JPH04150764A - Ｄｃ―ｄｃコンバータの過電流制限方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子機器の電源として多用されているＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに係り、特に負荷短絡などの事故電流を所
定値以下に制限するＤＣ−Ｄｏコンバータの過電流制限
方法に関する。

〔従来の技術〕

ＤＣ−Ｄｏコンバータの降圧形例は第２図の如くに示さ
れる。

第２図は従来例の構成例を示すもので、１は直流電源、
２は具体的には各種のトランジスタやサイリスタが用い
られるスイッチング素子、３は抵抗器や変流器が採用さ
れる電流検出器、４はダイオード、５．６は出力電圧を
平滑するリアクトル。

コンデンサ、７は負荷装置である。

第２図においてスイッチング素子２が開路すると、閉路
期間中にリアクトル５とコンデンサ６に蓄えられた電力
がダイオード４を通して負荷装置７へ供給される。

ここで、スイッチング素子２の開閉周期をＴｓ、閉路時
間をＴＯＮとすると、出力電圧式は衆知の如く式（１）
で示される。

Ｅｏ　＝　（ＴｏＮ／Ｔ３　）Ｅ夏　　　　　　　　　
　　　　　　・・　　　・　　・　　・・・（１）した
がって、このＴｓまたはＴＯＮを調整することによりＥ
ｏの制御が可能である。

第３図は従来の制御回路例を示すもので、３１゜３２は
増幅器、３４は比較器、３５はフリ、プフロップである
。

すなわち、増幅器３１はゲインＡｃｃをもち電流検出器
３の出力電圧Ｃ５を増幅し、増幅器３２はゲインＡｃｖ
をもち出力電圧Ｅｏの瞬時値ｅｏを増幅する。

加算器３３は、出力ｖｓ（ｖｓ＝Ａｃｃ・εｓ＋Ａｃｖ
　−ｅｏ　）を出力する。比較器３４は出力■３と基準
値ＶＢを比較して、（ＶＳ＞Ｖｌｌ）のとき出力Ｓ２を
高レベルとする。

フリ、プフロ、プ３５は入力の出力Ｓｔが高しベルニな
ると出力Ｇを低レベルに、入力Ｓｌが高レベルになると
出力Ｇを高レベルにする。その入力Ｓ１には一定周波数
のクロ、り信号が使用され、出力Ｇが高レベルになると
図示せぬドライブ回路を通してスイッチング素子２が閉
路される。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータが負荷短絡や過負荷状態
となり過大電流が流れた場合ｌこは諸機器の損傷を防止
するため、出力電圧を低下させて出力電流を制限するこ
とが一般的に行われている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかるに一般的に過電流制限モードにおける負荷特性は
第４図のように示される。

第４図において、過電流制限モードにおける（　Ｅ。

−４ｏ　）特性は特性線ＯＨ，に示す如く直線とはなら
ない。これはつぎの如く考察される。

すなわち、いま過電流モードの切換点での出力＊ 電圧式をＥＯ、出力電流烏をＩＭとすると、出力電ここ
で、Ｇは ただし、 Ｆ、はスイッチング周波数 りはリアクトルのインダクタンス Ｒ８は電流検出器の抵抗値 ｍは三角波形の傾き かように式（２）の右辺の項、 が存在するため直線的にならない。よって−（Ｇ＝１）
の場合にも定電流特性が得られないものとなっていた。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
その趣旨とするところは、 を満足させるように、三角波形の傾きｍを出力電圧ＦＳ
ｏに比例させるようにすることにある。

〔作　用〕

しかしてかかる解決手段により、式（匂はつぎの如くに
なる。

かくの如く、過電流制限特性は直線となり、（Ｇ＝１）
のとき定電流特性を得ることができる。

したがって、これは第４図の特性線ＯＨ，が得られる。

〔実　施　例〕

第１図は本発明が適用された一実施例の要部構成を示す
もので、ＥＢはバイアス電圧、と、は三角波電圧である
。図示の機能はつぎの如くである。

すなわち、増幅回路８のゲインを人とすればその出力は
Ａｇｏである。

スイッチ回路９にて、モノマルチバイブレータ１０にお
いて周波数Ｆｓが（Ｆｓ＝１／Ｔｓ）のクロックパルス
ＰＣのもとに短いリセット期間をもつリセットパルスを
つくり、スイッチを駆動し、増幅回路９で得られた出力
人Ｅｏにリセット期間、すなわち出力が零の期間が設け
られる。

スイッチ回路９によるリセット期間をもつスイ。

チからの出力は積分回路１１で積分される。この積分回
路１１の出力は、 となる。ただし、Ｔは積分回路１１の時定数である。

これより、掛算器１２は出力電圧Ｅｏを一方の入力と得
て、 となる如くに（Ａ／Ｔ　）を設定すれば式（５）が満足
される。よって、過電流特性は直線となり、（Ｇ＝１）
のとき定電流特性を得ることができる。

さらに、演算増幅回路１３にて積分回路１２出力の符号
を反転し、またバイアス電圧Ｅ、を加算すれば、系が不
安定になることを防ぐための、傾きｍをもつ三角波信号
ののこぎり波電圧Ｅｐ１ Ｅｐ　＝ｍ　（Ｔ　−Ｔｔ　）　＋　ＥＢ　　　・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）が得られ
る。ここで、Ｔ１　　はｎ周期間の積分開始時間である
。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、過電流制限モード
においてスイッチング素子のオン時間を絞るとともに、
オン時間巾の制限特性を出力電圧の関数とすることによ
り、（Ｅｏ−Ｉｏ）％性を直線化した簡便な構成の装置
を実現した格段の方法を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用された一実施例の要部構成を示す
系統図、第２図および第３図は従来例を説明するため示
したＤＣ−ＤＣ！コンバータの回路図上よびその制御回
路の系統図、第４図は過電流制限モードにおける負荷特
性を示す図である。 ｌ・・・・−・直流電源、２・・・・・・スイッチング
素子、３・・・・・・電流検出器、５，６・・・・・・
リアクトル、コンデンサ、Ｅｏ・・・・・・出力電圧。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １　スイッチング素子の開閉動作により電力変換を行う
   ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、固定周波数のクロック
   パルスに同期した三角波信号と、ＤＣ−ＤＣコンバータ
   の出力電圧と出力電流ないしはスイッチング素子電流よ
   り合成されたフィードバック信号との大小関係により、
   前記スイッチング素子のオン時間を定めるとともに、前
   記三角波信号の傾斜をＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
   の関数としたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの
   過電流制限方法。