JPH04113721A - 線形回路の評価方法 - Google Patents
線形回路の評価方法Info
- Publication number
- JPH04113721A JPH04113721A JP23395690A JP23395690A JPH04113721A JP H04113721 A JPH04113721 A JP H04113721A JP 23395690 A JP23395690 A JP 23395690A JP 23395690 A JP23395690 A JP 23395690A JP H04113721 A JPH04113721 A JP H04113721A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- triangular wave
- linear circuit
- stepwise
- periodically
- Prior art date
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
例えばＤＡコンバータ、電子ボリューム等のような離散
型線形回路における非直線性誤差の評価等に好適な線形
回路の評仕方法に関し、非直線性誤差を精度良く短時間
で評価できることを目的とし、 対象となる線形回路に対して階段状三角波を周期的に入
力してその出力側より階段状三角波を周期的に出力させ
、その状態において該線形回路から出力される階段状三
角波信号から基本波成分及び偶数次高調波成分を抽出し
、それら抽出される基本波成分と偶数次高調波成分との
比に基いて当該線形回路の非直線性誤差を求めるように
構成する。
型線形回路における非直線性誤差の評価等に好適な線形
回路の評仕方法に関し、非直線性誤差を精度良く短時間
で評価できることを目的とし、 対象となる線形回路に対して階段状三角波を周期的に入
力してその出力側より階段状三角波を周期的に出力させ
、その状態において該線形回路から出力される階段状三
角波信号から基本波成分及び偶数次高調波成分を抽出し
、それら抽出される基本波成分と偶数次高調波成分との
比に基いて当該線形回路の非直線性誤差を求めるように
構成する。
この発明は、例えばＤＡコンバータ、電子ボリューム等
のような離散型線形回路における非直線性誤差の評価等
に好適な線形回路の評価方法に関する。
のような離散型線形回路における非直線性誤差の評価等
に好適な線形回路の評価方法に関する。
近年、デジタル信号処理技術の発達に伴い、ＤＡコンバ
ータ、電子ボリューム等のようにデジタル信号によりア
ナログ出力値を制御する線形回路か多数使用されるよう
になっている。
ータ、電子ボリューム等のようにデジタル信号によりア
ナログ出力値を制御する線形回路か多数使用されるよう
になっている。
ところか、ＤＡコンバータ等を使用しである目的の波形
を発生するような場合、使用するＤＡコンバータの非直
線性誤差か大きいと、第４図に示されるように、出力波
形か目的波形に比へて歪んでしまうこととなる。
を発生するような場合、使用するＤＡコンバータの非直
線性誤差か大きいと、第４図に示されるように、出力波
形か目的波形に比へて歪んでしまうこととなる。
誤差の小さな波形を出力させるためには、非直線性誤差
の小さなりＡコンバータを使用する必要かあり、ここに
簡単かつ精度良く線形回路の非直線性誤差を評価する方
法か要望されている。
の小さなりＡコンバータを使用する必要かあり、ここに
簡単かつ精度良く線形回路の非直線性誤差を評価する方
法か要望されている。
従来、ＤＡコンバータ、電子ボリューム等の離散型線形
回路においてその非直線性誤差を評価する場合には、次
のような評価方法が採用されていた。
回路においてその非直線性誤差を評価する場合には、次
のような評価方法が採用されていた。
■対象となる線形回路に対して、想定される全ての制御
コードを入力して、全ての場合のアナログ出力値を測定
する。
コードを入力して、全ての場合のアナログ出力値を測定
する。
■理想出力直線からのアナログ出力値のずれを全ての制
御コートについで測定し、その最大値を非直線性誤差と
する。
御コートについで測定し、その最大値を非直線性誤差と
する。
ところか、近年Ｄ Ａコンバータの多ヒ・ソト化、高速
化か進むにつれて、次のような問題か生ずるに至った。
化か進むにつれて、次のような問題か生ずるに至った。
＄多ビット化により、制御コート数か指数関数的に増加
してしまい、全制御ニート分の出力に対し理想直線から
のずれを個々に求めるには、膨大な工数か必要となる。
してしまい、全制御ニート分の出力に対し理想直線から
のずれを個々に求めるには、膨大な工数か必要となる。
■多ビット化により、そのＩＬＳＢ分の出力幅か小さく
なるため、精度良く測定するために：よ、定常的に測定
せざるを得す、膨大な測定時間を必要とする。
なるため、精度良く測定するために：よ、定常的に測定
せざるを得す、膨大な測定時間を必要とする。
■Ｋ ａ Ｄ Ａコンバータ等においては、高速動作中
の非直線性誤差か問題であるにも拘らず、従来の方法で
は定常的（直流的）にしか評価することかできないので
、実際の使用状態での特性と異なってしまう。
の非直線性誤差か問題であるにも拘らず、従来の方法で
は定常的（直流的）にしか評価することかできないので
、実際の使用状態での特性と異なってしまう。
上述のように、従来の評価方法にあっては、■全ての制
御コードに対して理想出力直線からの誤差を測定する必
要から、多ビット化に伴い膨大な工数か必要となること
、■多ビット化により、そのＩＬＳＢ分の出力幅が小さ
くなるため、精度良く測定するためには、膨大な測定時
間を必要とすること、■高速ＤＡコンバータ等において
は、評価結果が実際の使用状態での特性と異なってしま
うこと、等の問題点があった。
御コードに対して理想出力直線からの誤差を測定する必
要から、多ビット化に伴い膨大な工数か必要となること
、■多ビット化により、そのＩＬＳＢ分の出力幅が小さ
くなるため、精度良く測定するためには、膨大な測定時
間を必要とすること、■高速ＤＡコンバータ等において
は、評価結果が実際の使用状態での特性と異なってしま
うこと、等の問題点があった。
この発明は、上述の問題点に鑑みて成されたものであり
、その目的とするところは、非直線性誤差を精度良く短
時間で評価できる線形回路の評価方法を提供することに
ある。
、その目的とするところは、非直線性誤差を精度良く短
時間で評価できる線形回路の評価方法を提供することに
ある。
この発明は、上記の目的を達成するために、対象となる
線形回路に対して階段状三角波を周期的に入力してその
８力側より階段状三角波を周期的に出力させ、その状態
において該線形回路から出力される階段状三角波信号か
ら基本波成分及び偶数次高調波成分を抽出し、それら抽
出される基本波成分と偶数次高調波成分成分との比に基
いて当該線形回路の非直線性誤差を求めることを特徴と
するものである。
線形回路に対して階段状三角波を周期的に入力してその
８力側より階段状三角波を周期的に出力させ、その状態
において該線形回路から出力される階段状三角波信号か
ら基本波成分及び偶数次高調波成分を抽出し、それら抽
出される基本波成分と偶数次高調波成分成分との比に基
いて当該線形回路の非直線性誤差を求めることを特徴と
するものである。
すなわち、線形回路としてＤＡコンバータ、電子ボリュ
ーム等の離散型線形回路を例にとれば、その入力側より
階段状三角波に相当する制御コード列を順次に書き込み
なから、その出力側より階段状三角波を周期的に発生さ
せる。
ーム等の離散型線形回路を例にとれば、その入力側より
階段状三角波に相当する制御コード列を順次に書き込み
なから、その出力側より階段状三角波を周期的に発生さ
せる。
次いで、発生した階段状三角波（疑似三角波）に対して
、ＦＦＴ装置等を用いて、フーリエ変換或いはフーリエ
級数展開等の時間軸〜周波数軸変換処理を行い、基本波
成分と偶数次高調波成分とをそれぞれ抽８し、それらの
振幅比に基ついて当該線形回路の非直線性誤差を求める
。
、ＦＦＴ装置等を用いて、フーリエ変換或いはフーリエ
級数展開等の時間軸〜周波数軸変換処理を行い、基本波
成分と偶数次高調波成分とをそれぞれ抽８し、それらの
振幅比に基ついて当該線形回路の非直線性誤差を求める
。
第１図に示されるような、非直線性誤差が零であるよう
な階段状三角波（疑似三角波）をフーリ二級数展開する
と、階段状三角波ｆ （ｔ）は、Ｂ ＝ −（］、
−ｃ ｏ ｓ ｎπ）・・■式 上式において、ｎ＝０．２．４１．、２ ｋのとき、Ａ
ｎ＝０、Ｂｎ＝０となり、これは偶数次の高調波成分か
零となることを示している。
な階段状三角波（疑似三角波）をフーリ二級数展開する
と、階段状三角波ｆ （ｔ）は、Ｂ ＝ −（］、
−ｃ ｏ ｓ ｎπ）・・■式 上式において、ｎ＝０．２．４１．、２ ｋのとき、Ａ
ｎ＝０、Ｂｎ＝０となり、これは偶数次の高調波成分か
零となることを示している。
ところが、実際の線形回路において非直線性誤差か零で
ない場合には、偶数次の高調波成分は上述のように零と
はならない。
ない場合には、偶数次の高調波成分は上述のように零と
はならない。
そこで、基本波成分と偶数次高調波成分との比を観察す
ることにより、当該回路の非直線性誤差を求めることか
できるわけである。
ることにより、当該回路の非直線性誤差を求めることか
できるわけである。
以下に、本発明方法の好適な一実施例を添付図面に基い
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
まず、６ビツトＤＡコンバータを例にとり、具体的に、
非直線性誤差と偶数次高調波成分との関係について説明
する。
非直線性誤差と偶数次高調波成分との関係について説明
する。
第２図は、ある６ビツトのＤ 、Ａコンバータに対して
階段状三角波に相当するデンタルコート列を周期的に与
えた場合におけるその出力アナログ波形（疑似三角波）
を示す図である。
階段状三角波に相当するデンタルコート列を周期的に与
えた場合におけるその出力アナログ波形（疑似三角波）
を示す図である。
同図において、実線で示される波形は当該ＤＡコンバー
タの非直線性誤差か零の場合であり、この場合には前述
の■式のように、偶数次の高調波成分は零となる。
タの非直線性誤差か零の場合であり、この場合には前述
の■式のように、偶数次の高調波成分は零となる。
ところか、各デジタルコードに対する出力値か図中点線
で示される範囲のいずれかにある場合、すなわち評価し
ようとするＤＡコシバータか非直線性誤差を持っている
場合には、そのフーリエ級数展開は次ぎのようになる。
で示される範囲のいずれかにある場合、すなわち評価し
ようとするＤＡコシバータか非直線性誤差を持っている
場合には、そのフーリエ級数展開は次ぎのようになる。
ｆ ｆＩｌ 〜
ＡＯ＋；い。。５
２ ｈｌ ｎ ６３Ｔｔ＋Ｂ ｓｉ
ｎ ＋（６２＋ε６２−６０ ＋＋（４＋と４ ２−ε２） Ｓ ＋（２千と６２ ε６ｏ） ｓ ｉ ｎ ３Ｔ ｔ） （（６３＋ε６３６２−ε６２ ） ｃ ｏ ｓ ｎ
π１Ｂｈ ＝ ｆ （１＋ε６３−ε６２）
−ｃｏｓｎπ）・■式 ここで、ε （ｌ＝１〜６３）は各コート出力に対す
る非直線性誤差を示し、非評価回路の特性に応した任意
の値を取る。
ｎ ＋（６２＋ε６２−６０ ＋＋（４＋と４ ２−ε２） Ｓ ＋（２千と６２ ε６ｏ） ｓ ｉ ｎ ３Ｔ ｔ） （（６３＋ε６３６２−ε６２ ） ｃ ｏ ｓ ｎ
π１Ｂｈ ＝ ｆ （１＋ε６３−ε６２）
−ｃｏｓｎπ）・■式 ここで、ε （ｌ＝１〜６３）は各コート出力に対す
る非直線性誤差を示し、非評価回路の特性に応した任意
の値を取る。
■式において、ε１．１＝ε εｌ−０とすれば、■
式と同一になることは明らかである。
式と同一になることは明らかである。
つまり、■式、■式より以下のことか言える。
対象となるＤＡコンバータから階段状の三角波（疑似三
角波）を第１図に示すような形で発生させだ場合におい
て、そのフーリエ展開成いはフーリエ展開されたデータ
（時間軸〜周波数軸変換）中に非直線性誤差かある場合
、その階段状三角波の偶数次高調波成分は零とならす、
ある有限の値を持つこととなる。換言すれば、非測定回
路に非直線性誤差が無い場合にかぎり（ε −１＝とε
、＝Ｏ）、階段状三角波の偶数次の高調波成分は零とな
る。
角波）を第１図に示すような形で発生させだ場合におい
て、そのフーリエ展開成いはフーリエ展開されたデータ
（時間軸〜周波数軸変換）中に非直線性誤差かある場合
、その階段状三角波の偶数次高調波成分は零とならす、
ある有限の値を持つこととなる。換言すれば、非測定回
路に非直線性誤差が無い場合にかぎり（ε −１＝とε
、＝Ｏ）、階段状三角波の偶数次の高調波成分は零とな
る。
以上述へたように、ＤＡコンバータ、電子ボリューム等
のような複数ビットのデジタル信号によリアナログ出力
を制御する回路では、当該回路に対して階段状三角波に
相当するデジタルコード列を周期的に入力してその出力
側より疑似三角波を発生させ、そのフーリエ変換或いは
フーリエ級数展開（時間軸〜周波数軸変換）により得ら
れたデータの偶数次の高調波成分を測定することにより
、非測定回路の非直線性誤差を簡単かつ高精度に評価す
ることかできる。
のような複数ビットのデジタル信号によリアナログ出力
を制御する回路では、当該回路に対して階段状三角波に
相当するデジタルコード列を周期的に入力してその出力
側より疑似三角波を発生させ、そのフーリエ変換或いは
フーリエ級数展開（時間軸〜周波数軸変換）により得ら
れたデータの偶数次の高調波成分を測定することにより
、非測定回路の非直線性誤差を簡単かつ高精度に評価す
ることかできる。
特に、本発明では偶数次高調波を含まない波形として階
段状三角波を用いているため、正弦波を用いた場合に比
へてデジタルコード列の作成が著しく容易となる。すな
わち、全ての入力コードを使用した階段状正弦波を発生
させる為には膨大な量のデジタルコード列を作成しなけ
ればならないが、階段状三角波に相当するデジタルコー
ド列は例えばＩＬＳＢづつ増加させた後、ＩＬＳＢづつ
減少させる一連のコード列を作成させるだけで済み、入
力コード作製の工数を削減できる。
段状三角波を用いているため、正弦波を用いた場合に比
へてデジタルコード列の作成が著しく容易となる。すな
わち、全ての入力コードを使用した階段状正弦波を発生
させる為には膨大な量のデジタルコード列を作成しなけ
ればならないが、階段状三角波に相当するデジタルコー
ド列は例えばＩＬＳＢづつ増加させた後、ＩＬＳＢづつ
減少させる一連のコード列を作成させるだけで済み、入
力コード作製の工数を削減できる。
次に、第３図は入力が連続時間系の線形回路に本発明を
適用した場合の一例を。示す図である。
適用した場合の一例を。示す図である。
この場合も前記離散入力系の線形回路の場合と全く同様
に考えることかでき、入力波形が等時間間隔にかつ等変
化幅つつ変化する階段状三角波であるならば、入力波形
には三角波の偶数次の高調波成分は含まれない。
に考えることかでき、入力波形が等時間間隔にかつ等変
化幅つつ変化する階段状三角波であるならば、入力波形
には三角波の偶数次の高調波成分は含まれない。
一方、非直線性誤差（非線形誤差）かある場合には、出
力波形の等時間間隔ての変化幅か等しくないから偶数次
の高調波成分を含み、その大きさを測定することによっ
て、非直線側誤差（非線形誤差）を評価することができ
る。
力波形の等時間間隔ての変化幅か等しくないから偶数次
の高調波成分を含み、その大きさを測定することによっ
て、非直線側誤差（非線形誤差）を評価することができ
る。
以上の説明で明らかなように、この発明によれば、この
種の離散系、或いは連続時間系の線形回路における非直
線性誤差を精度良く短時間で評価することかできる。
種の離散系、或いは連続時間系の線形回路における非直
線性誤差を精度良く短時間で評価することかできる。
第１図はｍビットのＤＡコンバータで発生させる理想的
な階段状三角波を示す波形図、第２図は６ビツトのＤＡ
コンバータで発生させる実際の階段状三角波を示す波形
図、 第３図は連続時間系の線形回路に本発明を適用した実施
例を説明するための図、 第４図は非直線性誤差のある出力と誤差の無い出力とを
比較して示す図である。
な階段状三角波を示す波形図、第２図は６ビツトのＤＡ
コンバータで発生させる実際の階段状三角波を示す波形
図、 第３図は連続時間系の線形回路に本発明を適用した実施
例を説明するための図、 第４図は非直線性誤差のある出力と誤差の無い出力とを
比較して示す図である。
Claims (1)
- 対象となる線形回路に対して階段状三角波を周期的に入
力してその出力側より階段状三角波を周期的に出力させ
、その状態において該線形回路から出力される階段状三
角波信号から基本波成分及び偶数次高調波成分を抽出し
、それら抽出される基本波成分と偶数次高調波成分成分
との比に基いて当該線形回路の非直線性誤差を求めるこ
とを特徴とする線形回路の評価方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23395690A JPH04113721A (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 線形回路の評価方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23395690A JPH04113721A (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 線形回路の評価方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04113721A true JPH04113721A (ja) | 1992-04-15 |
Family
ID=16963264
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23395690A Pending JPH04113721A (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 線形回路の評価方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04113721A (ja) |
-
1990
- 1990-09-04 JP JP23395690A patent/JPH04113721A/ja active Pending
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