JPH04117137A - 並列多重インバータ - Google Patents
並列多重インバータInfo
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- JPH04117137A JPH04117137A JP2236184A JP23618490A JPH04117137A JP H04117137 A JPH04117137 A JP H04117137A JP 2236184 A JP2236184 A JP 2236184A JP 23618490 A JP23618490 A JP 23618490A JP H04117137 A JPH04117137 A JP H04117137A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000016507 interphase Effects 0.000 description 5
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は、２台の三相電圧型インバータを相間リアクト
ルを介して並列接続した並列多重インバータに関する。
ルを介して並列接続した並列多重インバータに関する。
Ｂ１発明の概要
本発明は、並列多重インバータにおいて、２台のインバ
ータを電流追従型制御を行い、電流指令とインバータ出
力電流の偏差が所定範囲を越えたときに一方のインバー
タのヒステリシス幅を等価的に変える補正を行うことに
より、制御回路を簡単にしながら出力電流のリップルを
低減し、また電流追従性を確保できるようにしたもので
ある。
ータを電流追従型制御を行い、電流指令とインバータ出
力電流の偏差が所定範囲を越えたときに一方のインバー
タのヒステリシス幅を等価的に変える補正を行うことに
より、制御回路を簡単にしながら出力電流のリップルを
低減し、また電流追従性を確保できるようにしたもので
ある。
Ｃ０従来の技術
電動機等の負荷に交流電力を供給する電力変換装置には
、出力電圧の制御と波形改善（低次高調波低減）ができ
るＰＷＭインバータが多く採用され、さらに高調波抑制
効果を高めるためにＰＷＭインバータの出力を相間リア
クトルを介して並列接続した並列多重方式も提案されて
いる。
、出力電圧の制御と波形改善（低次高調波低減）ができ
るＰＷＭインバータが多く採用され、さらに高調波抑制
効果を高めるためにＰＷＭインバータの出力を相間リア
クトルを介して並列接続した並列多重方式も提案されて
いる。
例えば、電気学会論文誌Ｂｓｍ文５９−Ｂ７、Ｐ、４９
〜５６、「ＰＷＭトランジスタインバータにおいて電流
平衡リアクトルを用いた素子の並列接続」には２台のＰ
ＷＭインバータを並列接続するのに基本波信号を同一に
するが夫々の対応する素子のスイッチング時期を異なる
ものにし、合成出力波形のスイッチング周期を小さくす
ることでキャリア周波数を高めたものと同様の効果を得
るようにしている。
〜５６、「ＰＷＭトランジスタインバータにおいて電流
平衡リアクトルを用いた素子の並列接続」には２台のＰ
ＷＭインバータを並列接続するのに基本波信号を同一に
するが夫々の対応する素子のスイッチング時期を異なる
ものにし、合成出力波形のスイッチング周期を小さくす
ることでキャリア周波数を高めたものと同様の効果を得
るようにしている。
また、電気学会・半導体電力変換研究会、５ＰＣ−８６
−４９、Ｐ、８１〜９０ｒＰＷＭインバータによる誘導
電動機の高速直接トルク制御」にはインバータ並列接続
による１電圧ベクトルに対する複数のスイッチング状態
を制御目的に応じて選択制御し、低いスイッチング周波
数でトルクリップルや高調波損失の低減さらにトルク応
答を高めるようにしている。
−４９、Ｐ、８１〜９０ｒＰＷＭインバータによる誘導
電動機の高速直接トルク制御」にはインバータ並列接続
による１電圧ベクトルに対する複数のスイッチング状態
を制御目的に応じて選択制御し、低いスイッチング周波
数でトルクリップルや高調波損失の低減さらにトルク応
答を高めるようにしている。
他の従来例として、電気学会・半導体電力変換研究会、
５ＰＣ−８６−５８、Ｐ、３１〜４０、「高調波抑制と
高速電流追従を可能にした並列多重電流制御形ＰＷＭイ
ンバータ」には電圧ベクトルの選択に電圧ベクトルの大
きさも含めた制御を行う電流制御形ＰＷＭインバータと
し、高調波電流の抑制と電流追従性を高めている。
５ＰＣ−８６−５８、Ｐ、３１〜４０、「高調波抑制と
高速電流追従を可能にした並列多重電流制御形ＰＷＭイ
ンバータ」には電圧ベクトルの選択に電圧ベクトルの大
きさも含めた制御を行う電流制御形ＰＷＭインバータと
し、高調波電流の抑制と電流追従性を高めている。
Ｄ０発明が解決しようとする課題
前述の第１及び第２の従来例では共に三相並列多重イン
バータの出力電圧を制御しており、アクティブフィルタ
などの電流制御を行うものには適用できない。この点、
第３の従来例では電流制御を行い、電流追従性と高調波
電流抑制に優れるが、電圧ベクトルの選択が多くなって
制御回路を複雑にし、実用的でない問題があった。
バータの出力電圧を制御しており、アクティブフィルタ
などの電流制御を行うものには適用できない。この点、
第３の従来例では電流制御を行い、電流追従性と高調波
電流抑制に優れるが、電圧ベクトルの選択が多くなって
制御回路を複雑にし、実用的でない問題があった。
この問題を解決するものとして、第３図に主回路図を、
第４図に制御回路図を示すように電流追従型に構成する
ことが考えられる。第３図中、２台の三相電圧型インバ
ータ１．２の三相出力は循環電流抑制用の相間リアクト
ル（センタータップ付き）３を介して負荷４に電流供給
し、制御回路５は電流指令に従って両インバータ１．２
の出力電流を制御する。この制御回路５は、第４図の５
ａに代表して示すように、各相の電流指令ｉ、＊。
第４図に制御回路図を示すように電流追従型に構成する
ことが考えられる。第３図中、２台の三相電圧型インバ
ータ１．２の三相出力は循環電流抑制用の相間リアクト
ル（センタータップ付き）３を介して負荷４に電流供給
し、制御回路５は電流指令に従って両インバータ１．２
の出力電流を制御する。この制御回路５は、第４図の５
ａに代表して示すように、各相の電流指令ｉ、＊。
ｌｂ＊、ｌａ＊を係数器６で１／２にすることで両イン
バータ１，２の分担電流指令とし、夫々のインバータ１
，２の出力電流検出信号”ｌ’＋ １１１２゜１１＋
ｌ＋ ｌ ｂ２＋ １ ＋＋ｌ＋ ｌ ａ２との
比較でヒステリシスコンパレータ７１，７□にオン・オ
フゲート信号Ｇ・１・ Ｇ・２・ Ｇｂ、・ ＧＢ・
Ｇ・１・ Ｇ・２を得る。
バータ１，２の分担電流指令とし、夫々のインバータ１
，２の出力電流検出信号”ｌ’＋ １１１２゜１１＋
ｌ＋ ｌ ｂ２＋ １ ＋＋ｌ＋ ｌ ａ２との
比較でヒステリシスコンパレータ７１，７□にオン・オ
フゲート信号Ｇ・１・ Ｇ・２・ Ｇｂ、・ ＧＢ・
Ｇ・１・ Ｇ・２を得る。
このように、電流追従形インバータを２台並列接続して
個々に電流制御する構成は、制御回路を極めて簡単化す
るが、相間リアクトル３の循環電流抑制効果によって２
台のインバータ１．２のスイッチングタイミングが重な
って電流リップルの低減を図ることができない。このリ
ップルの低減はアクティブフィルタでの高次高調波の抑
制に要望される。
個々に電流制御する構成は、制御回路を極めて簡単化す
るが、相間リアクトル３の循環電流抑制効果によって２
台のインバータ１．２のスイッチングタイミングが重な
って電流リップルの低減を図ることができない。このリ
ップルの低減はアクティブフィルタでの高次高調波の抑
制に要望される。
本発明の目的は、制御回路を簡単にしなから出力電流の
リップルを低減し、また電流追従性を低下させることの
ない並列多重インバータを提供することにある。
リップルを低減し、また電流追従性を低下させることの
ない並列多重インバータを提供することにある。
８９課題を解決するための手段と作用
本発明は前記目的を達成するため、２台の三相電圧型イ
ンバータと、この両インバータの出力端と共通の負荷と
の間に夫々設けられた一対のリアクトルと、前記両イン
バータの分担電流指令と該両インバータの検出電流との
偏差に応じて該両インバータのゲート信号を得る一対の
ヒステリシスコンパレータと、各相電流指令と検出電流
の和との偏差が所定範囲を越えたときに前記ヒステリシ
スコンパレータの一方の入力を補正する出力を得る３値
コンパレータとを備え、リップルの発生を電流指令に対
する検出電流の和との偏差か所定範囲を越えることで検
出し、この検出でヒステリシスコンパレータの入力を補
正することで等価的にヒステリシス幅を他方のヒステリ
シスコンパレータと異なるものにし、両インバータのス
イッチングタイミングをずらすことでリップル低減を得
る。
ンバータと、この両インバータの出力端と共通の負荷と
の間に夫々設けられた一対のリアクトルと、前記両イン
バータの分担電流指令と該両インバータの検出電流との
偏差に応じて該両インバータのゲート信号を得る一対の
ヒステリシスコンパレータと、各相電流指令と検出電流
の和との偏差が所定範囲を越えたときに前記ヒステリシ
スコンパレータの一方の入力を補正する出力を得る３値
コンパレータとを備え、リップルの発生を電流指令に対
する検出電流の和との偏差か所定範囲を越えることで検
出し、この検出でヒステリシスコンパレータの入力を補
正することで等価的にヒステリシス幅を他方のヒステリ
シスコンパレータと異なるものにし、両インバータのス
イッチングタイミングをずらすことでリップル低減を得
る。
Ｆ、実施例
第１図は本発明の一実施例を示す主回路図である。同図
中、三相電圧型インバータ１．２の並列接続には夫々リ
アクトル８８，８□を介して負荷４端で接続される。電
流制御回路９は、第２図に示す構成にされる。同図には
、各相の制御回路９．。
中、三相電圧型インバータ１．２の並列接続には夫々リ
アクトル８８，８□を介して負荷４端で接続される。電
流制御回路９は、第２図に示す構成にされる。同図には
、各相の制御回路９．。
９１，９゜のうちａ相の制御回路９ａに代表して回路構
成を示す。
成を示す。
第２図において、係数器１０は電流指令ｉ、＊を１／２
にして２台のインバータ１．２の分担電流指令を求め、
これら指令と両インバータ１，２の検出電流１１１１＋
１１１２とを比較器１１１，１１２で比較すること
で偏差を求める。これら偏差信号は夫々ヒステリシスコ
ンパレータ１２．．１２□によってオン−オフのゲート
信号Ｇ、、、Ｇ、２として取り出されるが、ヒステリシ
スコンパレータ１２側の入力は位相補正回路１３によっ
て補正される。
にして２台のインバータ１．２の分担電流指令を求め、
これら指令と両インバータ１，２の検出電流１１１１＋
１１１２とを比較器１１１，１１２で比較すること
で偏差を求める。これら偏差信号は夫々ヒステリシスコ
ンパレータ１２．．１２□によってオン−オフのゲート
信号Ｇ、、、Ｇ、２として取り出されるが、ヒステリシ
スコンパレータ１２側の入力は位相補正回路１３によっ
て補正される。
位相補正回路１３は、電流指令ｉａ＊に対する検出電流
１１、＋ １１１２の和との偏差を比較器１３、で求
め、この偏差を入力とする３値コンパレータ１３□で３
つの偏差領域の何れにあるかを判定し、該偏差が中央の
偏差領域から外れたことの判定出力（定値±１）で係数
器１３３から定数Ｋを乗じて±Ｋを発生し、この定数±
Ｋを比較器１３４の補正入力として比較器ｌｉｔからの
偏差を補正し、この補正出力をヒステリシスコンパレー
タ１２゜の入力とする。
１１、＋ １１１２の和との偏差を比較器１３、で求
め、この偏差を入力とする３値コンパレータ１３□で３
つの偏差領域の何れにあるかを判定し、該偏差が中央の
偏差領域から外れたことの判定出力（定値±１）で係数
器１３３から定数Ｋを乗じて±Ｋを発生し、この定数±
Ｋを比較器１３４の補正入力として比較器ｌｉｔからの
偏差を補正し、この補正出力をヒステリシスコンパレー
タ１２゜の入力とする。
上述の構成において、電流指令ｉ、＊に対して検出電流
ｉａｌ、 ｌ ａ２の和が正負側に大きく外れると、
３値コンパレータ１３２の出力に±１を発生シ、係数器
１３３を通してヒステリシスコンパレータ１２１の入力
を増減補正する。これにより、両インバータ１，２の電
流リップルが重なり合うときにインバータ１側のヒステ
リシスコンパレータ１２．の出力を反転させ、これは等
価的にヒステリシス幅をインバータ２側のコンパレータ
１２゜とは変えることになり、両インバータ１，２のス
イッチング位相をずらすことで電流リップルの低減を図
る。
ｉａｌ、 ｌ ａ２の和が正負側に大きく外れると、
３値コンパレータ１３２の出力に±１を発生シ、係数器
１３３を通してヒステリシスコンパレータ１２１の入力
を増減補正する。これにより、両インバータ１，２の電
流リップルが重なり合うときにインバータ１側のヒステ
リシスコンパレータ１２．の出力を反転させ、これは等
価的にヒステリシス幅をインバータ２側のコンパレータ
１２゜とは変えることになり、両インバータ１，２のス
イッチング位相をずらすことで電流リップルの低減を図
る。
このような作用効果を得るのに、インバータ１゜２の出
力を独立的に制御できるよう従来の相間リアクトルに代
えてリアクトル８１．８□の個別構成とし、夫々の出力
電流を独立的に制御する。なお、電流追従性は第２図構
成のものと変わりなく、変動の激しい負荷やランダムに
変化する負荷にも十分に対応できる。
力を独立的に制御できるよう従来の相間リアクトルに代
えてリアクトル８１．８□の個別構成とし、夫々の出力
電流を独立的に制御する。なお、電流追従性は第２図構
成のものと変わりなく、変動の激しい負荷やランダムに
変化する負荷にも十分に対応できる。
Ｇ８発明の効果
以上のとおり、本発明によれば、並列多重インバータを
構成するのに、両インバータの出力を夫々独立したリア
クトルを介して並列接続し、両インバータの出力電流を
夫々分担電流指令と比較してヒステリシスコンパレータ
からゲート信号を得る電流追従型にし、各相電流指令と
両インバータの出力電流和との偏差が所定範囲を越えた
ときに一方のヒステリシスコンパレータの入力を補正す
るようにしたため、両インバータの電流リップルが重な
り合うときに一方のスイッチング位相を変えて電流リッ
プルを抑制でき、しかも電流追従型構成にしてその応答
性を低下させることかなく、また制御回路も位相補正回
路を増設するのみで、従来の電圧ベクトル制御に較べて
簡単になる。
構成するのに、両インバータの出力を夫々独立したリア
クトルを介して並列接続し、両インバータの出力電流を
夫々分担電流指令と比較してヒステリシスコンパレータ
からゲート信号を得る電流追従型にし、各相電流指令と
両インバータの出力電流和との偏差が所定範囲を越えた
ときに一方のヒステリシスコンパレータの入力を補正す
るようにしたため、両インバータの電流リップルが重な
り合うときに一方のスイッチング位相を変えて電流リッ
プルを抑制でき、しかも電流追従型構成にしてその応答
性を低下させることかなく、また制御回路も位相補正回
路を増設するのみで、従来の電圧ベクトル制御に較べて
簡単になる。
第１図は本発明の一実施例を示す主回路図、第２図は実
施例の電流制御回路図、第３図は従来の主回路図、第４
図は従来の電流制御回路図である。 １．２・・・三相電圧型インバータ、４・・・負荷、８
１．８２・・・リアクトル、９・・・電流制御回路、１
０・・・係数器、１１１，１１２・・・比較器、１２１
．１２□・・・ヒステリシスコンパレータ、１３・・・
位相補正回路、１３２・・・３値コンパレータ、１３３
・・・係数器。 外ｌる
施例の電流制御回路図、第３図は従来の主回路図、第４
図は従来の電流制御回路図である。 １．２・・・三相電圧型インバータ、４・・・負荷、８
１．８２・・・リアクトル、９・・・電流制御回路、１
０・・・係数器、１１１，１１２・・・比較器、１２１
．１２□・・・ヒステリシスコンパレータ、１３・・・
位相補正回路、１３２・・・３値コンパレータ、１３３
・・・係数器。 外ｌる
Claims (1)
- （１）２台の三相電圧型インバータと、この両インバー
タの出力端と共通の負荷との間に夫々設けられた一対の
リアクトルと、前記両インバータの分担電流指令と該両
インバータの検出電流との偏差に応じて該両インバータ
のゲート信号を得る一対のヒステリシスコンパレータと
、各相電流指令と検出電流の和との偏差が所定範囲を越
えたときに前記ヒステリシスコンパレータの一方の入力
を補正する出力を得る３値コンパレータとを備えたこと
を特徴とする並列多重インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2236184A JP2906616B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 並列多重インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2236184A JP2906616B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 並列多重インバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04117137A true JPH04117137A (ja) | 1992-04-17 |
| JP2906616B2 JP2906616B2 (ja) | 1999-06-21 |
Family
ID=16997021
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2236184A Expired - Fee Related JP2906616B2 (ja) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | 並列多重インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2906616B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088139A (ja) * | 2001-09-10 | 2003-03-20 | Nissin Electric Co Ltd | 系統連系用電力変換装置及びその制御方法 |
| JP2003174790A (ja) * | 2001-12-05 | 2003-06-20 | Denso Corp | 車両用同期電動機装置 |
| JP2006296110A (ja) * | 2005-04-12 | 2006-10-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | ユニットインバータ装置 |
| JP2008067461A (ja) * | 2006-09-06 | 2008-03-21 | Nissan Motor Co Ltd | モータの駆動方法 |
| CN106464162A (zh) * | 2014-06-20 | 2017-02-22 | 通用电气公司 | 用于对多逆变器功率变换器的控制的装置及方法 |
| KR20170057365A (ko) * | 2014-09-22 | 2017-05-24 | 보벤 프로퍼티즈 게엠베하 | 교류를 생성하기 위한 방법 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100588073C (zh) * | 2008-06-05 | 2010-02-03 | 上海交通大学 | 柔性直流输电变流器的电流控制方法及装置 |
| DE102016107614A1 (de) * | 2016-04-25 | 2017-10-26 | Wobben Properties Gmbh | Wechselrichter und Verfahren zum Erzeugen eines Wechselstroms |
-
1990
- 1990-09-06 JP JP2236184A patent/JP2906616B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2017522843A (ja) * | 2014-06-20 | 2017-08-10 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | マルチインバータ電力変換器の制御装置および方法 |
| US10263536B2 (en) | 2014-06-20 | 2019-04-16 | Ge Global Sourcing Llc | Apparatus and method for control of multi-inverter power converter |
| KR20170057365A (ko) * | 2014-09-22 | 2017-05-24 | 보벤 프로퍼티즈 게엠베하 | 교류를 생성하기 위한 방법 |
| JP2017528110A (ja) * | 2014-09-22 | 2017-09-21 | ヴォッベン プロパティーズ ゲーエムベーハーＷｏｂｂｅｎ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ Ｇｍｂｈ | 交流電流の生成方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2906616B2 (ja) | 1999-06-21 |
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