JPH0411054B2 - - Google Patents
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- JPH0411054B2 JPH0411054B2 JP58139019A JP13901983A JPH0411054B2 JP H0411054 B2 JPH0411054 B2 JP H0411054B2 JP 58139019 A JP58139019 A JP 58139019A JP 13901983 A JP13901983 A JP 13901983A JP H0411054 B2 JPH0411054 B2 JP H0411054B2
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
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- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
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- G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
- G06T—IMAGE DATA PROCESSING OR GENERATION, IN GENERAL
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Description
本発明は音声信号等の帯域圧縮技術の一つであ
る適応差分PCM（ADPCM）符号化、復号化に関
する。 従来の適応差分PCM符号化・復号化方法に関
しては1980年４月IEEE発行の“Proceedings of
IEEE”488頁〜525頁に詳しく、また、伝送路ビ
ツト誤りに強い特性を持たせた適応差分PCM符
号化・復号化に関しては1982年５月IEEE発行の
“Proceedings of ICASSP”82”960頁〜963頁に
詳しい。以下前記第２の文献に基づいて従来技術
を述べる。 第１図は従来の適応差分PCM符号化及び復号
化方法を示したもので、入力信号端子１、減算器
２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５、予測
器６および符号出力端子７からなる適応差分
PCM符号化器と、符号入力端子８、逆量子化器
９、加算器１０、予測器１１および出力端子１２
からなる適応差分PCM復号化器を示している。 量子化器３は入力信号がＭビツト長で表示され
ている場合、出力信号としてＭより小さいＮビツ
ト長出力信号を得る回路で、入力信号を2N−１個
の閾値を用いて判定し、判定結果をＮビツトで出
力するものである。つまり、ある標本時刻ｊでの
量子化幅を△ｊ、この時の入力信号xjが nj・△jxj＜（nj＋１）・△j， njｅ｛０，±１，±２，……±（2m-1−１） −2N-1｝，｝ (1) Ｎ：割当量子化ビツト数 であれば、出力信号はnjであり、次の標本時刻
（ｊ＋１）での量子化幅△j+1は量子化器入力信号
レベルに応じて次式を用いて圧伸させる。 △j+1＝△〓j・Ｍ（nj） (2) ただし、ここでＭ（nj）はnjにより一意的に定
まる乗数であり、8kHzで標本化された音声信号
を４ビツト（Ｎ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。以下△jを量子化
ステツプサイズ係数と呼ぶ。
る適応差分PCM（ADPCM）符号化、復号化に関
する。 従来の適応差分PCM符号化・復号化方法に関
しては1980年４月IEEE発行の“Proceedings of
IEEE”488頁〜525頁に詳しく、また、伝送路ビ
ツト誤りに強い特性を持たせた適応差分PCM符
号化・復号化に関しては1982年５月IEEE発行の
“Proceedings of ICASSP”82”960頁〜963頁に
詳しい。以下前記第２の文献に基づいて従来技術
を述べる。 第１図は従来の適応差分PCM符号化及び復号
化方法を示したもので、入力信号端子１、減算器
２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５、予測
器６および符号出力端子７からなる適応差分
PCM符号化器と、符号入力端子８、逆量子化器
９、加算器１０、予測器１１および出力端子１２
からなる適応差分PCM復号化器を示している。 量子化器３は入力信号がＭビツト長で表示され
ている場合、出力信号としてＭより小さいＮビツ
ト長出力信号を得る回路で、入力信号を2N−１個
の閾値を用いて判定し、判定結果をＮビツトで出
力するものである。つまり、ある標本時刻ｊでの
量子化幅を△ｊ、この時の入力信号xjが nj・△jxj＜（nj＋１）・△j， njｅ｛０，±１，±２，……±（2m-1−１） −2N-1｝，｝ (1) Ｎ：割当量子化ビツト数 であれば、出力信号はnjであり、次の標本時刻
（ｊ＋１）での量子化幅△j+1は量子化器入力信号
レベルに応じて次式を用いて圧伸させる。 △j+1＝△〓j・Ｍ（nj） (2) ただし、ここでＭ（nj）はnjにより一意的に定
まる乗数であり、8kHzで標本化された音声信号
を４ビツト（Ｎ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。以下△jを量子化
ステツプサイズ係数と呼ぶ。
【表】
式(2)においてβは１より小さい正定数に定めて
おけば、予測器が時不変フイルタである限りは△
〓jの演算が過去の量子化幅をリークさせる作用が
あるため伝送路ビツト誤りに対して強くなる事が
知られており、詳しくは1975年IEEE発行の
「Transactions on Communications」第1362頁
〜第1365頁を参照されたい。逆量子化器４及び９
は前記量子化器３のＮビツト出力信号、および伝
送されて来たＮビツト量子化器出力信号が入力さ
れると、前記閾値に対してＭビツトの再生入力信
号を出力するもので xj＝nj△j＋0.5△j (3) により伝送信号を逆量子化する。予測器６および
１１の伝達関数は同一で、これをＰ（Ｚ）とする
と、 Ｐ（Ｚ）＝k 〓i=1 aj iZ-i (4) となる。ここで｛aj i｜ｉ＝１、…、ｋ｝は時刻ｊ
の予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測器
入力信号をx^j、逆量子化器出力信号をe^jとすれ
ば、e^j 2を最小とする様に各係数を変化させる。
つまり、各係数は aj+1 i＝（１−δ）aj i＋ｇ・e^j・x^j-i (5) として時々刻々変化するものである。ここでδ及
びｇは１より小の正定数である。 以下第１図に従つて従来の適応差分PCM符号
化、復号化方法を述べる。時刻ｊにおける入力信
号標本値xjが端子１から適応差分PCM符号化器
に入力されると、減算器２により入力信号xjと予
測器６の出力信号x^jの差が計算され、誤差信号ej
として量子化器３へ入力される。量子化器３は前
述した様にejをＮビツトの符号njに変換し、端子
７から出力されると同時に逆量子化器４へ入力さ
れる。逆量子化器４ではnjよりＭビツトの誤差信
号e^jを再生する。再生された誤差信号e^jと予測器
６の出力x^jは加算器５により加え合せられ局部復
号信号x^jを再生する。 この後、量子化器３、逆量子化器４の量子化幅
及び予測器６の係数は前述した様に次の入力信号
の符号化を行なうために修正される。前述したよ
うに予測器の係数修正は誤差信号e^jのパワー、つ
まりe^2 jを最小化する様に修正されるため、ej信号
はxj信号に比べダイナミツク・レンジが小さくな
り、同一ビツトで符号化する事を考えれば小さく
なつた分だけ量子化器３によつて発生する誤差も
小さくなり、制度よく符号化できる事になる。 一方従来形の復号器では、受信された量子化符
号njが端子８から入力され、逆量子化器９により
再生誤差信号e^jを再生する。このe^jと予測器１１
の出力x^jは加算器１０により加算されx^jを合成し
て、出力端子１２へ出力し、かつ予測器１１へ次
の標本時刻の予測を行なうために加える。復号器
側でも量子化符号njもしくは誤差信号e^jより、逆
量子化器の量子化幅を時々刻々変化させ、かつx^j
とx^jの差、つまり、e^jのパワーを最小化する様に
予測器１１の係数を変化させる。 符号化器と復号化器では、逆量子化器４，９お
よび予測器６，１１の内部状態が一致しておれ
ば、符号化器／復号化器のe^j、x^j、x^jの値は一致
する。このため符号器と復号器が距離的に離れて
設けられていても端子１に加わる入力信号xjと端
子１２から出力されるx^jはほとんど同一の値を取
ることになる。ところで、符号器の端子７から復
号器の端子８までの間は伝送路となるが、伝送路
には熱雑音等によりビツト誤りが発生する可能性
がある。この場合復号器が不安定状態に陥つて復
帰できない事が多い。これは以下の様に説明でき
る。 復号器の逆量子化器９の出力e^jより出力端子１
２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）を、予測器１１の伝達
関数として式(4)を用いて求めると、 となる。aj iは前述した様にe^jより計算される値で
あり、伝送路ビツト誤りが発生すると復号化器の
予測器の予測係数の修正値は符号化器の予測器の
予測係数とは異なる値となる。式(6)は予測係数に
より決定される極をＫ個持つており、上記の伝送
路ビツト誤りの結果極の位置がＺ平面上で単位円
外に出てしまうことがある。この様な状況になる
と復号器は発振状態となり、再び正しい動作には
もどれない。（前記第２の文献参照） 前記第２の文献ではこの不安定状態を除くた
め、式(6)を以下の様に式展開して、適応的に動く
極を除いた伝達関数を持つ適応差分PCM符号化
及び復号化器を実現した。 ここで係数｛a^i｝は固定定数であり｛bj i｝が適
応係数である。（１＋k 〓i=1 bj iZ-i）の項は式(6)を（１
−M 〓i=1 a^iZ-i）で割つた答を（Ｍ＋１）項でうち切
つたものである。固定係数｛a^i｝を音声の平均的
な性質にあつた値に選べば上記のうち切り誤差も
小さく、符号化品質の劣化はほとんどない。ここ
で、音声の平均的は性質にあつた固定係数｛a^j｝
の求め方は、前記第１の文献の498頁に詳しい。 式(7)に基づいた従来方式の適応差分PCM符号
化及び復号化回路を第２図に示す。第２図は入力
端子１、減算器２１，２２、量子化器３、逆量子
化器４、加算器５１，５２、適応フイルタ６１、
固定フイルタ６２、出力端子７からなる符号器
と、入力端子８、逆量子化器９、加算器１０１，
１０２、適応フイルタ１１１、固定フイルタ１１
２、出力端子１２からなる復号器からなる。固定
フイルタ６２および１１２は、式(4)で使用された
固定予測係数｛a^j｝を用いて以下の伝送関数を持
つ。 P2（Ｚ）＝k 〓i=1 a^iZ-i (8) また、適応フイルタ６１，１１１は以下の伝送
関数を持つ。 P1（Ｚ）＝M 〓i=1 bj iZ-i (9) ただし、適応係数は各々以下の様に修正され、
これはej信号のパワーを最小化する方向に修正さ
れる事が第２の文献に述べられている。 bj+1 i＝（１−δ）bj i＋ge^j-1e^j (10) いま、端子１から入力信号xjが入力されると、
減算器２１で固定フイルタ６２の出力x^jと差が取
られyjとなり、減算器２２へ入力される。減算器
２２ではyjから適応フイルタの出力y^jを減算し、
量子化器３に加えられる。量子化器３はejを量子
化し、符号njを出力端子７から出力するとともに
逆量子化器４に加えられ、量子化された誤差信号
e^jを得る。e^jは適応フイルタ６１に入力され、次
の標本時刻でのフイルタ誤算に使用されるととも
に、適応フイルタ６１の出力y^jを加算器５１によ
り加えられ、y^jとして加算器５２へ伝えられる。
加算器５２ではy^jとx^jが加算され入力信号xjの量
子化信号x^jを再生し、次の標本時刻でのフイルタ
演算に使用される。このため、固定フイルタ６２
の出力が入力信号の平均的なふるまいに適したも
のであれば第１の誤差信号yjの振幅レベルが減少
し、この信号から適応フイルタ６１の出力を減じ
られた第２の誤差信号ejはさらにレベルの低い信
号となる。一般的に言つて第１図の適応予測器
６、は再生量子化入力値から次の入力信号値を予
測するのに対して、第２図の適応フイルタ６１
は、誤差信号から次の入力信号を予測することに
なり能力的には第２図の適応フイルタ６１の方が
低いが、固定フイルタ６２が平均的な入力信号の
性質に関する信号を発生しているため、第２図の
符号化器も全体としては第１図の符号器と比べ遜
色ない符号化が可能である。 次に第２図の復号化器の動作を説明する。入力
端子８から量子化符号が入力されると逆量子化器
９は量子化された誤差信号e^jを再生し、適応フイ
ルタ１１１に入力し、次の標本時刻の適応フイル
タ演算に用い、かつ、加算器１０１により適応フ
イルタ１１１の出力y^jと加算されy^jを再生する。
y^jは固定フイルタ１１２の出力x^jと加算器１０２
により加算され量子化された符号器側入力信号x^j
を再生し、出力端子１２及び固定フイルタ１１２
へ供給される。適応フイルタ１１１と固定フイル
タ１１２の伝達関数Ｐ１（Ｚ）及びＰ２（Ｚ）は
式(8)および式(9)に示す通りであり、逆量子化器９
の出力から出力端子１２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）
は Ｄ（Ｚ）＝１＋P1（Ｚ）／１−P2（Ｚ）（11） となるため、式(7)と一致し、適応的に動く極をＺ
平面上で持たないため、伝送路ビツト誤りが発生
しても安定な動作を期待できる。 以上の様に第１図に示す従来方式や第２図に示
す改良型従来方式において、正確な符号化復号化
が実行できる前提となつているものは、符号器及
び復号器間の内部状態（例えば予測係数や予測器
に蓄えられたデータ、および量子化ステツプサイ
ズ係数等）が例え異なつていても充分な時間をか
ければ自然に一致するという事である。この効果
は適応量子化アルゴリズムで採用した式(2)のβ乗
演算と、適応予測アルゴリズムで採用した式(5)も
しくは式(10)における（１−δ）倍の演算により期
待されるものである。事実、これらの演算により
大きな内部状態の異なりは急速に小さくなる。し
かし、第１図の方式では復号器側適応予測器１１
が、第２図の方式では符号器側適応予測フイルタ
６１が巡回構造を持つため、符号器／復号器間の
内部状態、持に前述した適応予測器や適応フイル
タの係数に不一致が発生した場合、巡回構造を持
つことからこの不一致が完全に解消するまでには
長時間必要となる。内部状態の一致に長時間かか
る理由をまとめると適応量子化と適応予測が相
互に影響し合うため、適応予測を行なう適応フ
イルタの次数が高く、適応係数が多いためであ
る。特に、この様な完全なる内部状態の一致が厳
しく必要とされるのはADPCM入力信号が
CCITTのG.712勧告に基づく非線形PCM信号の
場合でかつ、出力を非線形PCMとし、さらに
ADPCM符号化と非線形PCM符号化をくり返す
いわゆるADPCM／PCMの多段変換において、
多段変換による信号の劣化をなくする技術を実現
する場合で、この様な技術については
Proceedings of 1979ISCAS P969−P970に記載
の“Ａ Low Noise ADPCM−Log PCM
Code Converler”に詳しいが、ADPCM符号／
復号器間の内部状態がすべて一致することを前提
にしており、この様な内部状態の一致をすばやく
実現する技術が望まれる。 本発明の目的は、この様なADPCM符号器及び
復号器の内部状態をすみやかに一致させる
ADPCM符号器及び復号器を提供することにあ
る。 本発明の他の目的は、前述したADPCM／
PCMの多段変換時の変換劣化を無くする技術を
容易に実現することにある。 本発明によれば標本化されデイジタル化された
入力信号から符号化側適応予測信号を引いた残差
信号を適応的に量子化し、適応量子化符号を送信
するとともに符号化側適応量子化残差信号を発生
し、前記符号化側適応量子化残差信号及び前記符
号化側適応予測信号から次の標本時刻での符号化
側予測信号を適応的に発生する符号化側と、前記
ADPCM符号器から送信された前記適応量子化符
号を受信し、前記適応量子化符号より復号化側適
応量子化残差信号を発生し、前記復号化側適応量
子化残差信号及び復号化側適応予測信号より適応
的に量子化されたADPCM符号器側入力信号を再
生するとともに、前記復号化側適応量子化残差信
号及び前記復号化側適応予測信号より次の標本時
刻における復号化側予測信号を適応的に発生する
復号化側とからなるADPCM符号化方式におい
て、前記ADPCM符号器入力信号の変動に関与す
る信号のエネルギーを検出する符号化側エネルギ
ー検出手段と、前記入力信号のエネルギーを復号
化側において検出する復号化側エネルギー検出手
段と、前記符号化側エネルギー検出手段からの信
号により前記符号化側適応予測信号を抑圧する符
号化側予測禁止手段と、前記復号化側エネルギー
検出手段からの信号により前記復号化側適応予測
信号を抑圧する復号化側予測禁止手段を各々の前
記ADPCM符号器および前記ADPCM復号器に追
加し、前記ADPCM符号器入力信号のエネルギー
が小さいと判断された時は予測信号を用いずに符
号化を行なう事を特徴とする。また本発明によれ
ば標本化された入力信号と符号器側予測器の出力
信号の差を適応的に定める符号器側量子化幅に応
じて量子化し量子化符号を出力する量子化器と、
前記量子化符号から量子化された差信号を復元す
る符号器側逆量子化器と、前記符号器側逆量子化
器の出力信号と前記符号器側予測器の出力信号を
加算して局部復号信号を得る加算器と、前記加算
器の出力より次の標本時刻で用いる符号側予測値
を発生する符号器側予測器からなるADPCM符号
器と、前記ADPCM符号化回路の前記量子化符号
より適応的に定める復号器側量子化幅に応じて量
子化された差信号を復元する復号器側逆量子化器
と、前記復号器側逆量子化器出力と復号器側予測
器出力を加え復号信号を得る加算器と、前記復号
信号より次の標本時刻で用いる復号器側予測値を
発生する復号器側予測器からなるADPCM復号器
とから構成されるADPCM符号化復号化回路にお
いて、ADPCM符号器への入力信号エネルギーを
検出する符号器側エネルギー検出回路と、前記符
号器側エネルギー検出回路出力を予め定められた
値と比較する符号器側比較回路と、前記符号器側
比較回路出力が前記予め定められた値より前記符
号器側エネルギー検出回路出力の方が小さい事を
示した場合に前記符号器側予測器出力をゼロにす
る符号器側予測禁止回路を前記ADPCM符号器に
追加し、かつ、前記ADPCM符号器への入力信号
エネルギーを検出する復号器側エネルギー検出回
路と、前記復号器側エネルギー検出回路出力を前
記予め定められた値と比較する復号器側比較回路
と、前記復号器側比較回路出力が前記予め定めら
れた値より前記復号器側エネルギー検出回路出力
の方が小さい事を示した場合に前記復号側予測器
出力をゼロにする復号器側予測禁止回路を前記
ADPCM復号器に追加し、ADPCM符号器への入
力信号が低いエネルギーしか持たない時には
ADPCM符号器及びADPCM復号器の各々の予測
器出力を抑圧する事を特徴とする予測停止
ADPCM符号化復号化回路が得られる。 本発明の原理は音声信号等に存在する無音区間
を検出し、無音区内では入力信号を適応量子化器
のみで符号化することにより、符号化器及び復号
化器の適応基準となるADPCM符号に出力信号と
しても小さいことが予想できる予測器の出力を関
与させない事で、高速に符号化器及び復号化器の
内部状態を一致させることにある。あるいは（前
記方法では予測器の内部状態は自動的に一致する
ことを期待した）さらに積極的に、無音区間では
入力信号を適応量子化器のみで符号化すると同時
に予測に関するフイルター類の内部状態をリセツ
トする事により、符号化器及び復号化器の内部状
態の一致が単に適応量子化器の内部状態の一致の
みになる様にし、高速化を図ることにある。つま
り、内部状態の一致に長時間必要とする前記原因
のうち第１の量子化器と予測器の相互影響を断
ち、内部状態の一致に予測器の影響が出ないよう
にさせることにある。 以下本発明の回路の一実施例を第３図を用いて
説明する。第３図は入力端子１、減算器２１，２
２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５１，５
２、適応フイルタ６１、固定フイルタ６２、エネ
ルギー計算回路２００、比較器２０１、ゲート回
路２０２，２０３、固定値入力端子２０４、出力
端子７からなる符号器と、入力端子８、逆量子化
器９、加算器１０１，１０２適応フイルタ１１
１、固定フイルタ１１２、エネルギー計算回路３
００、比較器３０１、ゲート回路３０２，３０
３、固定値入力端子３０４、出力端子１２からな
る復号器より構成されている。第３図のうち、入
力端子１、減算回路２１，２２、量子化器３、逆
量子化器４、加算器５１，５２、適応フイルタ６
１、固定フイルタ６２、出力端子７および入力端
子８、逆量子化器９、加算器１０１，１０２、適
応フイルタ１１１、固定フイルタ１１２、出力端
子１２の各部分は第２図と同一である。またエネ
ルギー計算回路２００，３００の詳細については
後述する。いま符号器と復号器側内部状態が完全
に一致しており符号器側入力端子１に高エネルギ
ー信号（例えば音声の有音区間）が入力され、か
つ、ゲート２０２，２０３が開の場合を考える
と、第３図の新しい符号器は第２図と等価となり
従来の説明の部分で述べた様に加算器５２の出力
にはこの入力信号を量子化した局部復号信号が得
られている。エネルギー計算回路２００は加算器
５２の局部復号信号より入力信号のエネルギーを
計算し、出力する。比較器２０１はエネルギー計
算回路出力の方が端子２０４から加えられた予め
定められた値より大きい時“Ｈ”信号をゲート回
路２０２，２０３に伝える。ゲート回路２０２，
２０３は比較器２０１からの“Ｈ”信号により開
となつて、次の標本時刻においても適応フイルタ
６１と固定フイルタ６２の出力を減算器２２およ
び２１へ各々伝える。同様に復号器側も符号器側
と内部状態が完全に一致しているため、出力端子
１２に得られる復号信号は加算器５２の出力信号
である局部復号信号と一致し、この信号がエネル
ギー計算回路３００へ入力され、エネルギーを計
算し、出力する。比較回路３０１、ゲート回路３
０２，３０３も符号器側と同じ動作を行なうた
め、復号器側も次の標本時刻においても適応フイ
ルタ１１１及び固定フイルタ１１２の出力を各々
加算器１０１，１０２各々伝える。いま、この様
な状況で伝送路ビツト・エラーが発生したとす
る。この場合、従来のADPCMの説明の部分でも
述べた様に復号器自身の動作は不安定にはならな
いが、適応逆量子化器９の量子化ステツプサイズ
係数、適応フイルタ１１１の適応係数及び内部デ
ータ、固定フイルタ１１２の内部データは式(2)お
よび(10)に基づいて修正されるが受信ADPCM符号
が送信符号と異なるため、各々適応量子化器３お
よび適応逆量子化器４の量子化ステツプサイズ係
数、適応フイルタ６１の適応係数及び内部デー
タ、固定フイルタ６２の内部データと少しづつ異
なる。よつてエネルギー計算回路２００および３
００の出力も少しづつ異なりが発生する。しか
し、この様な場合でも端子１にに加えられた信号
が大きなエネルギーを有する場合は、エネルギー
計算回路２００および３００の出力は充分大きい
と考えられ比較回路２０１，３０１はいずれもゲ
ート回路２０２，２０３，３０２，３０３を開と
する信号“Ｈ”を出力する。このため、この様な
場合は第２図に示す従来のADPCMと同様で符号
器と復号器間の内部状態は近い状態にあるものの
完全に内部状態が一致するまでには長時間を必要
とする。いま入力信号は音声信号を考えているた
め、この様な信号には必ず音声のポーズ（無音）
区間が存在する。以下この様な区間を考える。エ
ネルギー計算回路２００および３００の内部状態
は異なるものの無音区間入力信号に対してはこれ
等の回路への入力信号である局部復号信号及び復
号信号も小さくなるためいずれも出力信号値は小
さくなる。いま、エネルギー計算回路２００の出
力が端子２０４に加えられた値より小さくなつた
場合を考えると比較回路２０１は“Ｌ”を出力
し、ゲート回路２０２，２０３を閉じることとな
り次の標本時刻では減算器２１，２２へゼロを伝
える。よつて、端子１からの入力信号はそのまま
適応量子化器３に伝えられ符号化されることにな
る。一方復号器側のエネルギー計算回路３００
は、符号器側エネルギー計算回路２００と内部状
態が異なるため、この時点では比較回路３０１へ
“Ｈ”を出力する信号を加えるとする。このため、
次の標本時刻でのゲート３０２，３０３は開とな
り加算器１０１，１０２へ適応フイルタ１１１の
出力信号および固定フイルタ１１２の出力信号を
伝えている。よつて次の標本時刻では前述した符
号器側で端子１に加えられた入力信号をそのまま
の値で適応量子化された符号は、復号器側の入力
端子８に加えられ逆適応量子化器９により量子化
された残差信号となりこの信号を加算器１０１へ
伝える。加算器１０１では前述した様に適応フイ
ルタ１１１の出力がゲート３０３を介して前記残
差信号に加えられ、加算器１０２へ伝えられる。
さらに加算器１０２では固定フイルタ１１２の出
力がゲート３０２を介して加えられ出力端子１２
に復号信号を与えるため、端子１に加わつた信号
を比べると適応フイルタ１１１及び固定フイルタ
１１２の出力信号分誤差が増大する。 しかしながら、この様な状況では端子１に加え
られた入力信号は無音区間となつているため、予
測を行なつている適応フイルタ１１１及び固定フ
イルタ１１２の出力はいずれも小さいことが期待
できる。この場合、符号器側エネルギー計算回路
２００には量子化符号を逆適応量子化器４で量子
化された残差信号つまり量子化された入力信号が
加算器５１及び５２により固定フイルタ６１及び
適応フイルタ６２の出力をゲート回路２０２，２
０３によりゼロとしたものを加算して得られる局
部信号が入力されまた復号器側エネルギー計算回
路３００には前述した復号信号が入力される。し
かし、前述した様に局部復号信号と復号信号の差
は小さいと考えるため、エネルギー計算回路３０
０の出力は無音区間が続く限り小さくなつて行く
と考えられる。端子１に加えられる信号が無音区
間となる時刻は充分に長いと考えられるため、次
標本時刻後には復号器側エネルギー計算回路３０
０も出力レベルが充分に小さくなり、比較器３０
１も“Ｌ”信号を出力し、ゲート３０２，３０３
を閉の状態にする。以下符号器側、復号器側双方
でゲート回路２０２，２０３，３０２，３０３が
閉となつた場合について説明する。符号器側は前
述した通り、端子１に加えられた信号は減算器２
１，２２でゲート回路２０３，２０２が閉となつ
たことによりゼロを差し引かれ、量子化器３によ
り符号化され、端子７より出力される。この符号
化信号はまた、逆量子化器４により量子化された
入力信号となり、加算器５１，５２ではゲート回
路２０２，２０３が閉であるためゼロが加えら
れ、エネルギー計算回路２００に入力される。同
様に復号器側では端子８に加えられた入力信号は
逆量子化器９により量子化された端子１の信号が
得られ、加算器１０１，１０２ではゲート回路３
０２，３０３が閉となつたためゼロが加算され、
端子１２に復号信号を出力すると同時にエネルギ
ー計算回路３００へ入力される。この状況では
各々のエネルギー計算回路２００及び３００に入
力される局部復号もしくは復号信号は逆量子化器
４および９の内部状態のみにより定まり、この内
部状態は量子化器３により生成されるADPCMに
のみ依存する。さらに、適応量子化に関する符号
化器と復号化器間の内部状態の一致は式(2)のβ乗
により保証される。つまり、この状態で復号器を
特徴づける内部状態は量子化ステツプサイズのみ
となり、かつ、それ等は式(2)により内部状態の一
致が時間とともに得られることが保証されてい
る。実際には予測用の固定フイルタ６２および１
１２の内部状態及び適応フイルタ６１及び１１１
の内部状態が一致する必要があるが、適応フイル
タの係数はゲート回路２０２，２０３，３０２，
３０３により予測フイルタ出力の影響が無視でき
る場合にはADPCM符号から逆適応量子化器４及
び９により生成される残差信号のみから定められ
るため、上記の様に符号器と復号器間での量子化
ステツプサイズが一致すると自動的に一致する。
また、適応フイルタ６１及び１１１、固定フイル
タ６２及び１１２の入力信号もゲート回路２０
２，２０３，３０２，３０３が閉となるため、逆
量子化器４及び９の出力信号となり逆量子化器４
及び９の内部状態が一致すればこれ等の内部状態
も自動的に一致する。さらにエネルギー計算回路
２００及び３００にも逆量子化器４及び９の出力
信号が加えられており、このため、エネルギー計
算回路２００及び３００の内部状態もやがては一
致する。このため、端子１に有音区間の信号が加
わり始めるとエネルギー計算回路２００及び３０
０の入力信号である局部復号信号及び復号信号の
エネルギーが大きくなり、比較器２０１，３０１
に同時に“Ｈ”を出力させる様になる。この時、
ゲート２０２，２０３，３０２，３０３は同時に
閉となるため、以降は第２図に示す従来方式と同
じ特性の符号化が可能となる。第４図は第３図で
使用されたエネルギー計算回路２００及び３００
の一例である。第４図は入力端子４００，乗算器
４０１、低域フイルタ４０２および出力端子４０
３からなる。入力端子４００に加えられた信号x^
は乗算器４０１により２乗され低域フイルタ４０
２により直流成分が抽出され、エネルギーが計算
される。低域フイルタに関しては1975年Prenfice
−Hall Inc発行の“Theory and Applicafion
of Digital Signal Processing”に詳しいが一次
の低域フイルタを用いる場合は ｙ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ＋１）＋e-1/〓ｙ（ｎ）（11） により計算され、時定数τの積分フイルタとな
る。 以上の様に本発明に従えば、音声の有音区間で
の符号化特性を従来通りに保ちながら、音声の無
音区間を利用して高速に符号器及び復号器の内部
状態の一致が計れるADPCM符号化回路が実現で
きる。 なお、本発明で述べた予測停止形ADPCM符号
器は第２図に示される適応フイルタＰ１と固定フ
イルタＰ２による符号器を基に説明したが、Ｐ２
が適応フイルタであつても復号器側の安定性さえ
保たれるならば内部状態の高速一致化に関して何
ら不都合はない。 また、本発明ではエネルギー計算回路２００，
３００の入力信号を局部復号信号と復号信号に選
んだが、入力信号として第３図におけるＰ１フイ
ルタ出力とＰ２フイルタ出力の和、つまり、予測
信号を選んでも同様の効果が期待でき、本発明の
一部である。また、エネルギー計算回路２００，
３００の入力信号として式(2)で示される量子化ス
テツプサイズ係数信号を用いる事も可能である。
これは、入力信号に応じて量子化ステツプサイズ
係数を適応的に変えて行くアルゴリズムを採用し
ているため、入力信号レベルと量子化ステツプサ
イズ係数は比例関係にあると考えられるためであ
り、この様な変形も本発明の一部である。 同様にエネルギー計算回路２００，３００の入
力信号としてADPCM符号を直接、もしくは重み
づけして用いる事も可能である。これは式(2)の△
〓の項からも明らかな様に、量子化ステツプサイ
ズ係数が１より小さい場合はβ（１）乗の効果
として量子化ステツプサイズ係数を大きくする働
きがあり、結果として無音区間等では量子化ステ
ツプサイズ係数が真に必要な値より大きくなるた
めADPCM符号としては振幅の小さい符号が選択
される確率が増大するためで、この様な変形も本
発明の一部である。 また、本発明では予測禁止手段としてゲート回
路２０２，２０３，３０２，３０３を用い、ゲー
ト回路が閉となつても予測フイルタ６１，６２，
１１１，１１２の出力を禁止するものの、フイル
タ動作及び適応制御を実行させて符号器及び復号
器間の内部状態の一致を自動的に行なわせたが、
比較回路２０１，３０１の出力が“Ｌ”となつた
時、予測フイルタ６１，６２，１１１，１１２の
内部状態を全てリセツトさせても良く、この様な
変形も本発明の一部である。 さらに、予測禁止手段として比較回路２０１，
３０１の出力が“Ｌ”となつた時適応フイルタ６
１，１１１の適応係数をリセツトさせるだけでも
効果があり、この様な変形も本発明の一部であ
る。特にフイルタ６１，６２，１１１，１１２の
全てが適応フイルタの場合はこの様な係数リセツ
トが予測値としてゼロを出力するため、効果的で
ある。 また比較器２０１，３０１の比較値入力端子に
適応閾値音声検出器で採用している様な（例えば
1976年COMSAT発行のCOMSAT
TECHNICAL REVIEW Vol.6pp156−176参照）
適応閾値を用いるの本発明の一部である。
おけば、予測器が時不変フイルタである限りは△
〓jの演算が過去の量子化幅をリークさせる作用が
あるため伝送路ビツト誤りに対して強くなる事が
知られており、詳しくは1975年IEEE発行の
「Transactions on Communications」第1362頁
〜第1365頁を参照されたい。逆量子化器４及び９
は前記量子化器３のＮビツト出力信号、および伝
送されて来たＮビツト量子化器出力信号が入力さ
れると、前記閾値に対してＭビツトの再生入力信
号を出力するもので xj＝nj△j＋0.5△j (3) により伝送信号を逆量子化する。予測器６および
１１の伝達関数は同一で、これをＰ（Ｚ）とする
と、 Ｐ（Ｚ）＝k 〓i=1 aj iZ-i (4) となる。ここで｛aj i｜ｉ＝１、…、ｋ｝は時刻ｊ
の予測係数と呼ばれており時刻ｊにおける予測器
入力信号をx^j、逆量子化器出力信号をe^jとすれ
ば、e^j 2を最小とする様に各係数を変化させる。
つまり、各係数は aj+1 i＝（１−δ）aj i＋ｇ・e^j・x^j-i (5) として時々刻々変化するものである。ここでδ及
びｇは１より小の正定数である。 以下第１図に従つて従来の適応差分PCM符号
化、復号化方法を述べる。時刻ｊにおける入力信
号標本値xjが端子１から適応差分PCM符号化器
に入力されると、減算器２により入力信号xjと予
測器６の出力信号x^jの差が計算され、誤差信号ej
として量子化器３へ入力される。量子化器３は前
述した様にejをＮビツトの符号njに変換し、端子
７から出力されると同時に逆量子化器４へ入力さ
れる。逆量子化器４ではnjよりＭビツトの誤差信
号e^jを再生する。再生された誤差信号e^jと予測器
６の出力x^jは加算器５により加え合せられ局部復
号信号x^jを再生する。 この後、量子化器３、逆量子化器４の量子化幅
及び予測器６の係数は前述した様に次の入力信号
の符号化を行なうために修正される。前述したよ
うに予測器の係数修正は誤差信号e^jのパワー、つ
まりe^2 jを最小化する様に修正されるため、ej信号
はxj信号に比べダイナミツク・レンジが小さくな
り、同一ビツトで符号化する事を考えれば小さく
なつた分だけ量子化器３によつて発生する誤差も
小さくなり、制度よく符号化できる事になる。 一方従来形の復号器では、受信された量子化符
号njが端子８から入力され、逆量子化器９により
再生誤差信号e^jを再生する。このe^jと予測器１１
の出力x^jは加算器１０により加算されx^jを合成し
て、出力端子１２へ出力し、かつ予測器１１へ次
の標本時刻の予測を行なうために加える。復号器
側でも量子化符号njもしくは誤差信号e^jより、逆
量子化器の量子化幅を時々刻々変化させ、かつx^j
とx^jの差、つまり、e^jのパワーを最小化する様に
予測器１１の係数を変化させる。 符号化器と復号化器では、逆量子化器４，９お
よび予測器６，１１の内部状態が一致しておれ
ば、符号化器／復号化器のe^j、x^j、x^jの値は一致
する。このため符号器と復号器が距離的に離れて
設けられていても端子１に加わる入力信号xjと端
子１２から出力されるx^jはほとんど同一の値を取
ることになる。ところで、符号器の端子７から復
号器の端子８までの間は伝送路となるが、伝送路
には熱雑音等によりビツト誤りが発生する可能性
がある。この場合復号器が不安定状態に陥つて復
帰できない事が多い。これは以下の様に説明でき
る。 復号器の逆量子化器９の出力e^jより出力端子１
２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）を、予測器１１の伝達
関数として式(4)を用いて求めると、 となる。aj iは前述した様にe^jより計算される値で
あり、伝送路ビツト誤りが発生すると復号化器の
予測器の予測係数の修正値は符号化器の予測器の
予測係数とは異なる値となる。式(6)は予測係数に
より決定される極をＫ個持つており、上記の伝送
路ビツト誤りの結果極の位置がＺ平面上で単位円
外に出てしまうことがある。この様な状況になる
と復号器は発振状態となり、再び正しい動作には
もどれない。（前記第２の文献参照） 前記第２の文献ではこの不安定状態を除くた
め、式(6)を以下の様に式展開して、適応的に動く
極を除いた伝達関数を持つ適応差分PCM符号化
及び復号化器を実現した。 ここで係数｛a^i｝は固定定数であり｛bj i｝が適
応係数である。（１＋k 〓i=1 bj iZ-i）の項は式(6)を（１
−M 〓i=1 a^iZ-i）で割つた答を（Ｍ＋１）項でうち切
つたものである。固定係数｛a^i｝を音声の平均的
な性質にあつた値に選べば上記のうち切り誤差も
小さく、符号化品質の劣化はほとんどない。ここ
で、音声の平均的は性質にあつた固定係数｛a^j｝
の求め方は、前記第１の文献の498頁に詳しい。 式(7)に基づいた従来方式の適応差分PCM符号
化及び復号化回路を第２図に示す。第２図は入力
端子１、減算器２１，２２、量子化器３、逆量子
化器４、加算器５１，５２、適応フイルタ６１、
固定フイルタ６２、出力端子７からなる符号器
と、入力端子８、逆量子化器９、加算器１０１，
１０２、適応フイルタ１１１、固定フイルタ１１
２、出力端子１２からなる復号器からなる。固定
フイルタ６２および１１２は、式(4)で使用された
固定予測係数｛a^j｝を用いて以下の伝送関数を持
つ。 P2（Ｚ）＝k 〓i=1 a^iZ-i (8) また、適応フイルタ６１，１１１は以下の伝送
関数を持つ。 P1（Ｚ）＝M 〓i=1 bj iZ-i (9) ただし、適応係数は各々以下の様に修正され、
これはej信号のパワーを最小化する方向に修正さ
れる事が第２の文献に述べられている。 bj+1 i＝（１−δ）bj i＋ge^j-1e^j (10) いま、端子１から入力信号xjが入力されると、
減算器２１で固定フイルタ６２の出力x^jと差が取
られyjとなり、減算器２２へ入力される。減算器
２２ではyjから適応フイルタの出力y^jを減算し、
量子化器３に加えられる。量子化器３はejを量子
化し、符号njを出力端子７から出力するとともに
逆量子化器４に加えられ、量子化された誤差信号
e^jを得る。e^jは適応フイルタ６１に入力され、次
の標本時刻でのフイルタ誤算に使用されるととも
に、適応フイルタ６１の出力y^jを加算器５１によ
り加えられ、y^jとして加算器５２へ伝えられる。
加算器５２ではy^jとx^jが加算され入力信号xjの量
子化信号x^jを再生し、次の標本時刻でのフイルタ
演算に使用される。このため、固定フイルタ６２
の出力が入力信号の平均的なふるまいに適したも
のであれば第１の誤差信号yjの振幅レベルが減少
し、この信号から適応フイルタ６１の出力を減じ
られた第２の誤差信号ejはさらにレベルの低い信
号となる。一般的に言つて第１図の適応予測器
６、は再生量子化入力値から次の入力信号値を予
測するのに対して、第２図の適応フイルタ６１
は、誤差信号から次の入力信号を予測することに
なり能力的には第２図の適応フイルタ６１の方が
低いが、固定フイルタ６２が平均的な入力信号の
性質に関する信号を発生しているため、第２図の
符号化器も全体としては第１図の符号器と比べ遜
色ない符号化が可能である。 次に第２図の復号化器の動作を説明する。入力
端子８から量子化符号が入力されると逆量子化器
９は量子化された誤差信号e^jを再生し、適応フイ
ルタ１１１に入力し、次の標本時刻の適応フイル
タ演算に用い、かつ、加算器１０１により適応フ
イルタ１１１の出力y^jと加算されy^jを再生する。
y^jは固定フイルタ１１２の出力x^jと加算器１０２
により加算され量子化された符号器側入力信号x^j
を再生し、出力端子１２及び固定フイルタ１１２
へ供給される。適応フイルタ１１１と固定フイル
タ１１２の伝達関数Ｐ１（Ｚ）及びＰ２（Ｚ）は
式(8)および式(9)に示す通りであり、逆量子化器９
の出力から出力端子１２までの伝達関数Ｄ（Ｚ）
は Ｄ（Ｚ）＝１＋P1（Ｚ）／１−P2（Ｚ）（11） となるため、式(7)と一致し、適応的に動く極をＺ
平面上で持たないため、伝送路ビツト誤りが発生
しても安定な動作を期待できる。 以上の様に第１図に示す従来方式や第２図に示
す改良型従来方式において、正確な符号化復号化
が実行できる前提となつているものは、符号器及
び復号器間の内部状態（例えば予測係数や予測器
に蓄えられたデータ、および量子化ステツプサイ
ズ係数等）が例え異なつていても充分な時間をか
ければ自然に一致するという事である。この効果
は適応量子化アルゴリズムで採用した式(2)のβ乗
演算と、適応予測アルゴリズムで採用した式(5)も
しくは式(10)における（１−δ）倍の演算により期
待されるものである。事実、これらの演算により
大きな内部状態の異なりは急速に小さくなる。し
かし、第１図の方式では復号器側適応予測器１１
が、第２図の方式では符号器側適応予測フイルタ
６１が巡回構造を持つため、符号器／復号器間の
内部状態、持に前述した適応予測器や適応フイル
タの係数に不一致が発生した場合、巡回構造を持
つことからこの不一致が完全に解消するまでには
長時間必要となる。内部状態の一致に長時間かか
る理由をまとめると適応量子化と適応予測が相
互に影響し合うため、適応予測を行なう適応フ
イルタの次数が高く、適応係数が多いためであ
る。特に、この様な完全なる内部状態の一致が厳
しく必要とされるのはADPCM入力信号が
CCITTのG.712勧告に基づく非線形PCM信号の
場合でかつ、出力を非線形PCMとし、さらに
ADPCM符号化と非線形PCM符号化をくり返す
いわゆるADPCM／PCMの多段変換において、
多段変換による信号の劣化をなくする技術を実現
する場合で、この様な技術については
Proceedings of 1979ISCAS P969−P970に記載
の“Ａ Low Noise ADPCM−Log PCM
Code Converler”に詳しいが、ADPCM符号／
復号器間の内部状態がすべて一致することを前提
にしており、この様な内部状態の一致をすばやく
実現する技術が望まれる。 本発明の目的は、この様なADPCM符号器及び
復号器の内部状態をすみやかに一致させる
ADPCM符号器及び復号器を提供することにあ
る。 本発明の他の目的は、前述したADPCM／
PCMの多段変換時の変換劣化を無くする技術を
容易に実現することにある。 本発明によれば標本化されデイジタル化された
入力信号から符号化側適応予測信号を引いた残差
信号を適応的に量子化し、適応量子化符号を送信
するとともに符号化側適応量子化残差信号を発生
し、前記符号化側適応量子化残差信号及び前記符
号化側適応予測信号から次の標本時刻での符号化
側予測信号を適応的に発生する符号化側と、前記
ADPCM符号器から送信された前記適応量子化符
号を受信し、前記適応量子化符号より復号化側適
応量子化残差信号を発生し、前記復号化側適応量
子化残差信号及び復号化側適応予測信号より適応
的に量子化されたADPCM符号器側入力信号を再
生するとともに、前記復号化側適応量子化残差信
号及び前記復号化側適応予測信号より次の標本時
刻における復号化側予測信号を適応的に発生する
復号化側とからなるADPCM符号化方式におい
て、前記ADPCM符号器入力信号の変動に関与す
る信号のエネルギーを検出する符号化側エネルギ
ー検出手段と、前記入力信号のエネルギーを復号
化側において検出する復号化側エネルギー検出手
段と、前記符号化側エネルギー検出手段からの信
号により前記符号化側適応予測信号を抑圧する符
号化側予測禁止手段と、前記復号化側エネルギー
検出手段からの信号により前記復号化側適応予測
信号を抑圧する復号化側予測禁止手段を各々の前
記ADPCM符号器および前記ADPCM復号器に追
加し、前記ADPCM符号器入力信号のエネルギー
が小さいと判断された時は予測信号を用いずに符
号化を行なう事を特徴とする。また本発明によれ
ば標本化された入力信号と符号器側予測器の出力
信号の差を適応的に定める符号器側量子化幅に応
じて量子化し量子化符号を出力する量子化器と、
前記量子化符号から量子化された差信号を復元す
る符号器側逆量子化器と、前記符号器側逆量子化
器の出力信号と前記符号器側予測器の出力信号を
加算して局部復号信号を得る加算器と、前記加算
器の出力より次の標本時刻で用いる符号側予測値
を発生する符号器側予測器からなるADPCM符号
器と、前記ADPCM符号化回路の前記量子化符号
より適応的に定める復号器側量子化幅に応じて量
子化された差信号を復元する復号器側逆量子化器
と、前記復号器側逆量子化器出力と復号器側予測
器出力を加え復号信号を得る加算器と、前記復号
信号より次の標本時刻で用いる復号器側予測値を
発生する復号器側予測器からなるADPCM復号器
とから構成されるADPCM符号化復号化回路にお
いて、ADPCM符号器への入力信号エネルギーを
検出する符号器側エネルギー検出回路と、前記符
号器側エネルギー検出回路出力を予め定められた
値と比較する符号器側比較回路と、前記符号器側
比較回路出力が前記予め定められた値より前記符
号器側エネルギー検出回路出力の方が小さい事を
示した場合に前記符号器側予測器出力をゼロにす
る符号器側予測禁止回路を前記ADPCM符号器に
追加し、かつ、前記ADPCM符号器への入力信号
エネルギーを検出する復号器側エネルギー検出回
路と、前記復号器側エネルギー検出回路出力を前
記予め定められた値と比較する復号器側比較回路
と、前記復号器側比較回路出力が前記予め定めら
れた値より前記復号器側エネルギー検出回路出力
の方が小さい事を示した場合に前記復号側予測器
出力をゼロにする復号器側予測禁止回路を前記
ADPCM復号器に追加し、ADPCM符号器への入
力信号が低いエネルギーしか持たない時には
ADPCM符号器及びADPCM復号器の各々の予測
器出力を抑圧する事を特徴とする予測停止
ADPCM符号化復号化回路が得られる。 本発明の原理は音声信号等に存在する無音区間
を検出し、無音区内では入力信号を適応量子化器
のみで符号化することにより、符号化器及び復号
化器の適応基準となるADPCM符号に出力信号と
しても小さいことが予想できる予測器の出力を関
与させない事で、高速に符号化器及び復号化器の
内部状態を一致させることにある。あるいは（前
記方法では予測器の内部状態は自動的に一致する
ことを期待した）さらに積極的に、無音区間では
入力信号を適応量子化器のみで符号化すると同時
に予測に関するフイルター類の内部状態をリセツ
トする事により、符号化器及び復号化器の内部状
態の一致が単に適応量子化器の内部状態の一致の
みになる様にし、高速化を図ることにある。つま
り、内部状態の一致に長時間必要とする前記原因
のうち第１の量子化器と予測器の相互影響を断
ち、内部状態の一致に予測器の影響が出ないよう
にさせることにある。 以下本発明の回路の一実施例を第３図を用いて
説明する。第３図は入力端子１、減算器２１，２
２、量子化器３、逆量子化器４、加算器５１，５
２、適応フイルタ６１、固定フイルタ６２、エネ
ルギー計算回路２００、比較器２０１、ゲート回
路２０２，２０３、固定値入力端子２０４、出力
端子７からなる符号器と、入力端子８、逆量子化
器９、加算器１０１，１０２適応フイルタ１１
１、固定フイルタ１１２、エネルギー計算回路３
００、比較器３０１、ゲート回路３０２，３０
３、固定値入力端子３０４、出力端子１２からな
る復号器より構成されている。第３図のうち、入
力端子１、減算回路２１，２２、量子化器３、逆
量子化器４、加算器５１，５２、適応フイルタ６
１、固定フイルタ６２、出力端子７および入力端
子８、逆量子化器９、加算器１０１，１０２、適
応フイルタ１１１、固定フイルタ１１２、出力端
子１２の各部分は第２図と同一である。またエネ
ルギー計算回路２００，３００の詳細については
後述する。いま符号器と復号器側内部状態が完全
に一致しており符号器側入力端子１に高エネルギ
ー信号（例えば音声の有音区間）が入力され、か
つ、ゲート２０２，２０３が開の場合を考える
と、第３図の新しい符号器は第２図と等価となり
従来の説明の部分で述べた様に加算器５２の出力
にはこの入力信号を量子化した局部復号信号が得
られている。エネルギー計算回路２００は加算器
５２の局部復号信号より入力信号のエネルギーを
計算し、出力する。比較器２０１はエネルギー計
算回路出力の方が端子２０４から加えられた予め
定められた値より大きい時“Ｈ”信号をゲート回
路２０２，２０３に伝える。ゲート回路２０２，
２０３は比較器２０１からの“Ｈ”信号により開
となつて、次の標本時刻においても適応フイルタ
６１と固定フイルタ６２の出力を減算器２２およ
び２１へ各々伝える。同様に復号器側も符号器側
と内部状態が完全に一致しているため、出力端子
１２に得られる復号信号は加算器５２の出力信号
である局部復号信号と一致し、この信号がエネル
ギー計算回路３００へ入力され、エネルギーを計
算し、出力する。比較回路３０１、ゲート回路３
０２，３０３も符号器側と同じ動作を行なうた
め、復号器側も次の標本時刻においても適応フイ
ルタ１１１及び固定フイルタ１１２の出力を各々
加算器１０１，１０２各々伝える。いま、この様
な状況で伝送路ビツト・エラーが発生したとす
る。この場合、従来のADPCMの説明の部分でも
述べた様に復号器自身の動作は不安定にはならな
いが、適応逆量子化器９の量子化ステツプサイズ
係数、適応フイルタ１１１の適応係数及び内部デ
ータ、固定フイルタ１１２の内部データは式(2)お
よび(10)に基づいて修正されるが受信ADPCM符号
が送信符号と異なるため、各々適応量子化器３お
よび適応逆量子化器４の量子化ステツプサイズ係
数、適応フイルタ６１の適応係数及び内部デー
タ、固定フイルタ６２の内部データと少しづつ異
なる。よつてエネルギー計算回路２００および３
００の出力も少しづつ異なりが発生する。しか
し、この様な場合でも端子１にに加えられた信号
が大きなエネルギーを有する場合は、エネルギー
計算回路２００および３００の出力は充分大きい
と考えられ比較回路２０１，３０１はいずれもゲ
ート回路２０２，２０３，３０２，３０３を開と
する信号“Ｈ”を出力する。このため、この様な
場合は第２図に示す従来のADPCMと同様で符号
器と復号器間の内部状態は近い状態にあるものの
完全に内部状態が一致するまでには長時間を必要
とする。いま入力信号は音声信号を考えているた
め、この様な信号には必ず音声のポーズ（無音）
区間が存在する。以下この様な区間を考える。エ
ネルギー計算回路２００および３００の内部状態
は異なるものの無音区間入力信号に対してはこれ
等の回路への入力信号である局部復号信号及び復
号信号も小さくなるためいずれも出力信号値は小
さくなる。いま、エネルギー計算回路２００の出
力が端子２０４に加えられた値より小さくなつた
場合を考えると比較回路２０１は“Ｌ”を出力
し、ゲート回路２０２，２０３を閉じることとな
り次の標本時刻では減算器２１，２２へゼロを伝
える。よつて、端子１からの入力信号はそのまま
適応量子化器３に伝えられ符号化されることにな
る。一方復号器側のエネルギー計算回路３００
は、符号器側エネルギー計算回路２００と内部状
態が異なるため、この時点では比較回路３０１へ
“Ｈ”を出力する信号を加えるとする。このため、
次の標本時刻でのゲート３０２，３０３は開とな
り加算器１０１，１０２へ適応フイルタ１１１の
出力信号および固定フイルタ１１２の出力信号を
伝えている。よつて次の標本時刻では前述した符
号器側で端子１に加えられた入力信号をそのまま
の値で適応量子化された符号は、復号器側の入力
端子８に加えられ逆適応量子化器９により量子化
された残差信号となりこの信号を加算器１０１へ
伝える。加算器１０１では前述した様に適応フイ
ルタ１１１の出力がゲート３０３を介して前記残
差信号に加えられ、加算器１０２へ伝えられる。
さらに加算器１０２では固定フイルタ１１２の出
力がゲート３０２を介して加えられ出力端子１２
に復号信号を与えるため、端子１に加わつた信号
を比べると適応フイルタ１１１及び固定フイルタ
１１２の出力信号分誤差が増大する。 しかしながら、この様な状況では端子１に加え
られた入力信号は無音区間となつているため、予
測を行なつている適応フイルタ１１１及び固定フ
イルタ１１２の出力はいずれも小さいことが期待
できる。この場合、符号器側エネルギー計算回路
２００には量子化符号を逆適応量子化器４で量子
化された残差信号つまり量子化された入力信号が
加算器５１及び５２により固定フイルタ６１及び
適応フイルタ６２の出力をゲート回路２０２，２
０３によりゼロとしたものを加算して得られる局
部信号が入力されまた復号器側エネルギー計算回
路３００には前述した復号信号が入力される。し
かし、前述した様に局部復号信号と復号信号の差
は小さいと考えるため、エネルギー計算回路３０
０の出力は無音区間が続く限り小さくなつて行く
と考えられる。端子１に加えられる信号が無音区
間となる時刻は充分に長いと考えられるため、次
標本時刻後には復号器側エネルギー計算回路３０
０も出力レベルが充分に小さくなり、比較器３０
１も“Ｌ”信号を出力し、ゲート３０２，３０３
を閉の状態にする。以下符号器側、復号器側双方
でゲート回路２０２，２０３，３０２，３０３が
閉となつた場合について説明する。符号器側は前
述した通り、端子１に加えられた信号は減算器２
１，２２でゲート回路２０３，２０２が閉となつ
たことによりゼロを差し引かれ、量子化器３によ
り符号化され、端子７より出力される。この符号
化信号はまた、逆量子化器４により量子化された
入力信号となり、加算器５１，５２ではゲート回
路２０２，２０３が閉であるためゼロが加えら
れ、エネルギー計算回路２００に入力される。同
様に復号器側では端子８に加えられた入力信号は
逆量子化器９により量子化された端子１の信号が
得られ、加算器１０１，１０２ではゲート回路３
０２，３０３が閉となつたためゼロが加算され、
端子１２に復号信号を出力すると同時にエネルギ
ー計算回路３００へ入力される。この状況では
各々のエネルギー計算回路２００及び３００に入
力される局部復号もしくは復号信号は逆量子化器
４および９の内部状態のみにより定まり、この内
部状態は量子化器３により生成されるADPCMに
のみ依存する。さらに、適応量子化に関する符号
化器と復号化器間の内部状態の一致は式(2)のβ乗
により保証される。つまり、この状態で復号器を
特徴づける内部状態は量子化ステツプサイズのみ
となり、かつ、それ等は式(2)により内部状態の一
致が時間とともに得られることが保証されてい
る。実際には予測用の固定フイルタ６２および１
１２の内部状態及び適応フイルタ６１及び１１１
の内部状態が一致する必要があるが、適応フイル
タの係数はゲート回路２０２，２０３，３０２，
３０３により予測フイルタ出力の影響が無視でき
る場合にはADPCM符号から逆適応量子化器４及
び９により生成される残差信号のみから定められ
るため、上記の様に符号器と復号器間での量子化
ステツプサイズが一致すると自動的に一致する。
また、適応フイルタ６１及び１１１、固定フイル
タ６２及び１１２の入力信号もゲート回路２０
２，２０３，３０２，３０３が閉となるため、逆
量子化器４及び９の出力信号となり逆量子化器４
及び９の内部状態が一致すればこれ等の内部状態
も自動的に一致する。さらにエネルギー計算回路
２００及び３００にも逆量子化器４及び９の出力
信号が加えられており、このため、エネルギー計
算回路２００及び３００の内部状態もやがては一
致する。このため、端子１に有音区間の信号が加
わり始めるとエネルギー計算回路２００及び３０
０の入力信号である局部復号信号及び復号信号の
エネルギーが大きくなり、比較器２０１，３０１
に同時に“Ｈ”を出力させる様になる。この時、
ゲート２０２，２０３，３０２，３０３は同時に
閉となるため、以降は第２図に示す従来方式と同
じ特性の符号化が可能となる。第４図は第３図で
使用されたエネルギー計算回路２００及び３００
の一例である。第４図は入力端子４００，乗算器
４０１、低域フイルタ４０２および出力端子４０
３からなる。入力端子４００に加えられた信号x^
は乗算器４０１により２乗され低域フイルタ４０
２により直流成分が抽出され、エネルギーが計算
される。低域フイルタに関しては1975年Prenfice
−Hall Inc発行の“Theory and Applicafion
of Digital Signal Processing”に詳しいが一次
の低域フイルタを用いる場合は ｙ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ＋１）＋e-1/〓ｙ（ｎ）（11） により計算され、時定数τの積分フイルタとな
る。 以上の様に本発明に従えば、音声の有音区間で
の符号化特性を従来通りに保ちながら、音声の無
音区間を利用して高速に符号器及び復号器の内部
状態の一致が計れるADPCM符号化回路が実現で
きる。 なお、本発明で述べた予測停止形ADPCM符号
器は第２図に示される適応フイルタＰ１と固定フ
イルタＰ２による符号器を基に説明したが、Ｐ２
が適応フイルタであつても復号器側の安定性さえ
保たれるならば内部状態の高速一致化に関して何
ら不都合はない。 また、本発明ではエネルギー計算回路２００，
３００の入力信号を局部復号信号と復号信号に選
んだが、入力信号として第３図におけるＰ１フイ
ルタ出力とＰ２フイルタ出力の和、つまり、予測
信号を選んでも同様の効果が期待でき、本発明の
一部である。また、エネルギー計算回路２００，
３００の入力信号として式(2)で示される量子化ス
テツプサイズ係数信号を用いる事も可能である。
これは、入力信号に応じて量子化ステツプサイズ
係数を適応的に変えて行くアルゴリズムを採用し
ているため、入力信号レベルと量子化ステツプサ
イズ係数は比例関係にあると考えられるためであ
り、この様な変形も本発明の一部である。 同様にエネルギー計算回路２００，３００の入
力信号としてADPCM符号を直接、もしくは重み
づけして用いる事も可能である。これは式(2)の△
〓の項からも明らかな様に、量子化ステツプサイ
ズ係数が１より小さい場合はβ（１）乗の効果
として量子化ステツプサイズ係数を大きくする働
きがあり、結果として無音区間等では量子化ステ
ツプサイズ係数が真に必要な値より大きくなるた
めADPCM符号としては振幅の小さい符号が選択
される確率が増大するためで、この様な変形も本
発明の一部である。 また、本発明では予測禁止手段としてゲート回
路２０２，２０３，３０２，３０３を用い、ゲー
ト回路が閉となつても予測フイルタ６１，６２，
１１１，１１２の出力を禁止するものの、フイル
タ動作及び適応制御を実行させて符号器及び復号
器間の内部状態の一致を自動的に行なわせたが、
比較回路２０１，３０１の出力が“Ｌ”となつた
時、予測フイルタ６１，６２，１１１，１１２の
内部状態を全てリセツトさせても良く、この様な
変形も本発明の一部である。 さらに、予測禁止手段として比較回路２０１，
３０１の出力が“Ｌ”となつた時適応フイルタ６
１，１１１の適応係数をリセツトさせるだけでも
効果があり、この様な変形も本発明の一部であ
る。特にフイルタ６１，６２，１１１，１１２の
全てが適応フイルタの場合はこの様な係数リセツ
トが予測値としてゼロを出力するため、効果的で
ある。 また比較器２０１，３０１の比較値入力端子に
適応閾値音声検出器で採用している様な（例えば
1976年COMSAT発行のCOMSAT
TECHNICAL REVIEW Vol.6pp156−176参照）
適応閾値を用いるの本発明の一部である。
第１図は従来のADPCM符号化回路を示すブロ
ツク図、第２図は他の従来のADPCM符号化回路
を示すブロツク図、第３図は本発明の一実施例を
示すブロツク図、第４図は本発明の一実施例で用
いたエネルギー計算回路を示すブロツク図であ
る。 図において、１……入力端子、２１，２２……
減算器、３……適応量子化器、４……逆適応量子
化器、５１，５２……加算器、６１……適応フイ
ルタ、６２……固定フイルタ、７……出力端子、
２００……エネルギー計算回路、２０１……比較
器、２０２，２０３……ゲート回路、２０４……
固定値入力端子、８……入力端子、９……逆適応
量子化器、１０１，１０２……加算器、１１１…
…適応フイルタ、１１２……固定フイルタ、１２
……出力端子、３００……エネルギー計算回路、
３０１……比較器、３０２，３０３……ゲート回
路、３０４……固定値入力端子をそれぞれ示す。
ツク図、第２図は他の従来のADPCM符号化回路
を示すブロツク図、第３図は本発明の一実施例を
示すブロツク図、第４図は本発明の一実施例で用
いたエネルギー計算回路を示すブロツク図であ
る。 図において、１……入力端子、２１，２２……
減算器、３……適応量子化器、４……逆適応量子
化器、５１，５２……加算器、６１……適応フイ
ルタ、６２……固定フイルタ、７……出力端子、
２００……エネルギー計算回路、２０１……比較
器、２０２，２０３……ゲート回路、２０４……
固定値入力端子、８……入力端子、９……逆適応
量子化器、１０１，１０２……加算器、１１１…
…適応フイルタ、１１２……固定フイルタ、１２
……出力端子、３００……エネルギー計算回路、
３０１……比較器、３０２，３０３……ゲート回
路、３０４……固定値入力端子をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 標本化されデイジタル化された入力信号から
符号化側適応予測信号を引いた残差信号を適応的
に量子化し、適応量子化符号を送信するとともに
符号化側適応量子化残差信号を発生し、前記符号
化側適応量子化残差信号及び前記符号化側適応予
測信号から次の標本時刻での符号化側予測信号を
適応的に発生する符号化側と、前記ADPCM符号
器から送信された前記適応量子化符号を受信し、
前記適応量子化符号より復号化側適応量子化残差
信号を発生し、前記復号化側適応量子化残差信号
及び復号化側適応予測信号より適応的に量子化さ
れたADPCM符号器側入力信号を再生するととも
に、前記復号化側適応量子化残差信号及び前記復
号化側適応予測信号より次の標本時刻における復
号化側予測信号を適応的に発生する復号化側とか
らなるADPCM符号化方式において前記入力信号
の変動に関与する信号のエネルギーを検出する符
号化側エネルギー検出手段と、前記入力信号のエ
ネルギーを復号化側において検出する復号化側エ
ネルギー検出手段と、前記符号化側エネルギー検
出手段からの信号により前記符号化側適応予測信
号を抑圧する符号化側禁止予測手段と、前記復号
化側エネルギー検出手段からの信号により前記復
号化側適応予測信号を抑圧する復号化側予測禁止
手段とを各々の前記ADPCCM符号器および前記
ADPCM復号器に追加し、前記入力信号のエネル
ギーが小さいと判断された時は予測信号を用いず
に符号化復号化を行なう事を特徴とする予測停止
ADPCM符号化方式。 ２ 標本化された入力信号と符号器側予測器の出
力信号の差を適応的に定める符号器側量子化幅に
応じて量子化し量子化符号を出力する量子化器
と、前記量子化符号から量子化された差信号を復
元する符号器側逆量子化器と、前記符号器側逆量
子化器の出力信号と前記符号器側予測器の出力信
号を加算して局部復号信号を得る加算器と、前記
加算器の出力より次の標本時刻で用いる符号側予
測値を発生する符号器側予測器からなるADPCM
符号器と、前記ADPCM符号化回路の前記量子化
符号より適応的に定める復号器側量子化幅に応じ
て量子化された差信号を復元する復号器側逆量子
化器と、前記復号器側逆量子化器出力と復号器側
予測器出力を加え復号信号を得る加算器と、前記
復号信号より次の標本時刻で用いる復号器側予測
値を発生する復号器側予測器からなるADPCM復
号器とから構成されるADPCM符号化復号化回路
において、ADPCM符号器への入力信号エネルギ
ーを検出する符号器側エネルギー検出回路と前記
符号器側エネルギー検出回路出力を予め定められ
た値と比較する符号器側比較回路と前記符号器側
比較回路出力が前記予め定められた値より前記符
号器側エネルギー検出回路出力の方が小さい事を
示した場合に前記符号器側予測器出力をゼロにす
る符号器側予測禁止回路を前記ADPCM符号器に
追加し、かつ、前記ADPCM符号器への入力信号
エネルギーを検出する復号器側エネルギー検出回
路と、前記復号器側エネルギー検出回路出力を前
記予め定められた値と比較する復号器側比較回路
と前記復号器側比較回路出力が前記予め定められ
た値より前記復号器側エネルギー検出回路出力の
方が小さい事を示した場合に前記復号器側予測器
出力をゼロにする復号器側予測禁止回路を前記
ADPCM復号器に追加し、ADPCM符号器への入
力信号が低いエネルギーしか持たない時には
ADPCM符号器及びADPCM復号器の各々の予測
器出力を抑圧する事を特徴とする予測停止
ADPCM符号化復号化回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58139019A JPS6031325A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 予測停止ａｄｐｃｍ符号化方式およびその回路 |
| CA000459935A CA1222571A (en) | 1983-07-29 | 1984-07-27 | Adaptive predictive code conversion method of interrupting prediction and an encoder and a decoder for the method |
| US06/635,991 US4626828A (en) | 1983-07-29 | 1984-07-30 | Adaptive predictive code conversion method of interrupting prediction and an encoder and a decoder for the method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58139019A JPS6031325A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 予測停止ａｄｐｃｍ符号化方式およびその回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6031325A JPS6031325A (ja) | 1985-02-18 |
| JPH0411054B2 true JPH0411054B2 (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=15235576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58139019A Granted JPS6031325A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 予測停止ａｄｐｃｍ符号化方式およびその回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4626828A (ja) |
| JP (1) | JPS6031325A (ja) |
| CA (1) | CA1222571A (ja) |
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| JPS627234A (ja) * | 1985-07-03 | 1987-01-14 | Sansui Electric Co | Ｐｃｍ伝送方式およびその装置 |
| JPS6281137A (ja) * | 1985-10-03 | 1987-04-14 | Sansui Electric Co | Ｐｃｍ伝送方式及びその装置 |
| US4774496A (en) * | 1986-02-28 | 1988-09-27 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Digital encoder and decoder synchronization in the presence of data dropouts |
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| JP2771565B2 (ja) * | 1988-12-14 | 1998-07-02 | 三洋電機株式会社 | 燃焼装置 |
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| US8218634B2 (en) * | 2005-01-13 | 2012-07-10 | Ntt Docomo, Inc. | Nonlinear, in-the-loop, denoising filter for quantization noise removal for hybrid video compression |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS6036153B2 (ja) * | 1976-10-22 | 1985-08-19 | 日本電気株式会社 | 予測符号化装置 |
| DE2740945C3 (de) * | 1977-09-10 | 1982-02-11 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Verfahren zum Übertragen von Bildsignalen mit Hilfe der Differenz-Puls-Code-Modulation (DPCM) und geste uertem Quantisierer |
| US4554670A (en) * | 1982-04-14 | 1985-11-19 | Nec Corporation | System and method for ADPCM transmission of speech or like signals |
-
1983
- 1983-07-29 JP JP58139019A patent/JPS6031325A/ja active Granted
-
1984
- 1984-07-27 CA CA000459935A patent/CA1222571A/en not_active Expired
- 1984-07-30 US US06/635,991 patent/US4626828A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6031325A (ja) | 1985-02-18 |
| CA1222571A (en) | 1987-06-02 |
| US4626828A (en) | 1986-12-02 |
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