JPH04138063A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、電力変換器に関するものであり、具体的には
交流入力電流が交流電源電圧と所定の位相で正弦波形と
なる交流−直流変換式の電力変換器に関するものである
。

［従来の技術］ 整流回路の交流入力電流波形を交流電源電圧と所定の位
相関係で正弦波形とする技術としては、例えば、昭和６
３年電気学会全国大会発表Ｎｏ。

５０９「低損失高力率コンバータ回路」等で知られてい
る。この大会で発表されたコンバータ回路は、第１１図
に示す構成を有している。この回路は、電源スイッチＳ
Ｗ１リアクトルＬ１ダイオードＤ１〜Ｄ４、ゲートター
ンオフサイリスタ（ＧＴｏ）やトランジスタのような自
己消弧形半導体素子Ｓ１及びＳ２及び平滑用コンデンサ
Ｃを図示のように接続して構成される。なおβは負荷で
あり、図示しない制御装置により、自己消弧形半導体素
子Ｓ１及びＳ２のオン・オフ動作を制御しする。制御装
置は、電源電圧の瞬時値の変化に対応してパルス幅が適
切に増減するパルス幅変調即ちＰＷＭ信号で自己消弧形
半導体素子Ｓ１及びＳ２を制御して、交流電源１からの
入力電流波形を交流電源電圧と所定の位相関係で正弦波
形となるようにしている。

この回路では、電源スィッチＳＷの投入時に、ダイオー
ドＤｉ−Ｄ４よりなるブリッジ型整流回路を通って平滑
用コンデンサＣに大きな突入電流が流れる。一般に、こ
の突入電流を抑制する手段としては、第１２図に示すよ
うに電流制限用抵抗Ｒと短絡用スイッチＳＷＩの並列接
続回路をスイッチＳＷと直列に接続する構成が採用され
ている。

この回路では、電源スィッチＳＷの投入時には短絡用ス
イッチＳＷＩは開放状態としてコンデンサＣの充電電流
を抵抗Ｒにより抑制し、コンデンサＣの電圧が所定値に
達した時点で短絡用スイッチＳＷＩを閉じて、自己消弧
形半導体素子ｓ１及びＳ２のオン・オフ動作を開始する
。

［発明が解決しようとする課題］ 上記のような従来の電力変換器では、電流制限用抵抗Ｒ
に定格電力の大きいものを使用せねばならず、また短絡
用スイッチＳＷＩの動作に万一不具合を生じた場合には
抵抗Ｒが焼損するおそれがあった。また、突入電流防止
のために構成部品数が増加して不経済である。更に、負
荷βに短絡等の異常が生じて過電流が流れた場合に、自
己消弧形半導体素子Ｓｔ及びＳ２を非道通状態にしても
ブリッジ型整流回路のダイオードが導通し続けるために
、急速に過電流を遮断することができない。

本発明の目的は、上記の問題点に鑑み、簡単に且つ確実
に電源投入時の突入電流を抑制することができる電力変
換器を提供することにある。

本発明の他の目的は、電源投入時の突入電流を抑制する
ことができ、しかも過電流を急速に遮断することができ
る電力変換器を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 請求項１の発明においては、整流素子をブリッジ接続し
て構成されて交流を直流に変換するブリッジ型整流回路
と、平滑用コンデンサと、チョッパ制御用半導体素子を
備えてブリッジ型整流回路の出力をチョッパ制御するチ
ョッパ回路とを具備してなる電力変換器を改良の対象と
する。

そしてブリッジ型整流回路の整流素子の少なくとも一部
を制御整流素子から構成し、交流電源投入時の突入電流
を制御整流素子の導通角を制御して抑制する制御装置を
具備することを特徴とする請求項２の発明では、制御装
置が交流電源投入時において、ブリッジ型整流回路の直
流出方電圧が飽和するまでは導通角を徐々に増加させ、
直流電圧が飽和した後は、導通角を直ちに１８０度まで
増加させる。好ましい一実施例では、導通角を０度から
９０度までは徐々に増加させ、導通角が９０度に達する
と直ちに導通角を直ちに増加させている。

請求項３の発明では、制御装置は更に、短絡事故等で発
生する過電流を制御整流素子及びチョッパ制御用半導体
素子を非導通状態にして遮断する構成を備えていること
を特徴とする 請求項４の発明では、チョッパ制御用半導体素子を自己
消弧形半導体素子から構成し、ブリッジ型整流回路の少
なくとも隣り合う２辺の整流素子に対してそれぞれ自己
消弧形半導体素子を特徴とする 請求項５の発明では、ブリッジ型整流回路に対して直列
にリアクトルを設け、チョッパ回路のチョッパ制御用半
導体素子をパルス幅変調制御し、ブリッジ型整流回路の
整流素子の少なくとも一部を制御整流素子から構成し、
交流電源投入時の突入電流及び短絡事故等で発生する過
電流を制御整流素子の導通角を制御して抑制または遮断
する制御装置を設けることを特徴とする。

［作用］ 請求項１の電力変換器において、交流電源投入時に制御
整流素子の導通角を制御して突入電流を抑制する。制御
装置は、交流電源投入時に導通角を小さくし、所定の時
間を経て導通角を大きくするように導通角の制御を行う
。導通角の制御方法は一定ではないが、典型的なものと
しては、導通角を所定の時間をかけて０度から１８０度
に漸増させる方法がある。

請求項２の発明では、直流出力電圧が飽和した後は突入
電流を抑制する必要性がないため１、直流電圧が飽和し
た後に直ちに導通角を１８０度まで増加させる。従って
本発明によれば、起動時の動作時間を短縮化することが
できる。

請求項３の発明では、短絡事故等で過電流が発生した際
に、制御整流素子及びチョッパ制御用半導体素子の両方
を非導通状態にして過電流を遮断すれば、過電流を流す
通路が全て遮断されるため、過電流を急速に遮断するこ
とができる。

請求項５の発明のように、制御整流素子の導通角を制御
して過電流を抑制すれば、し）わゆる垂下特性を得るこ
とができる。

［実施例コ 説明する。

第１図の実施例は、交流電源ＡＣに電源スイ・ンチＳＷ
、リアクトルＬを介してブリ・ソジ型整流回路ＲＣの交
流入力端子が接続されて０る。ブ１）・ソジ型整流回路
ＲＣは、制御整流素子としてのサイリスタ５ＣＲＩ、５
ＣＲ２及びダイオードＤ３゜Ｄ４がブリッジ接続されて
構成されて（為る。ダイオードＤ３．ＤＪの両端には、
逆極性で自己ン肖弧形半導体素子Ｓｌ、８２が並列接続
されて０る。

この自己消弧形半導体素子８１，８２６よ、昇圧チョッ
パ回路のチョッパ制御用半導体素子を構成している。自
己消弧形半導体素子Ｓ１は、ＰＷＭＩＩＩ御によりオン
・オフされてサイリスタ５ＣＲ１を通る一方の極性の半
波をチヨ・ソノ々制御する。また自己消弧形半導体素子
Ｓ２は、ＰＷＭ制御（こよりオン・オフされてサイリス
タ５ＣＲ２を通る一方の極性の半波をチョッパ制御する
。ブリッジ型整流回路ＲＣの直流出力端子間に平滑用コ
ンデンサＣが接続されている。本装置の出力端Ｔ１及び
Ｔ２には負荷ぶが並列接続されている。

なおサイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２及び自己消弧形半導
体素子Ｓｌ、３２を制御する制御装置については図示し
ていないが、本実施例においては、サイリスタ５ＣＲＩ
、５ＣＲ２及び自己消弧形半導体素子Ｓｔ、８２を次の
ように制御する。まず電源スィッチＳＷを投入したとき
に、サイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２のゲートの各々に交
流電源ＡＣの電圧の正、負の極性に応じて、導通角を所
定の時間の経過にしたがって０度から徐々に１８０度と
するようにゲート信号を供給する。これにより、平滑用
コンデンサＣは零電圧から交流電源ＡＣの電圧の略波高
値になる直流電圧まで徐々に充電される。これにより電
源スィッチＳＷの投入時における突入電流が確実に抑制
される。

第２図は上記の動作を示す波形図で、第２図（Ａ）は交
流電源電圧Ｖ１同図（Ｂ）はサイリスタ５ＣＲＩのゲー
ト信号ｇ　ｓ　１　、同図（Ｃ）はサイリスタ５ＣＲ２
のゲート信号ｇｓ２、同図（ＤはコンデンサＣの端子電
圧Ｖｃの各波形を示す。

自己消弧形半導体素子Ｓｔ、Ｓ２は、電源スィッチＳＷ
の投入時からサイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２の導通角が
１８０度になるまではオフ状態にある。そして、上記導
通角が１８０度になった後にＰＷＭ制御によるオン・オ
フ動作を開始して、コンデンサＣの端子電圧を所定の設
定電圧とし且つ入力電流波形を交流電源電圧と所定の位
相関係で正弦波形とする。

なお第２図（Ｄ）を見ると明らかなように、平滑用コン
デンサＣの充電電圧Ｖｃは、導通角９０度を過ぎる付近
で交流電源ＡＣの電圧のほぼ波高値に近い値で飽和して
いる。従って導通角９０から１８０度までの期間は、導
通角の制御が不要な期間である。よって平滑用コンデン
サＣの充電電圧の飽和を検出する直流電圧検出回路を用
いる場合には、充電電圧の飽和を検出した時点で導通角
の制御を停止し、導通角を直ちに１８０度としてその後
直ちに自己消弧形半導体素子８１．Ｓ２のＰＷＭ制御を
開始し、平溝用コンデンサＣの端子電圧を所定の設定電
圧とするようにしてもよい。

なお直流電圧検出回路を用いない場合には、導通角９０
度の時点で導通角制御を停止してもよい。

次に、負荷（に短絡等の異常が起り過電流が流れた場合
について説明する。この場合には、自己消弧形半導体素
子Ｓｌ、８２をオフにし、更にサイリスタ５ＣＲＩ　、
５ＣＲ２の導通角を減少または零にすることにより、直
流出力電圧を零電圧まで低下させて、負荷への過電流を
抑制または停止させることができる。

第３図は過電流が発生した時の動作を説明するための波
形図であり、同図（Ａ）は交流電源電圧Ｖ１同図（Ｂ）
はサイリスタ５ＣＲ１のゲート信号ｇｓ１、同図（Ｃ）
はサイリスタ５ＣＲ２のゲート信号ｇＳ２、同図（Ｄ）
は自己消弧形半導体素子ＳｌのＰＷＭ制御信号ｃ　ｓ　
ｌ　ｓ同図（Ｅ）は自己消弧形半導体素子Ｓ２のＰＷＭ
制御信号Ｃ８２、同図（Ｆ）はコンデンサＣの端子電圧
の各波形を示す。図は、時間ｉｆにおいて過電流が発生
したことにより自己消弧形半導体素子８１．８２をオフ
として平滑用コンデンサＣの端子電圧Ｖｃを低下させ、
更に時間ｔ２においてサイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２の
導通角を減少させてコンデンサＣの端子電圧Ｖｃを零電
圧に低下させた場合の状態を経時的に示している。

第４図は上記の制御動作を行うために本発明で用いる制
御装置の一例の概要を示すブロック図である。同図にお
いて、交流電源監視回路１が交流電源電圧の入力を検知
すると、タイマ回路２が動作して所定の時間、サイリス
タ位相制御回路３へ指令信号を送る。サイリスタ位相制
御回路３は、この指令信号に基づいて交流入力電圧の正
・負の半波ごとにサイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２の導通
角を０度から徐々に１８０度にするようなゲート信号を
出力する。なお図示のように直流電圧検出回路４を設け
て平滑用コンデンサＣの充電電圧を測定する場合には、
平滑用コンデンサＣの充電電圧の飽和を検出した時点で
サイリスタ位相制御回路３に直流電圧検出回路から信号
を出力し、位相制御を停止するようにしてもよい。サイ
リスタ駆動回路５は、ゲート信号を電力増幅してサイリ
スタ５ＣＲ１，５ＣＲ２を駆動する。サイリスタ５ＣＲ
Ｉ　、５ＣＲ２の導通角が１８０度に達するようになる
と（直流電圧検出回路４を用いる場合には、電圧の飽和
を検出すると）、切換回路６が動作して自己消弧形半導
体素子制御回路７へ駆動信号を送り、該自己消弧形半導
体素子制御回路７から自己消弧形半導体素子３１．３２
をＰＷＭ制御によりオン・オフさせる制御信号を出力さ
せる。

自己消弧形半導体素子駆動回路８はこの制御信号を電力
増幅して自己消弧形半導体素子Ｓ１．８２を駆動する。

次に、過電流が流れた場合には、過電流検出回路２７が
動作して、先ず自己消弧形半導体素子制御回路７からの
制御信号の出力を停止することにより、自己消弧形半導
体素子Ｓ１．Ｓ２をオフにして直流出力電圧を低下させ
る。

他方、自己消弧形半導体素子制御回路７からの制御信号
の出力の停止により、切換回路６を介してサイリスタ位
相制御回路３へ動作制御信号が送られる。そして、直流
出力電圧の低下ではまだ不十分で過電流検出回路９が依
然過電流状態を検出する場合には、サイリスタ位相制御
回路３が制御されて、サイリスタ５ＣＲＩ、５ＣＲ２へ
のゲート制御信号の導通角が漸次減少されるかまたは零
とされる。これにより、直流出力電圧が零電圧にまで低
下される。なお過電流を検出した時点で、サイリスタ５
ＣＲＩ、５ＣＲ２へのゲート制御信号の導通角を徐々に
減少させずに、瞬時にゲート信号を遮断するようにして
もよいのは勿論である。

次に、本発明の他の異なる実施例の要部を第５図〜第１
０図により説明する。これらの図面において、第１図の
実施例と同一部分には同符号を付しである。

第５図の実施例は、２個のサイリスタ５ＣＲＩ。

５ＣＲ３のカソードを共通接続して、ゲート駆動回路の
絶縁を簡略化できる構成としたものである。

２個のサイリスタを用いる場合にはまた、第６図及び第
７図のように配置・接続してもよい。

第８図の実施例は、自己消弧形半導体素子８２゜Ｓ３の
エミッタを共通接続して、該自己消弧形半導体素子Ｓ２
，３３の駆動回路の絶縁を簡略化できる構成としたもの
である。

第９図及び第１０図は更に他の変形例を示したもので、
第９図の変形例は、４個の自己消弧形半導体素子Ｓｌ、
Ｓ２．Ｓ３．Ｓ４がブリッジ回路に接続されて回正運転
も可能とするものであるが、この場合でも、２個のサイ
リスタを用いる場合の回路例としては第６図及び第７図
に示すようにしてもよい。

第１０図の変形例は、自己消弧形半導体素子８１個でオ
ン・オフ動作して昇圧チョッパの作用をするタイプのも
ので、２個のサイリスタ５ＣＲＩ。

５ＣＲ２と２個のダイオードＤ３．Ｄ４でブリッジ回路
を構成し、該ブリッジ回路の直流出力間にリアクトルＬ
と自己消弧形半導体素子Ｓの直列回路を並列接続し、該
自己消弧形半導体素子Ｓに並列にダイオードＤと平滑用
コンデンサＣの直列回路を並列接続したものである。

［発明の効果］ 請求項１の電力変換器によれば、交流電源投入時に制御
整流素子の導通角を制御して確実に突入電流を抑制する
ことができる。

請求項２の発明によれば、起動時の動作時間を短縮化す
ることができる。

請求項３の発明によれば、短絡事故等で過電流が発生し
た際に、制御整流素子及びチョッパ制御用半導体素子の
両方を非導通状態にして過電流を遮断するので、過電流
を急速に遮断することができる。

請求項５の発明によれば、制御整流素子の導通角を制御
して、いわゆる垂下特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の要部を示す回路図、第２図及
び第３図はいずれも実施例の動作を説明するための波形
図、第４図は本発明に用いられる制御装置の構成例を示
すブロック図、第５図〜第１０図はそれぞれ本発明の他
の異なる実施例の要部を示す回路図、第１１図及び第１
２図はいずれも従来の電力変換器の要部を示す回路図で
ある。 ＡＣ・・・交流電源、Ｌ・・・リアクトル、５ＣＲＩ〜
５ＣＲ４・・・制御整流素子（サイリスタ）、８１〜Ｓ
４・・・自己消弧形半導体素子、Ｄｉ−Ｄ４・・・整流
素子、Ｃ・・・平滑用コンデンサ、１・・・交流電源監
視回路、２・・・タイマ回路、３・・・サイリスタ位相
制御回路、４・・・直流電圧検出回路、５・・・サイリ
スタ駆動回路、６・・・切換回路、７・・・自己消弧形
半導体素子制御回路、８・・・自己消弧形半導体素子駆
動回路、９・・・過電流検出回路。 第 図 第 図 第 図 第 図

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）整流素子をブリッジ接続して構成されて交流を直
   流に変換するブリッジ型整流回路と、平滑用コンデンサ
   と、 チョッパ制御用半導体素子を備えて前記ブリッジ型整流
   回路の出力をチョッパ制御するチョッパ回路とを具備し
   てなる電力変換器において、前記ブリッジ型整流回路の
   前記整流素子の少なくとも一部を制御整流素子から構成
   し、 交流電源投入時の突入電流を前記制御整流素子の導通角
   を制御して抑制する制御装置を具備することを特徴とす
   る電力変換器。
2. （２）前記制御装置は、交流電源投入時において前記ブ
   リッジ型整流回路の直流出力電圧が飽和するまでは前記
   導通角を徐々に増加させ、前記直流電圧が飽和した後は
   導通角を直ちに１８０度まで増加させることを特徴とす
   る請求項１に記載の電力変換器。
3. （３）前記制御装置は、短絡事故等で発生する過電流を
   前記制御整流素子及び前記チョッパ制御用半導体素子を
   非導通状態にして遮断する構成を更に備えていることを
   特徴とする請求項１または２に記載の電力変換器。
4. （４）前記チョッパ制御用半導体素子は自己消弧形半導
   体素子からなり、 前記ブリッジ型整流回路の少なくとも隣り合う２辺の前
   記整流素子に対してそれぞれ前記自己消弧形半導体素子
   が並列接続されている請求項５に記載の電力変換器。
5. （５）整流素子をブリッジ接続して構成されて交流を直
   流に変換するブリッジ型整流回路と、平滑用コンデンサ
   と、 前記ブリッジ型整流回路に対して直列に接続されたリア
   クトルと、 チョッパ制御用半導体素子を備えて前記ブリッジ型整流
   回路の出力をチョッパ制御するチョッパ回路とを具備し
   、 前記チョッパ回路の前記チョッパ制御用半導体素子をパ
   ルス幅変調制御する電力変換器において、前記ブリッジ
   型整流回路の前記整流素子の少なくとも一部を制御整流
   素子から構成し、 交流電源投入時の突入電流及び短絡事故等で発生する過
   電流を前記制御整流素子の導通角を制御して抑制または
   遮断する制御装置を具備することを特徴とする電力変換
   器。