一例
を示すブロツク図、第５図は本発明における電圧
−電流変換器の具体的な一例を示す電気回路図で
ある。 １……変調信号入力端子、４……スイツチ、５
……VCO、６……FM変調信号出力端子、７……
FM変調信号入力端子、８……リミツタ回路、９
……位相比較器、１０……ローパスフイルタ、１
４，１５……ダイオード、１７，１８，２０，２
１，２６，３６，３７，３８，３９……トランジ
スタ、２８，２９……電圧−電流変換器、３１…
…電流制御形発振器、３０……スイツチ。
Claims (1)
- １ 第１の電圧信号を第１の電圧−電流変換器に
よつて第１の電流信号に交換する第１の手段と、
第２の電圧信号を第２の電圧−電流変換器によつ
て第２の電流信号に変換する第２の手段と、前記
第１の手段によつて得られた第１の電流信号と、
前記第２の手段によつて得られた第２の電流信号
とを加算する第３の手段と、前記第３の手段によ
つて得られた加算電流信号で電流制御形発振器を
駆動する第４の手段と、第１の電圧−電流変換器
と第２の電圧−電流変換器のいずれか一方が動作
するように制御する第５の手段との少なくとも５
つの手段を備えていることを特徴とした入力切換
器付電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59005015A JPS60148203A (ja) | 1984-01-13 | 1984-01-13 | 入力切換器付電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59005015A JPS60148203A (ja) | 1984-01-13 | 1984-01-13 | 入力切換器付電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60148203A JPS60148203A (ja) | 1985-08-05 |
| JPH0411052B2 true JPH0411052B2 (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=11599698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59005015A Granted JPS60148203A (ja) | 1984-01-13 | 1984-01-13 | 入力切換器付電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60148203A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2553692B2 (ja) * | 1989-03-03 | 1996-11-13 | 株式会社日立製作所 | クロック発生装置及び周波数ー電流変換回路 |
| JP2008103888A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Niigata Seimitsu Kk | 電圧制御発振回路 |
-
1984
- 1984-01-13 JP JP59005015A patent/JPS60148203A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60148203A (ja) | 1985-08-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3452289A (en) | Differential amplifier circuits | |
| US4663594A (en) | Electronic phase shifter circuit and method | |
| EP0344495B1 (en) | Phase detector | |
| EP0079097A1 (en) | Auto-tuned frequency discriminator | |
| KR0146287B1 (ko) | 단안정 멀티 바이브레이터 | |
| US4638180A (en) | Frequency divider circuits | |
| US6549590B2 (en) | Current-controlled carrier tracking filter for improved spurious signal suppression | |
| US4714900A (en) | Current output circuit having well-balanced output currents of opposite polarities | |
| JPH0352258B2 (ja) | ||
| US3904989A (en) | Voltage controlled emitter-coupled multivibrator with temperature compensation | |
| US5357220A (en) | Emitter-coupled oscillator with differential switching control | |
| WO1982002293A1 (en) | Linear full wave rectifier circuit | |
| US4928068A (en) | FM demodulator | |
| US4468636A (en) | Low temperature coefficient wide band-width voltage controlled oscillator | |
| JPS60148203A (ja) | 入力切換器付電圧制御発振器 | |
| US4928054A (en) | Switch mode electrical power controller | |
| JPH07212128A (ja) | 発振回路 | |
| US4855688A (en) | Multiple reference frequency generator | |
| JPH0671190B2 (ja) | 集積可変容量性リアクタンス回路 | |
| EP0286384B1 (en) | Switch mode electrical power controller | |
| JPS6328521B2 (ja) | ||
| JP2573172B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH0974317A (ja) | ミキサ回路 | |
| KR940000698B1 (ko) | 평형 차동 부하회로 | |
| JP2000224027A (ja) | Ｐｌｌ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |