JPH04112616A

JPH04112616A - 変換器

Info

Publication number: JPH04112616A
Application number: JP2231053A
Authority: JP
Inventors: Kouichi Makinose; 公一牧野瀬; Yasuyuki Mizobuchi; 康之溝渕
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1990-08-31
Filing date: 1990-08-31
Publication date: 1992-04-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野］本発明は変換器に関し、詳しくはスイッチング素子を動
作させて、負荷に供給する出力側の電気的な特性を変換
する変換器に関する。

【従来の技術】

この種の変換器として、直流電源から交流を出力するイ
ンバータがあり、直流モータの制御装置や無停電電源装
置に用いられている。また、直流を源から異なる電圧の
直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータ等の変換器も、産
業の広い分野で用いられている。こうした変換器では、スイッチング素子を備え、複数の
スイッチング素子を順次オンオフすることにより、直流
を所定周波数の交流に変換している。また、負荷が接続された際の突入電流を所定以下に抑制
するため、電流制限装置（Ｏｖｅｒ　Ｃｕｒ、ｒｅｎｔ
Ｌｉｍｉｔｅｒ）を内蔵したものも知られている。（発明が解決しようとする課題）しかしながら、インバータにせよりＣ−ＤＣコンバータ
にせよ、出力側が開放されている場合でも内部のスイッ
チング素子は動作しており、無負荷時でも電力損失が存
在するという問題があった。かかる電力損失は、通常、出力可能な電力の少な（とも
数パーセントに及び、無負荷で使用されることの多い機
器では大きな損失となってしまう。また、出力側に容量性の負荷が接続された場合、突入電
流の立ち上がりが余りに急激なため、従来の電流制限装
置（ＯＣＬ）では、立ち上がりの電流を制限することが
できなかった。このため、従来の変換器では、十分な耐
久性・信頼性が得られない場合があるという問題も指摘
されていた。本発明は上記問題点を解決し、変換器の電力損失を低減
すると共に、その信頼性・耐久性を十分なもの；二する
ことを目的としてなされた。かかる目的を達成する本発明の構成について以下説明す
る。［課題を解決するための手段］本発明の請求項１の変換器は、第１図（Ａ）に例示する
ように、入力側の電源ＰＳに対し、スイッチング素子ＳＷを動作
させ、電気的な特性を変換して出力する変換器であって
、出力側に負荷ＬＤが接続されているか否かを判別する負
荷判別手段Ｍ１と、出力側に負荷ＬＤが接続されていないと判断されたとき
、前記スイッチング素子ＳＷの動作を停止して、前記変
換を停止させるスイッチング素子制御手段Ｍ２と、出力側に負荷ＬＤが接続されたと判断されたとき、前記
スイッチング素子ＳＷの動作を再開して前記変換を行な
わせる変換実行手段Ｍ３とを備えたことを要旨とする。また、本発明の請求項２の変換器は、入力側の電源ＤＰＳに対し、スイッチング素子ＳＷを動
作させ、電気的な特性を変換して出力する変換器であっ
て、出力側に負荷ＬＤが接続されているか否かを判別する負
荷判別手段Ｎ１と、出力側に負荷ＬＤが接続されていないと判断されたとき
、前記スイッチング素子ＳＷの動作を停止して、前記変
換を停止させるスイッチング素子制御手段Ｎ２と、出力側に負荷ＬＤが接続されたと判断されたとき、前記
スイッチング素子ＳＷの動作を開始すると共に、前記出
力される交流の立ち上がりの位相を所定の大きさ以下と
する立ち上がり制御手段Ｎ３とを備えたことを要旨とする。（作用］上記構成を有する請求項１の変換器は、負荷判別手段Ｍ
ｌにより出力側に負荷ＬＤが接続されていないと判断し
たとき、スイッチング素子ＳＷの動作を停止して、電気
的特性の変換を停止させる。一方、出力側に負荷Ｌ・Ｄが接続されたと判断したとき
には、変換実行手段Ｍ３により、スイッチング素子ＳＷ
の動作を再開させる。スイッチング素子ＳＷが動作を再
開すると、変換器は、電気的な特性を変換して出力側の
負荷ＬＤに供給する。一方、本発明の請求項２の変換器は、負荷判別手段Ｎ１
により出力側に負荷ＬＤが接続されていないと判断した
とき、スイッチング素子制御手段Ｎ２により、スイッチ
ング素子ＳＷの動作を停止して、その変換動作を停止す
る。一方、出力側に負荷ＬＤが接続されたと判断したと
き、立ち上がり制御手段Ｎ３により、スイッチング素子
ＳＷの動作を開始すると共に、出力される交流の立ち上
がりの位相を所定の大きさ以下とする。この結果、スイ
ッチング素子ＳＷが動作を再開した直後に出方何の負荷
に流れる立ち上がりの電流は抑制され、その後、変換器
は、入力側の電源ＰＳに対し、その電気的な特性を変換
して出力側の負荷ＬＤに供給する。【実施例］以上説明した本発明の構成・作用を一層明らかにするた
めに、以下本発明の変換器の好適な実施例について説明
する。第２図は、請求項１に記載した変換器に対応する
実施例の概略構成図である。図示するように、実施例としてのＤＣ−ＤＣコンバータ
ｌは、電源としてのバッテリ３．バッテリ３の電圧をそ
れより高い直流電圧に変換する電圧変換部５．負荷であ
るモータ６を正転・逆転自在に駆動するＨブリッジ回路
７．電圧変換部５からＨブリッジ回路７までの間に介装
されたダイオードＤｌ、電圧変換部５にとっての負荷端
の状態を監視する負荷判別手段としての負荷端監視部１
０から構成されている。なお、Ｈブリッジ回路７は、ｎ
ｐｎ、ｐｎｐの各トランジスタｑｌ、ｑ２゜ｑ３．’ｑ
４を組み合わせた周知の回路であり、図示しない制御装
置によって、トランジスタｑ１ないしｑ４の導通状態が
制御されるものである。電圧変換部５は、直流をチョッパにより交流に変換し、
トランス等によりその電圧を変換したのち整流して直流
に戻す周知の回路構成を有する。こうした電圧変換部５の回路構成の一例を第３図に示す
。図示した例では、電圧変換部５は、スイッチング素子
としての２個のパワートランジスタＱｌ、Ｑ２を中心に
、トランスＴｔ、　ダイオードＤ４／、抵抗器Ｒ１ない
しＲ３，コンデンサＣＩ。アナログスイッチ１４と共に自走式のマルチバイブレー
タを形成しており、更にパワートランジスタＱｌ、Ｑ２
のスイッチングを制御する制御回路１５を備える。この
制御回路１５が、スイッチング素子制御手段、変換実行
手段に相当する。通常、アナログスイッチ１４は導通状
態となっており、トランスＴｔを用いた発振回路により
パワートランジスタＱｌ、Ｑ２は交互にオン状態となっ
て、トランスＴｔの１次側に交流を流し、トランスＴｔ
の２次側に巻線数比に従った高電圧を発生させる。トラ
ンスＴｔの２次側には、ダイオードブリッジＳＳおよび
コンデンサＣ２が設けられ、圧力を整流・平滑して、直
流としている。電圧変換部５の制御回路１５は、後述する負荷端監視部
１０の出力に基づいてアナログスイッチ１４のオン・オ
フを制御するものであり、リトリガブルな単安定マルチ
バイブレータ１８と１個のオアゲート１９とから構成す
ることができる。制御回路１５の働きについては、負荷
端監視部１０の動作と共に後述する。第３図に示した回路では、トランスＴものインダクタン
スＬは５０μＨ１発振周波数ｆは５０ＫＨｚ、バッテリ
３の電圧は１２Ｖである。このとき、負荷であるモータ
６が接続されていない状態（以下、これをアイドル状態
と呼ぶ）でバッテリ３から流れ出る電流は約２．４Ａで
あった。従って、トランスＴｔでの励磁エネルギのロス
Ｗは、Ｗ＝Ｌ・工・Ｉ　−ｆ／２　　　　　　・・・（
１）＝７．２　　’［Ｗ］である。このほか、パワートランジスタＱ１．．Ｑ２を
ドライブする数ワットの電力が、アイドル運転時であっ
ても必要となる。負荷端監視部１０は、第２図に示すように、電圧ＶＢの
直流電源２１、発振周波数５０ＫＨｚのパルスジェネレ
ータ２３、直流電源２１とパルスジェネレータ２３の出
力を干渉しないように接続する２つのダイオードＤ２．
Ｄ３、電流検出用抵抗器Ｒｉ、電流検出用抵抗器Ｒｉの
両端電圧を増幅する差動増幅器Ｄｏｐから構成されてい
る。直流電源２１とパルスジェネレータ２３とは、ダイオー
ドＤ　２．　、Ｄ　３および電流検出用抵抗器Ｒ１とを
介して、電圧変換部５の出力に並列に接続されている。従って、電圧変換部５の負荷端に何らかの負荷が接続さ
れている場合には、直流電源２１もしくはパルスジェネ
レータ２３により、電流検出用抵抗器Ｒｉを介して電流
（以下、これを検出電流１ｉと呼ぶ）が流れることにな
る。即ち、負荷端に抵抗成分もしくはインダクタンス（
Ｌ）成分の負荷が接続されている場合には、直流電源２
１からの直流電流が電流検出用抵抗器Ｒｉを介して負荷
に流れ、その検出電流Ｉｉを差動増幅器Ｄｏｐにより検
出することができる。一方、負荷端に容量性の負荷が接
続されている場合には、パルスジェネレータ２−３から
出力される５０ＫＨｚのパルスにより検出電流Ｉｉが流
れ、これを差動増幅器Ｄｏｐにより検出すことができる
。なお、ダイオードＤ１が電圧変換部５の出力に接続さ
れていることから、電圧変換部５側に電流が流れること
はない。負荷端に負荷が接続されていないとき、即ち開放状態の
場合には、直流電源２１およびパルスジェネレータ２３
のいずれによっても電流は流れないから、差動増幅器Ｄ
ｏｐが検出電流Ｉｉを検出することはない、第４図に、
Ｌ成分の負荷が接続された場合（Ｌ）と容量成分の負荷
が接続された場合（Ｃ）との差動増幅器Ｄｏｐの出力の
様子を示す。この差動増幅器Ｄｏｐの出力は、電圧変換部５の制御回
路１５に入力されており、抵抗性もしくはＬ成分の負荷
が接続されて差動増幅器Ｄｏｐの出力がハイレベルにな
っている場合には、オアゲート１９を介して直接アナロ
グスイッチ１４をオン状態にし、パワートランジスタＱ
ｌ、Ｑ２のスイッチング動作を可能にする。この結果、
電圧変換部５はＤＣ−ＤＣ変換を実行する。一方、容量
性の負荷が接続されて差動増幅器Ｄｏｐの出力が、第４
図に示すように、パルス出力になっている場合には、こ
の出力が、制御回路１５の単安定マルチバイブレータ１
８を逐次トリガすることになる。この結果、単安定マル
チバイブレータ１８の出力は、パルス入力の統（限りハ
イレベルとなって、オアゲート１９を介してアナログス
イッチ１４をオン状態に保持する。従って、この場合に
もパワートランジスタＱｌ、Ｑ２は交互にスイッチング
し、電圧変換部５はＤ　Ｃ−、Ｄ　Ｃ変換を実行する。電圧変換部５の負荷端に何も接続されていない場合には
、差動増幅器Ｄｏｐの出力には何の信号も現われないか
ら、制御回路１５の出力もロウレベルとなり、アナログ
スイッチ１４はオフ状態に切り替えられる。この結果、
パワートランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチングは停止さ
れ、電圧変換部５はＤＣ−ＤＣ変換そのものを停止する
。従って、既述したアイドル時の消費電力Ｗ＝７．２ワ
ットは生じない。一方、負荷端監視部１０自身の消費電
力Ｗは、直流電源２１とパルスジェネレータ２３との消
費電力および差動増幅器Ｄｏｐの消費電力の和であって
、おおよそ０．１５［Ｗコであった。これは、電流検出用抵抗器Ｒｉにより限流されること、
およびパルスジェネレータ２３内の励磁用トランスのイ
ンダクタンスＬを電圧変換部５のトランスＴｔのそれと
較べて１００倍程度にとることが容易で、その結果、パ
ルスジエネレータ２３内部の電流を１００分の１程度に
低減することができるからである０式（１）に従ってパ
ルスジエネレータ２３内部のロスを計算すると、内部の
電源電圧を１２ボルトとして、ｗ＝０．　０７２　　［Ｗコとなる、従って、全体として、負荷端監視部１０により
負荷の状態を検出して電圧変換部５内部のパワートラン
ジスタＱｌ、Ｑ２の動作を停止することにより、アイド
ル状態の消費、電力を５０分の１程度に低下させること
ができる。負荷端が開放状態のままこのＤＣ−ＤＣコン
バータを５時間運転したとすると、節約されてる電力Ｐ
は、Ｐ＝３５［Ｗ−ｈ］程度となる。以上説明したように・、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１によれば、電圧変換部５の負荷端の状態を負荷端監
視部ｌＯにより監視し、負荷端に何らかの負荷が接続さ
れた場合には、電圧変換部５のパワートランジスタＱｌ
、Ｑ２をスイッチング可能とし、負荷端が開放状態にさ
れた場合には、パワートランジスタＱｌ、Ｑ２のスイッ
チングを禁止して、アイドル状態の消費電力を低減する
。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体としての効率が格
段°に向上する。なお、電圧変換部５の構成は、パワートランジスタＱ１
．Ｑ２ｔ’用いた構成に限られるものではなく、サイリ
スタやＦＥＴなど、他のスイッチング素子を用いた構成
を採ることも何ら差し支えない。また、本実施例では抵
抗器両端の電圧を用いて電流検出を行なったが、第５図
に示すように、電流検出用抵抗器Ｒｉに替えてコイルＬ
１を設け、このコイルＬｌに流れる電流により生じる磁
界を電圧源ＢＴにより作動するホール素子ＨＥと差動増
幅器Ｄｏｐとにより検出する構成としてもよい。次に、請求項２に記載した変換器に対応した実施例につ
いて説明する。第６図は、実施例としてのインバータ５
１の概略構成図である。図示するように、このインバータ５１は、ＩＥ流電源５
３．直流を交流に変換して出力する直流交流変換部５５
．この直流交流変換部５５の負荷端に負荷５６が接続さ
れているか否かを検出する負荷判別手段としての負荷端
監視部６０．負荷端監視部６ｏの出力に基づいて作動し
正弦波の信号を出力する発振器６３９発振器６３の出力
であるリファレンス信号Ｖｒｅｆと負荷５６に印加され
ている電圧信号（以下、出力フィードバック信号と呼ぶ
）Ｖｆｂとの偏差をとる差分器６５．差分器６５の出力
に基づいて直流交流変換部５５の出力を制御するパルス
幅変調器（ＰＷＭ）７０から構成されている。発振器６
３．ＰＷＭ７０．直流交流変換部５５が、一体となって
、スイッチング素子制御手段、立ち上がり制御手段を構
成している。直流交流変換部５５は、スイッチング素子としてパワー
トランジスタを用いたものである。そのインバータ部分
の構成を、第７図（Ａ）に示す。図示するように、パワートランジスタＰＩＦ、ＰＩＮお
よびパワートランジスタＰ２Ｐ、　　Ｐ２Ｎは、ＰＷＭ
７０の出力信号により、それぞれ相補的にオン状態にと
される。パワートランジスタＰＩＦ、ＰＩＮの接続点お
よびパワートランジスタＰ２Ｐ、　Ｐ２Ｎの接続点は、
平滑部７２に接続されている。パワートランジスタＰＩ
Ｆ’、　ＰＩＮ、　　Ｐ２Ｐ、　Ｐ２Ｎおよび平滑部７
２の動作については後述する。負荷端監視部６０は、第１実施例とほぼ同様の回路であ
り、負荷５６が接続されているか否かを、印加するパル
ス信号等により検出する。負荷５６が接続されているこ
とを検出した場合には、その出力であるスタート信号Ｓ
ｓｔをハイレベルにする。発振器６３は、第７図に示すように、常時正弦波を発生
するオシレータ（Ｏ３Ｃ）８１．０ＳＣ８１の出力信号
を入力してゼロクロス信号を検出するゼロクロス検出器
８３、ゼロクロス検出器８３の検出信号をクロックＣＫ
としスタート信号ＳｓｔをデータＤとするＤ型フリップ
フロップ８５、Ｄ型フリップフロップ８５の出力Ｑｐ、
Ｑｎによりオンオフが制御されるアナログスイッチ８７
とから構成されている。負荷端監視部６０から出力されるスタート信号Ｓｓｔが
ハイレベルに反転すると、Ｏ’５Ｃ８１が出力する正弦
波の位相がｎ・π（ｎ＝０．１．２−・・）となってゼ
ロクロス検出器８３の検出信号が出力されるのを待って
Ｄ型フリップフロップ８５の出力Ｑ−ｐ、　Ｑｎが反転
し、アナログスイッチ８７を導通状態に切り替える。従
って、発振器６３から出力されるリファレンス信号Ｖ　
ｒｅｆは、第８図に示すように、必ず位相ｎ・π（ｎ＝
０．１．２・・・）から始まる信号となる。このリファ
レンス信号■ｒｅｆとフィードバック信号Ｖｆｂとの差
分の信号が、ＰＷＭ７０に出力されており、ＰＷＭ７０
はこの信号に基づいて、直流交流変換部５５内のパワー
トランジスタＰＩＰ、　　ＰＩＮ、　Ｐ２Ｐ、　　Ｐ２
Ｎを制御する。ＰＷＭ７０は、発振器６３の発振周波数より十分に高い
周波数の三角波発生器を有し、この三角波と差分器６５
の出力信号とを比較してパワートランジスタＰＩＰ、　
ＰＩＮ、　Ｐ２Ｐ、　Ｐ２Ｎの制御信号を生成する。直
流交流変換部５５とＰＷＭ７０とは、全体として周知の
パルス幅変調形インバー、夕を構成しているのである。なお、ＰＷＭ７０の出力と直流交流変換部、５５の出力
との関係を第９図に示した。ＰＷＭ７０内では、発振器
６３から入力した正弦波に基づいて位相がπだけ異なる
２つの正弦波Ｓｐ、Ｓｎを生成し、これらと三角波Ｔｗ
とを比較する。比較結果に基づいて直流交流変換部５５
内のパワートランジスタＰＩＰ、　ＰＩＮ、　Ｐ２Ｐ。Ｐ２Ｎをそれぞれオン−オフ制御する。パワートランジ
スタＰＩＦ、Ｐ２Ｎがオン状態になったとき、プラスの
電圧出力ＶＰがえられ、パワートランジスタＰ　ＩＮ、
Ｐ２Ｐがオン状態となったとき、マイナスの電圧出力Ｖ
Ｎが得られる（第９回置下欄）０両パワートランジスタ
のオンオフのデユーティは、正弦波Ｓｐ、Ｓｎと三角波
Ｔｗとの比較によってパルス幅変調されているから、こ
れを平滑部７２で平滑することにより、交流出力が得ら
れることになる。なお、本実施例において、リファレンス信号■ｒｅｆと
出力フィードバック信号Ｖｆｂとの差分をとっているの
は、負荷５６に印加される出力電圧の大きさも制御して
いるからである。以上のように構成された本実施例のインバータ５１は、
負荷端監視部６０によって変換部５５の負荷端に負荷５
６が接続されているか否かを監視し、負荷５６が接続さ
れていない場合には、直流交流変換部５５内のトランジ
スタのスイッチングを停止する。従って、第１の実施例
と同様、アイドル状態の消費電力を低減することができ
る。更に、本実施例では負荷端に負荷５６が接続された
ことを検出したとき、発振器６３により位相ゼロから正
弦波を発生させて直流交流変換部５５の出力も位相ゼロ
からの交流としている。従って、例えば、インバータ５
１の出力を５０Ｈｚ、ＡＣＩｏｏｖとした場合、負荷５
６が、第１Ｏ（２）に示すように、等価的に抵抗成分１
ｍΩ、容量成分１００μＦであれば、そのインピーダン
スは約３１Ωとなり、ピーク電流は約４６４Ａとなる。これに対して立ち上がり時の交流の位相を制御しない場
合には、電源インピーダンスを無視すると、突入電流は
、もっとも条件が悪い場合（位相π／２±ｎ・π、ｎ＝
ｏ、１，２．・・・）には、最大１４１゜４ＫＡにもな
りかねない。従って、本実施例のインバータ５１によれ
ば、負荷５６が接続されたときの突入電流を十分に抑制
することができる。この結果、直流交流変換部５５の耐
久性・信頼性が格段に向上する。以上本発明の実施例について説明したが、本発明はこう
した実施例に何ら限定されるものではな（、種々の態様
にて実施し得ることは勿論である。例えば、請求項１に記載した変換器としては、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに限るものではなく、他の変換器、例えば
インバータや交流周波数を変換する変換器あるいはサイ
クロコンバータ等に適用することも何ら差し支えない。また、スイッチング素子としては、トランジスタの外、
サイリスタやトライアック、あるいはＦＥＴやＧＴＯな
ど、スイッチング動作可能な総ての素子が含まれる。更
に、電圧変換部の構成としては、第３図に示したちの以
外に、スイッチング素子を駆動する信号を発生する発振
器を独立に備えた構成、多動式・自励式のあらゆる構成
、更には多重化した電流形インバータの構成等、他の総
ての構成を採ることが可能である。また、請求項２に記載された変換器についても、スイッ
チング素子や電圧変換部の構成等については、請求項１
の変換器と同様に、種々の構成をとりうるが、更に立ち
上がりの交流の位相を一定以内、例えば±π／６以内に
制限して突入電流を抑制する構成など、種々の構成を採
ることができる。【ｇ＠明の効果］以上詳述したように、請求項１に記載の変換器によれば
、出力側に負荷が接続されていないと判断したときには
、スイッチング素子の動作を停止して、電気的特性の変
換を停止させ、出力側に負荷が接続されたと判断したと
きには、スイッチング素子の動作を再開させる。従って
、無負荷の場合の消費電力を低減することができ、しか
も負荷が接続されれば速やかに変換を実行して負荷に出
力できるという優れた効果を奏する。一方、本発明の請求項２の変換器は、出力側に負荷が接
続されていないと判断したときには、スイッチング素子
の動作を停止して、変換動作を停止し、出力側に負荷が
接続されたと判断したときには、スイッチング素子の動
作を開始すると共に、出力される交流の立ち上がりの位
相を所定の大きさ以下とする。従って、無負荷時の消費
電力を低減することができる効果に加えて、スイッチン
グ素子が動作を再開した直後に出力側の負荷に流れる突
入電流を抑制することができるという優れた効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】第１図−（Ａ）、　　（Ｂ）は各々請求項１．２記載の
変換器の基本的構成を例示するブロック図、第２図は請
求項１に記載された変換器の実施例としてのＤＣ−ＤＣ
コンバータの概略構成図、第３図は電圧変換部５の構成
を例示する回路図、第４図は電圧変換部５の動作を説明
するタイミングチャート、第５図は電流検出の他の構成例を示す説明図、第６図は
請求項２に記載された変換器の実施例としてのインバー
タの概略構成を示すブロック図、第７図（Ａ）は直流交
流変換部５５の要部構成例を示す回路図、第７図（Ｂ）は発振器６３の構成例を示すブロック図、第８図は発振器６３の動作を示すグラフ、第９図パルス
幅変調器（ＰＷＭ）７０の動作を説明するグラフ、第１０図は容量性負荷の一例を示す等価回路図、である
。３・・・バッテリ　　５・・・電圧変換部６・・・モー
タ７・・Ｈブリッジ回路１０・・・負荷端監視部１４・・・アナログスイッチ　１５・・・制御回路２１
・・・直流電源２３・・・パルスジェネレータ５１・・・インバータ５３・・・直流電源　　　５５・・・直流交流変換部５
６・・・負荷　　　　　６０・・・負荷端監視部６３・
・・発振器　　　　７０・・・ＰＷＭＬＤ・・・負荷　
　Ｍｌ、Ｎｌ・・・負荷判別手段Ｍ２．Ｎ２・・・スイ
ッチング素子制御手段Ｍ３・・・変換実行手段Ｎ３・・・立ち上がり制御手段　　ＰＳ・・・電源ＳＷ
・・・スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】１　入力側の電源に対し、スイッチング素子を動作させ
、電気的な特性を変換して出力する変換器であって、出力側に負荷が接続されているか否かを判別する負荷判
別手段と、出力側に負荷が接続されていないと判断されたとき、前
記スイッチング素子の動作を停止して、前記変換を停止
させるスイッチング素子停止手段と、出力側に負荷が接続されたと判断されたとき、前記スイ
ッチング素子の動作を再開して前記変換を行なわせる変
換実行手段とを備えた変換器。２　入力側の電源に対し、スイッチング素子を動作させ
、電気的な特性を変換して出力する変換器であって、出力側に負荷が接続されているか否かを判別する負荷判
別手段と、出力側に負荷が接続されていないと判断されたとき、前
記スイッチング素子の動作を停止して、前記変換を停止
させるスイッチング素子制御手段と、出力側に負荷が接続されたと判断されたとき、前記スイ
ッチング素子の動作を開始すると共に、前記出力される
交流の立ち上がりの位相を所定の大きさ以下とする立ち
上がり制御手段とを備えた変換器。